Fontes de Alimentação Chaveadas

Prof. Dr. Carlos Alberto Canesin

QUALIENERGICentro Virtual de Pesquisas em Qualidade da Energia Elétrica

LEP – Laboratório de Eletrônica de Potência

Parte 2

Semicondutores de Potência

12000

10000

8000

SCR12000V/1500A

(M itsubishi)

4500V/900A(Mitsubishi)

6500V/1500A(Mitsubishi)

GTO/GCT

7500V/1650A(Eupec)

6500V/600A(Eupec)

6000

4000

2000

1000 2000 3000 4000

3300V/1200A(Eupec)

2500V/1800A(Fuji)

1700V/3600A(Eupec)

IGBT

SCR:GTO/GCT:IGBT:

27MVA36MVA

6MVA

6000V/3000A(ABB)

6500V/4200A(ABB)

6000V/6000A(M itsubishi)

4800V5000A

(Westcode)

5000 6000 I (A)

V (V)

00

• Área de Trabalho – Cenário 2010

Semicondutores de PotênciaRelações Tensão versus Corrente

Semicondutores de PotênciaCenário 2010

Semicondutores de PotênciaAplicações - Cenário 2010

4500V/800A “press pack” e 1700V/1200A módulo diodos

Diodo de Potência

Press pack componentes:• refrigeração dois lados• baixo custo de montagem e elevada densidade de potência• escolha preferida para elevadas tensões e elevadas potências

• Dissipadores

A

B

CdV

P

N

(a) Diode Rectifier (b) Press pack (c) Module

Heatsink

A

P

N

P

N

A

Diodo de Potência

• Características dinâmicas

Diodos

Onde:

VFP: Máxima tensão direta na entrada em condução

trr: Tempo de recuperação reversa

Qr: Carga armazenada na capacitância de junção

VFP

VSBloqueioindutivo

trr

toff

ton

v(t)

i(t)

Qr

t

tdtdi

• Principais parâmetros

Diodos

• Standard

• Fast

• Ultra Fast

• Schottky

VRRM trrIF

100 V - 600 V

100 V - 1000 V

200 V - 800 V

15 V - 150 V

> 1 μs

100 ns – 500 ns

20 ns – 100 ns

< 2 ns 1 A – 150 A

1 A – 50 A

1 A – 50 A

1 A – 50 A

VRRM = Máxima tensão reversa admissível)

trr = tempo de recuperação reversa (reverse recovery time )

IF = Corrente média Direta (forward current (avg or rms))

• Principais parâmetros

Diodos

Tensão em condução0

i

VVγ

inclinação = 1/rd

Curva característica

estática

Quanto maior a tensão de ruptura , maior será a queda de tensão em condução

Sinal Potência Alta tensão

VRuptura

vF

< 100 V

0,7 V

200 – 1000 V

< 2 V

10 – 20 kV

> 8 V

VRuptura

Tensão de ruptura

vF = Tensão em condução (forward voltage), dependerá da tecnologia do componente e da tensão máxima reversa admissível

Diodos200 V 600 V

10 A 10 A

4500V/800A e 4500V/1500A SCRs

Tiristor SCR

• Características de comutação

DI9.0

DI1.0rrt

rrI1.0rrI

onV

dont

ontrt

Gi

Ti

Tv

GMIGMI1.0

t

t

t

DI

offt

rrQ

DVDV1.0

Ti

TvGi

Tiristor SCR

DRMV RRMV TAVMI TRMSI - Maximum Rating 12000V 12000V 1500A 2360A -

Turn-on Time

Turn-off Time

/dtdiT /dtdvT rrQ Switching Characteristics

sont μ14= sofft μ1200= sA μ/100 sV μ/2000 Cμ7000

DRMV – Repetitive peak off-state voltage RRMV – Repetitive peak reverse voltage

TAVMI – Maximum average on-state current RRMSI – Maximum rms on-state current

2rrrr

rrIt

Q = – Reverse recovery Charge Part number – FT1500AU-240 (Mitsubishi)

• Principais especificações

12000V/1500A SCR Tiristor

Tiristor SCR

4500V/800A e 4500V/1500A GTOs

Tiristor GTO (Gate Turn-Off Thyristor)

• GTOs: Simétricos versus Assimétricos

Type Blocking Voltage

Example (6000V GTOs)

Applications

Asymmetrical GTO DRMRRM VV << VVDRM 6000=

VVRRM 22=

For use in voltage source inverters with anti-parallel diodes.

Symmetrical GTO DRMRRM VV ≈ VVDRM 6000=

VVRRM 6500= For use in current source inverters.

DRMV - Maximum repetitive peak (forward) off-state voltage

RRMV - Maximum repetitive peak reverse voltage

Gate Turn-Off (GTO) Thyristor

• Características de comutação

Tv

DV

dofft tailt

ft

DV9.0

DV1.0DI

DI9.0

DI1.0

rtdont

dtdiG /1

MGI 1

MGI 11.0 MGI 21.0

MGI 2

TiTT iv ,

Gi

t

t

dtdiG /2

0

0

Ti

TvGi

Gate Turn-Off (GTO) Thyristor

• Principais especificações

DRMV RRMV TGQMI TAVMI TRMSI - Maximum Rating 4500V 17V 4000A 1000A 1570A -

Turn-on Switching

Turn-off Switching

/dtdiT /dtdvT /dtdiG1 /dtdiG2 Switching

Characteristics sdont μ5.2=

srt μ0.5=

sdofft μ0.25=

sft μ0.3= sA μ/500 sV μ/1000 sA μ/40 sA μ/40

On-state Voltage VV stateonT 4.4)( =− at AIT 4000=

DRMV - Repetitive peak off-state voltage RRMV - Repetitive peak reverse voltage

TGQMI - Repetitive controllable on-state current TAVMI - Maximum average on-state current

RRMSI - Maximum rms on-state current Part number - 5SGA 40L4501 (ABB)

4500V/4000A Asymmetrical GTO Thyristor

Gate Turn-Off (GTO) Thyristor

6500V/1500A Symmetrical GCT

IGCT = Improved GTO + Integrated Gate + Anti-parallel Diode (opcional)

IGCT (Integrated Gate Commutated Thyristor)

• IGCT Classificação

Type Anti-parallel

Diode Blocking Voltage

Example (6000V GCT)

Applications

Asymmetrical GCT Excluded

DRMRRM VV <<

VVDRM 6000=VVRRM 22=

For use in voltage source inverters with anti-parallel diodes.

Reverse Conducting GCT

Included 0≈RRMV VVDRM 6000= For use in voltage source inverters.

Symmetrical GCT (Reverse Blocking)

Not required DRMRRM VV ≈ VVDRM 6000=VVRRM 6500=

For use in current source Inverters.

DRMV - Maximum repetitive peak forward off-state voltage

RRMV - Maximum repetitive peak reverse voltage

Integrated Gate Commutated Thyristor

• Características de comutação

DI9.0

DI4.0

DV9.0

DV1.0

Gi

Gv

t

t

TT iv ,Tv

DV

Ti

DI

rtdont

dtdiG /1

dtdiG /2

dofft

ft

Gv

0

0

GiTi

TvGi

Integrated Gate Commutated Thyristor

• Principais parâmetros

DRMV RRMV TQRMI TAVMI TRMSI - Maximum Rating 6000V 22V 6000A 2000A 3100A -

Turn-on Switching

Turn-off Switching

/dtdiT /dtdvT /dtdiG1 /dtdiG2 Switching

Characteristics stdon μ0.1<

srt μ0.2<

sdofft μ0.3<

ft - N/A sA μ/1000 sV μ/3000 sA μ/200

10,000 sA μ/

On-state Voltage

VV stateonT 4)( <− at AIT 6000=

DRMV - Repetitive peak off-state voltage RRMV - Repetitive peak reverse voltage

TGRMI - Repetitive controllable on-state current TAVMI - Maximum average on-state current

RRMSI - Maximum rms on-state current Part number – FGC6000AX120DS (Mitsubishi)

6000V/6000A Asymmetrical GCT

Integrated Gate Commutated Thyristor

1700V/1200A e 3300V/1200A IGBT módulos

IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor)

Características Estáticas

t+15V

90%

t

+15V

10%

tdon tr tdoff tf

t

90%

0

GEv

Gv

Ci

0

0

Características Dinâmicas

5GEV

4GEV

3GEV

2GEV

1GEV

CEV2V0

CI

CEvG

C

E

Ci

• IGBT Características

Insulated Gate Bipolar Transistor (IGBT)

• Principais parâmetros

CEV CI CMI - Maximum Rating 3300V 1200A 2400A -

dont rt dofft ft Switching Characteristics 0.35 sμ 0.27 sμ 1.7 sμ 0.2 sμ

Saturation Voltage

V3.4=satCEI at AIC 1200=

CEV - Rated collector-emitter voltage

CI - Rated dc collector current

CMI - Maximum repetitive peak collector current Part number – FZ1200 R33 KF2 (Eupec)

3300V/1200A IGBT

Insulated Gate Bipolar Transistor (IGBT)

• Desequilíbrios de tensões

1S

2S

3S

1v

2v

3v

Type Causes of Voltage Imbalance

Static Voltage Sharing

lkIΔ – Device off-state leakage current

jTΔ – Junction temperature

Device

dontΔ – Turn-on delay time

dofftΔ – Turn-off delay time

rrQΔ – Reverse recovery charge of anti-parallel diode

jTΔ – Junction temperature

Gate Driver

GDontΔ – Gate driver turn-on delay time

GDofftΔ – Gate driver turn-off delay time

wireLΔ – Wiring inductance between the the gate driver and the device gate

Dynamic Voltage Sharing

Δ – Differences between series connected devices.

Operação em Série

sR

sCvR

sR

sCvR

sR

sCvR

1S

2S

3S

1v

2v

3v

• Equalização Tensões

• S1, S2, S3: GTO, GCT ou IGBT

• Equilíbrio tensão:v1 = v2 = v3 em regime e

transitórios

• Em regime:Rv

• Equilíbrio dinâmico:Rs e Cs

Operação em Série

• Proteção ativa sobretensão (AOC)

• Assume-se que: S1 é desligado antes de S2

• VCE1 é grampeado emVm

Gate SignalConditioning

inv

Gate SignalConditioning gR

Amp

gRAmp

Active OvervoltageClamping

AOC

Vm

Vm

1CEv

2CEv

1S

2S

- Para associação série de IGBTs- Não aplicável aos IGCTs

1CEv

2CEvCi

dt0

mV

t

Operação em Série

Item GTO IGCT IGBT

Maximum switch power (Device IV × )

36MVA 36MVA 6MVA

Active di/dt and dv/dt control No No Yes Active short circuit protection No No Yes Turn-off (dv/dt) snubber Required Not required No required Turn-on (di/dt) snubber Required Required No required Parallel connection No No Yes Switching speed Slow Moderate Fast

Behavior after destruction Shorted Shorted Open

in most cases On-state losses Low Low High Switching losses High Low Low

Gate Driver Complex, separate

Complex, integrated

Simple, compact

Gate Driver Power Consumption

High High Low

Sumário Semicondutores de Elevadas Potências

G

D

SCanal N

Portadores majoritários

D

GS

Canal P

Portadores minoritários

• Emprego em Eletrônica de Potência: MOSFET de canal N

• Portadores majoritários ⇒ menores resistências do canal em condução e maior capacidade de bloqueio direto

• Não tem capacidade de bloqueio reverso – diodo intrínseco (D-S)

• COMPONENTE MAIS USADO NO DOMÍNIO DAS FONTES CHAVEADAS!!

Power Mosfet (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor )

• Curvas características estáticas do MOSFET

• Região ôhmica: Região de interesse paraoperação como interruptor.

• Região Ativa: Regulação de corrente melhordo que o BPT.

• Região Corte: VGS < VGS(th)- VGS(th), tensão (G-S) mínima para entrada

em condução.

• Entrada em ConduçãoVGS >> VGS(th)

tipicamente: 10 ≤ VGS ≤ 20

• BloqueioVGS < VGS(th)

• A resistência em Condução(RDSon) possui coeficiente de temperaturapositivo, facilitando a operação em paralelode MOSFETS.

• Circuito de Comando, com característicasde fonte de tensão, mais simples do queaqueles para o BPT (comando com

características de fonte de corrente).

• Tensão positiva de gate induz a

condutividade do canal

• A corrente flui através da seção

vertical do dispositivo.

• A resistência total em condução

é dada pelo somatório das resis-

tências da região n-, do canal,

terminais de contato de dreno e

fonte (source).

• Junção p-n- resulta num diodo Di

em anti-paralelo com o sentido de

condução dreno-source.

• Tensão negativa dreno-source

polariza diretamente o diodo Di

Obs: O diodo intrínseco Di apesar de suportar tensões e correntes nominais,possui tempos de comutação maioresdo que aqueles para o próprio MOSFET

Corrente de Dreno

Dreno

Canal

Fonte (Source)

Di

Gate

MOSFET em Condução

• Características em condução: MOSFET

• Características Dinâmicas do MOSFETCapacitâncias Equivalentes dos MOSFETs

• Cgd : Pequena e altamente não linear.• Cgs: Elevada e praticamente constante.• Cds : Média e altamente não linear♦ Os tempos de comutação são determinados

pelas taxas de carga e descarga de Cgs e Cgd (Ciss).

Características Dinâmicas - Carga Resistiva

Normalmente : fofff)off(d

ronrd(on)

tttttttt

≅<<

≅<<

• td(on): Tempo de carga de Ciss até VGS(th).

ID ≅ 0 e VDS ≅ VDD

• tr : Tempo de descarga de Coss até VDS(on).

• td(off): Tempo de descarga de Ciss.

• tf : Tempo de crescimento da tensão VDS (Carga Cds).

Ciss = Cgd + Cgs

Coss = Cgd + Cds

ID(VDD)90%

tf

tofftd(off)

VDS(on)

90%tr

tontd(on)

(VDD)

VDS

ID

VGS

10%VGS(th)

10%

10%

90%

(D)

Gate

(G)

(S)

cDS

Cgd

Cgs

Parâmetros fundamentais dos MOSFETs de potência

- Máxima tensão dreno-source- Máxima corrente de dreno- Resistência em condução- Tensões de Limiar e Máximas de Gate- Freqüência de comutação

(a) Máxima tensão dreno-source

Baixa tensão

15 V30 V45 V55 V60 V80 V

Média tensão

100 V150 V200 V400 V

Alta tensão

500 V600 V800 V1000 V

Exemplo de classificação

• A máxima tensão dreno-source é definida como VDSS ou V(BR)DSS

• Base para classificação de transistores MOSFET de potência

(b) Máxima corrente de dreno

• Dados de Fabricante:

- Corrente continua máxima ID- Corrente máxima pulsada IDM

• A corrente continua máxima ID depende da temperatura da cápsula (mounting base)

A 100ºC, ID=23·0,7=16,1A

(c) Resistência em condução

• É um dos parâmetros mais importante do MOSFET. Quanto menor, melhor seria o dispositivo para o processamento de potências

• Representado por RDS(on)

• Características ôhmicas: cresce com a temperatura

• Decresce com a tensão de Gate (até certo limite).

Drain-source On Resistance, RDS(on) (Ohms)

(c) Resistência em condução

• Comparando distintos dispositivos de valores de ID semelhantes, RDS(on) cresce com VDSS

(c) Resistência em condução

• Atualização tecnológica tem melhorado substancialmente os valores de RDS(on) em dispositivos de VDSS relativamente elevado (600-1000 V)

MOSFET anos 2000

MOSFET de ≈1984

(d) Tensões de limiar e máximas de Gate

• A tensão Gate-Source deve alcançar um valor de limiar para que ocorra o início da condução Dreno-Source

• Os fabricantes definem a tensão limiar VGS(TO) como a tensão Gate-Source em que a corrente de dreno esteja entre 0,25 mA até 1 mA.

• As tensões G-S de limiar estão entre de 2-4 V

(d) Tensões G-S Limiar e Máximas

• A tensão de limiar se altera com a temperatura

• A máxima tensão suportável entre G-S é tipicamente de ± 20V

(d) Tensões G-S Limiar e Máximas

(e) Velocidade de comutação

• Os MOSFET de potência são mais rápidos que os demais dispositivos usados em eletrônica de potência (tiristores, transistores bipolares, IGBT, etc.)

• Os MOSFET de potência são dispositivos de condução unipolar. Nos mesmos, os níveis de corrente conduzida não estão associados ao aumento de concentração de portadores minoritários, os quais associam dificuldades para a saída de condução (comutação para o bloqueio)

• A limitação na velocidade de comutação está associada àcarga/descarga das capacitâncias parasitas do dispositivo

• São essencialmente três:

- Cgs, capacitância linear

- Cds, capacitância de transição Cds ≈ k/(VDS)1/2

- Cdg, capacitância Miller, não linear, muito importante

S

D

G

Cdg

Cgs

Cds

• Os fabricantes de MOSFET de potência normalmente informam os dados das capacitâncias parasitas indiretamente:

- Ciss = Cgs + Cgd com Vds=0 (≈ capacitância de entrada)

- Crss = Cdg (capacitância Miller)

- Coss = Cds + Cdg (≈ capacitância de saída)

Ciss

Coss

S

D

G

Cdg

Cgs

CdsS

D

GS

D

G

D

GG

CdgCdg

CgsCgs

CdsCdsS

D

G

Cdg

Cgs

CdsS

D

GS

D

G

D

GG

CdgCdg

CgsCgs

CdsCds

(e) Velocidade de comutação

• A carga e descarga destas capacitâncias parasitas geram perdas que limitam as máximas freqüências de comutação

• Exemplo de informação dos fabricantes

Ciss = Cgs + CgdCrss = CdgCoss = Cds + Cdg

(e) Velocidade de comutação

• Análise de uma comutação típica de conversão de energia:

- Com carga indutiva

- Com diodo de roda-livre

- Supondo diodo ideal inicialmente

Cdg

Cgs

CdsV1 R

V2

IL

(e) Velocidade de comutação

• Situação inicial:

- Transistor bloqueado e diodo em condução

- Portanto: vDG = V2, vDS = V2 e vGS = 0

iDT = 0 e iD = IL

+

-vDS

vGS

+

-

+

-

vDG

Cdg

Cgs

CdsV1 R

V2

IL

iDT

iD

B

A

- Nesta situação, o interruptor passa de “B” para “A”

+-

+-

(e) Velocidade de comutação

• iDT = 0 até que vGS = VGS(TO)

• vDS = V2 até que iDT = IL

+

-vDS

vGS

+

-

+

-

vDG

Cdg

Cgs

CdsV1 RV2

IL

iDT

iD

B

A

VGS(TO)

vDS

iDT

vGSB→A

IL

Derivada determinada por R, Cgs e por Cdg(≈V2)

+-

+-

+-

(e) Velocidade de comutação

• A corrente de V1 através de R decorre fundamentalmente para descarregar Cdg

⇒ praticamente não circula corrente por Cgs ⇒ vGS = Cte

+

-vDS

vGS

+

-

+

-

vDG

Cdg

Cgs

CdsV1 RV2

IL

iDT

B

A

VGS(TO)

vDS

iDT

vGSB→A

IL

+-

+-

+-

(e) Velocidade de comutação

• Cgs e Cdg carga/descarga

VGS(TO)

vDS

iDT

vGSB→A

IL

+

-vDS

vGS

+

-

+

-

vDG

Cdg

Cgs

CdsV1 RV2

IL

iDT

B

A+-

V1

Constante de tempo determinada por R, Cgs e por Cdg(≈V1)

+-

(e) Velocidade de comutação

• Perdas entre t0 e t2:

- Carga de Cgs (grande) e descarga de Cdg (pequena) com VM

- Cruzamento tensão-corrente entre t1 e t2 (perdas)

iDT

+

-vDS

vGS

+

-

Cdg

Cgs Cds

V2+-

+

-

+

-

≈iDT

t0 t1 t2 t3

VGS(TO)

vDS

iDT

vGSB→A

IL

V1

VM

PVI

(e) Velocidade de comutação

• Perdas entre t2 e t3:

- Descarga de Cds até 0 e inversão da carga de Cdg de V2-VM até -VM

- Cruzamento tensão-corrente entre t2 e t3 (perdas)

V1

VM

t0 t1 t2 t3

VGS(TO)

vDS

iDT

vGSB→A

IL

PVI

iDT = IL

+

-vDS

vGS

+

-

Cdg

Cgs Cds+-

+

-

+

-IL

iCds

iCdg+iCds+ILiCdg

(e) Velocidade de comutação

• Perdas a partir de t3:

- Finalização de carga de Cgs e Cdg

até V1

- Não há cruzamento tensão-corrente, somente as perdas em condução

t0 t1 t2 t3

VGS(TO)

vDS

iDT

vGSB→A

IL

PVI

V1

VM

iDT = IL

+

-vDS

vGS

+

-

Cdg

Cgs Cds+-

+

-

IL

iCdg

≈iL

(e) Velocidade de comutação

• Dados velocidade de comutação em relação à carga armazenada G-S

IRF 540

MOSFET anos 2000

BUZ80 MOSFET de ≈1984

(e) Velocidade de comutação

• Outros dados dinâmicos: comutação com carga resistiva

(e) Velocidade de comutação

VDS

tF tR

VGS

10%

90%

td(on) td(off)

tF : tempo de descidatR : tempo de subida td(on) : atraso de condução

td(off) : atraso de bloqueio

IRF 540

vDS

iDT

vGS

PVI

Perdas em condução

Perdas nos Mosfets de Potência

Perdas em comutação

Pcond = RDS(on)iDT(rms)2

Won

Woff

Pcomu = fS(won + woff)

Perdas em condução

Perdas em MOSFET de Potência

• Perdas circuito de comando

vGS

iV1

t0 t2 t3

Qgs

Qdg

Qg

PV1 = V1QgfS

V1

iV1

R

Circuito teórico

O diodo parasita dos MOSFETs de potência

O diodo intrínseco parasita pode apresentar perdas adicionais, principalmente nos MOSFETs de alta tensão

G

D

S

IRF 540

- Diodo parasita em um MOSFET de alta tensão

O diodo parasita dos MOSFETs de potência

Características térmicas dos MOSFETs de potência

• Este fabricante denomina “mounting base” a cápsula e informa a RTHja = RTHjc + RTHca

Perdas estáticas (em condução)

Vγ

rd

ideal

iD

Vr

VF

iD

PD (t) = vD (t)·iD (t) = (Vγ + rD · i(t)) · i(t)

∫=T

0DD dt)·t(P

T1P

PD = Vγ·ID + rD · Ief2

ID : Valor médio

Ief : Valor eficaz

Perdas em diodos de Potência

Perdas em um diodo

Perdas dinâmicas (Perdas em comutação)

- As comutações não são ideais

t Qdi dtrr

rr

F≅

⎛⎝⎜ ⎞

⎠⎟3

I Q didtRM rr

F≅⎛⎝⎜ ⎞

⎠⎟4

3

P V V I t fFP F o rf1 0 5= −, ( )fVQP srr2 =

VFP

VSBloqueioindutivo

trr

toff

ton

v(t)

i(t)

Qr

t

tdtdi

Características Térmicas

As perdas geram calor e este deve ser evacuado

O silício perde suas propriedades semicondutoras a partir de 150º

Si

j

c

ajunção

cápsula

ambiente

P (W)

Equivalente elétrico

P (W)

RTHjc RTHca

Ta

j

c

a

Ta : Temperatura ambiente

Características Térmicas

A resistência térmica junção – cápsula é baixa (≈ 0,5 ºC/W)

A resistência térmica cápsula- ambiente é alta (≈ 50 ºC/W)

Para reduzir a temperatura pode-se colocar um radiador (dissipador)

Conectamos uma resistência em paralelo com a RTHca

P (W)

RTHjc RTHca

Ta

jc

a

RTH radiador

Projeto de DissipadoresPara Semicondutores de Potência

Os semicondutores não são ideai, portanto, considerando-se o fluxo de corrente e suas características semicondutoras, dissiparão energia (perdas)

A dissipação de potência de perdas se traduzirá em aumento de temperatura

Como informado, o silício (Si) perde suas propriedades semicondutoras em temperaturas superiores a 150 ºC

Portanto, devemos assegurar que a Tj (temperatura de junção) esteja abaixo dos limites especificados pelo fabricante do componente

- A evacuação de calor do interior do dispositivo até o meio ambiente dependerá enormemente do tipo de encapsulamento

- Cada dispositivo tem características geométricas que lhe proporcionam uma certa capacidade de evacuar calor

Portanto, caso o encapsulamento próprio não seja suficiente para dissipar todo o calor gerado pelas perdas no mesmo, seránecessário o uso dos RADIADORES (Dissipadores)

Encapsulamentos típicos

TO 220 ACD 61

DOP 31

TO 247

B 44

DO 5

Em general, quanto maior e quanto mais superfície metálica têm, maior será a capacidade de evacuação de calor

Si

j

c

ajunção

cápsula

ambiente

P (W)

Equivalente elétrico

P (W)

RTHjc RTHca

Ta

j

c

a

Ta : Temperatura ambiente

A resistência térmica junção – cápsula é baixa (≈ 0.5 ºC/W)

A resistência térmica cápsula - ambiente é alta (≈ 50 ºC/W)

Equivalente elétrico

P (1W)

RTHjc

(0.5 ºC/W)

RTHca

(50 ºC/W)

Ta(25 ºC)

jc a

Tjc Tca

Tca = RTHca·P = 50ºC/W · 1W = 50ºC

Tjc = RTHjc·P = 0.5ºC/W · 1W = 0.5ºC

Tj = Ta + Tca + Tjc =

= 25 + 50 + 0.5 = 75.5 ºC

Tj < 150 ºC Correto

A temperatura de junção é praticamente a temperatura de cápsula !!

O salto térmico ocorre entre a cápsula e o ambiente !!!

Para reduzir a temperatura se pode colocar um Dissipador

Proporcionamos um caminho de saída alternativo ao calor (de menor impedância térmica)

Equivale conectar una resistência em paralelo com a RTHca

jc

a

Equivalente elétrico

A RTH do radiador deve ser baixa o suficiente, em comparação com RTHca , para que seja efetivo o dissipador empregado

Exemplo: RTHra = 5 ºC/W W/Cº5.4505

50·5RR

R·RRTHraTHca

THraTHcaTHeq =

+=

+=

P (1W)

RTHjc(0.5 ºC/W)

RTHca(50 ºC/W)

Ta(25 ºC)

RTHra(5 ºC/W)

Tca = RTHeq·P = 4.5ºC/W · 1W = 4.5ºC

Tjc = RTHjc·P = 0.5ºC/W · 1W = 0.5ºC

Tj = Ta + Tca + Tjc =

= 25 + 4.5 + 0.5 = 30 ºC

Sem radiador, Tj = 75.5ºC

Modelos de radiadores

Modelos de radiadores

Dentro outros tantos adaptados para todos os tipos de encapsulamentos: TO-220, TO-247, etc

Modelos de radiadores

Os radiadores grandes normalmente se vende em barras de 1 ou 2 metros

O projetista deve cortar a longitude (comprimento) desejada

A resistência térmica depende da longitude

O fabricante proporciona uma curva com RTH de cada perfil em função da longitude

A curva é assintótica: a partir de uma certa longitude, por mais que aumentemos o comprimento, não diminuirá RTH

União do semicondutor ao Dissipador

Nos semicondutores, a parte metálica (cápsula) normalmente é o cátodo ou o dreno ou o coletor do dispositivo

Isto implica que quando o circuito está funcionando haverá tensão nessa parte metálica

Se unirmos diretamente o semicondutor ao dissipador, ao haver o contato elétrico, o radiador estará conectado ao mesmo valor de tensão

400 V400 V

Tipicamente, os radiadores são facilmente accessíveis aos usuários

Portanto, resultando em risco operacional.

Logo, há a necessidade de isolação elétrica !!!

400 V

Atenção ao sistema de fixação !!!

Um parafuso metálico resulta numa conexão elétrica, rompendo o isolamento

Portanto, deve-se utilizar isolantes para os mesmos !!!

União do semicondutor ao Dissipador

A lâmina isolante resulta também em uma resistência térmica adicional

Dependendo do material utilizado, a RTH variará

Mica de espessura 60 μm: RTH : 1.4 ºC/W

Mica de espessura 100 μm: RTH : 2.2 ºC/W

Alumina de espessura 250 μm: RTH : 0.8 ºC/W

Para melhorar o contato térmico, utilizam-se pastas de silicone que reduzem a resistência térmica ao redor de 30%

jc

aRTHjc RTHca

Ta

rIsolante

Radiador Para fazer o cálculo da RTHranecessária, pode-se desprezar a resistência do próprio dispositivo (RTHca)

União do semicondutor ao Dissipador

Fatores que afetam a RTH

Posição do radiadorA RTH do fabricante é especificada em posição vertical.

Na horizontal, o calor evacuará de forma pior !!!.

Se produz um “efeito chaminé”

O próprio calor cria uma corrente de ar ascendente que melhora a refrigeração

Na horizontal pode ser 25% pior !!!PIOR

MELHORCor do radiador

Cada cor tem um coeficiente térmico distinto

Existem variadas cores: negro, ouro, alumínio

A melhor cor é: negro

O fabricante informe coeficientes corretores para a RTH

Modelo RTH K posição vertical K cor

Rad 1203 5ºC/W 1.25 1.1

Fatores que afetam a RTH

Ventilação

Para melhorar a capacidade de evacuação de calor é possível utilizar ventilação forçada

Com isto se consegue reduzir a resistência térmica

Atenção com a direção do fluxo de ar

CORRETO INCORRETO

Fatores que afetam a RTH

Ventilação

O fabricante fornece uma curva com o coeficiente a aplicar em função do fluxo de ar

A partir de um certo fluxo, também não haverá redução da resistência térmica

Cálculo dinâmico de radiadores

Até o momento supomos que a potência dissipada era Constante !

Obviamente, a potencia instantânea não é constante !!!

P(t) PMAX

PMED

TempPortanto, a temperatura estarávariando em torno de um valor médio

Que valor de potência devo utilizar para o dimensionamento do radiador/dissipador?

Cálculo dinâmico de radiadores

As perdas são produzidas na “bolacha” de silício

Como tem pouca massa, sua inércia térmica é muito pequena e pode resultar em rápida variação da temperatura

O radiador tem muita massa. Logo, sua inércia é muito maior e as variações de temperatura são mais lentas

Para modelar corretamente o comportamento, se deve incluir as capacitâncias térmicas para simular as inércias dos elementos

jc

a

Ta

r Uma inércia grande se simularia com uma capacitância grande

Cálculo dinâmico de radiadores

Na prática, se utiliza um método simplificado

O fabricante proporciona curvas de impedância térmica transitória

t1

T D = t1/T

P

t1

ZTHt D = 0.3Zt

Se desenvolve 2 circuitos:

j c c r a

Ta

TC ?

PMAX PMédia

Zt RTHra?

Teremos 2 equações com 2 incógnitas:

TC e RTHra

PMAX

PMédia

Cálculo dinâmico de radiadores

Curvas reais da impedância transitória de um MOSFET

Há uma curva para cada valor de ciclo de trabalho

Cálculo dinâmico de radiadores

Com a impedância térmica e potência instantânea (Pmáx), calcula-se a elevação transitória de temperatura (ΔT)

Em regime permanente, tendo-se a TJméd (temperatura de junção média), pode-se estimar a TJmáx (temperatura máxima de junção)

P(t) PMAX

PMED

Temp(ΔT)TJméd

Proteções Elétricas de Semicondutores de Potência

Para garantir a confiabilidade operacional dos circuitos com dispositivos de eletrônica de potência, além da proteção térmica, tornam-se necessárias as proteções elétricas:

-Sobrecorrentes, e

- Sobretensões.

A denominação na língua inglesa é: SNUBBER

Tais proteções têm ainda duas outras finalidades associadas:

• Distribuir as perdas em mais de um componente

• Facilitar o uso de semicondutores com especificações ajustadas (menores custos associados)

Proteções Elétricas de Semicondutores de Potência

Fundamentalmente temos dois tipos de snubber:

• Tensão

• Corrente

Os mais usados são os de sobretensão.

Dentro desta categoria, existem também diversos tipos:

• para entrada em condução;

• para o bloqueio;

• Sobretensão (oscilações/sobretensões).

Quanto às características do circuito, também são 2 tipos de snubbers:

• Dissipativos (não aproveitam a energia envolvida/dissipada)

• Não Dissipativos (a energia envolvida é devolvida ao sistema/aproveitada)

Snubber de Tensão: Entrada em Condução

Este tipo de snubber não é muito usado

Os semicondutores (transistores) são muito rápidos para entrar em condução.

Por esta razão, não é crítico o uso de circuitos de proteção de entrada em condução para transistores (para Tiristores pode ser necessário)

Snubberentrada em conduçãoLS RS

DS

VDS

ID

A indutância LS reduz a derivada durante o aument da corrente

A energía armazenada na bobina é descarregada posteriormente na resistência. Esta energia se perde: snubber dissipativo !!

Snubber de Tensão: Bloqueio

É o snubber mais utilizado

O bloqueio é crítico para os semicondutores de potência

Snubber de bloqueio

CS

RS

DSSuaviza as formas de onda de tensão no bloqueio do transistor

Parte das perdas de comutação são transladadas para o snubber

As perdas não diminuem. Simplesmente são trasladadas para outros componentes!!

A idéia básica é manter a tensão VDS nula enquanto a corrente cresce em Cs

Como não utiliza indutores, este snubber é mais barato

CS

RS

DS

MOSFET conduzindo:

O capacitor se descarrega através da resistência

MOSFET bloqueado:

O capacitor fica em paralelo com o MOSFET

A tensão VDS cresce mais lentamente !!

Indutâncias parasitas. Têm energia armazenada

Para ajustar o snubber, a idéia é conseguir que a energia armazenada na Indutância se translade para o capacitor e que se descarregue sobre a resistência

Snubber de Tensão: Bloqueio

CS

RS

DS

Formas de onda

IM

IC

VDS

IDfDf

IM

IM

IC

VDS

IDf IM

IC

VDS

IDf

C pequeno C ótimo C grande

Até que a tensão VDS atinja seu pico, o MOSFET não se bloqueia

O ótimo se obtém quando se “sincroniza” o capacitor e o MOSFET

Snubber de Tensão: Bloqueio

Toda a energia armazenada no condensador é dissipada na resistência

A resistência é mais fácil de refrigerar do que o transistor

Não se dissipa mais energia pelo fato de se adicionar o snubber !!!

A corrente de pico que o transistor manipula é a mesma, com ou sem snubber

Formas de onda reaisSem snubber Com snubber

Oscilações

Na prática, o ajuste é por tentativa e erro, buscando-se o menor capacitor possível !!!

Snubber de Tensão: Bloqueio

Snubber de Tensão: Sobretensão

Também é um snubber muito usado

Seu objetivo é limitar a tensão máxima das possíveis oscilações parasitas e evitar que o dispositivo se rompa

Seu uso pode ajudar a selecionar um dispositivo de menor tensão !!!

Vin

Snubber de sobretensão

O diodo do snubber deve ser rápido

A indutância parasita do circuito provoca oscilações indesejadas

A energia das oscilações é transladada para o condensador

Posteriormente, a energia serádescarregada na resistência

Vin Vin

≈Vin

Vin

Vin

Vin

O efeito do snubber é o seguinte:

Neste caso, interessa ter um capacitor/condensador grande !!!

O ajuste se faz com a resistência

Snubber de Tensão: Sobretensão

Outros Snubber

Nos diodos se utilizam um snubber de menor custo

RC

Snubber RC Sua função é limitar as oscilações na tensão ânodo-cátodo

Este tipo de snubber também se usa nas configurações em ponte

Snubber de Corrente

Se baseiam na utilização de indutores para reduzir as derivadas das formas de onda de corrente

São utilizadas indutâncias saturáveis !!!

Não são muito comuns para transistores, sendo que estes indutores não são padrões.

Indutância saturável

Toshiba: Spike killer

Snubber não dissipativo

São estruturas mais complexas construídas não unicamente com bobinas e condensadores. A energia que utilizam é devolvida posteriormente ao sistema. Não têm resistências, que são elementos dissipativos.

Forward com grampeamento ativo

Snubber não dissipativo

CFP Boost ZCS (ZCZVS) Diodo principal

Interruptor principal Componentes auxiliares

Lr1 Lr2

Dr3

Lin

Dr1

Dr4

Dr2

S2

CoVin(t)

Iin(t)

D2

Vo

D1

S1

Cr

Conversores Ressonantes nas Transições das Comutações

Fusíveis

Em alguns casos pode-se utilizar fusíveis para proteger os semicondutores

Contudo, se utilizam apenas fusíveis ultra-rápidos

Areia Lâmina metálica muito fina

Quando ultrapassar limite de corrente, a lâmina metálica se funde. Neste processo pode ser gerado um arco elétrico, que é suprimido pela areia

Para ajustar o valor de corrente de fusão da lâmina, são adotadas determinados padrões para as mesmas.

Fusíveis

Quando ocorrer uma falha, a corrente aumenta

Isto resultará num aumento de temperatura

Falhat

I

TemperaturaTMAX

Em função de como ocorre a evolução da corrente, a temperatura aumentará com uma velocidade ou outra

Portanto, para dimensionar um fusível é necessário ter em conta o valor de corrente e o tempo: I2·t

Fusíveis

Evolução da corrente no fusível

tTruptura Tarco

IF

Haverá um incremento de temperatura máximo que seráfunção de uma integral I2·t

Área

O fabricante proporciona o I2t do fusível

Para que o fusível funcione corretamente, deve-se obedecer:

I2t do fusível < I2t do semicondutor !!!!!

Fusíveis

Dados do fabricante:

• I2t

• Calibração: corrente nominal de trabalho sem fundir

VNOMINAL

I2t Ajuste 250

Ajuste 200

Ajuste 150

Depende da tensão nominal, uma vez que a parte final do arco depende da tensão que terá que suportar

Conhecendo-se a tensão de trabalho e a corrente nominal, podemos escolher o I2t correspondente