Apostila eletronica potencia

Centro Federal de Educação Tecnológica do Espírito Santo

Unidade de Ensino Descentralizada da Serra/ES ____________________________________________________________

ELETRÔNICA DE POTÊNCIA

_____________________________________________AUTOMAÇÃO INDUSTRIAL

Centro Federal de Educação Tecnológica do Espírito Santo

Unidade de Ensino Descentralizada da Serra/ES ____________________________________________________________

ELETRÔNICA DE POTÊNCIA

MARCIO BRUMATTI

SERRA - ES

2005

_____________________________________________AUTOMAÇÃO INDUSTRIAL

CEFET-ES/ Uned. Serra Automação Industrial Eletrônica de Potência

Prof. Marcio Brumatti i

SUMÁRIO

1. INTRODUÇÃO ................................................................................................................3

2. SEMICONDUTORES DE POTÊNCIA .............................................................................5

2.1 – Introdução ......................................................................................................................... 5

2.2 – Perdas nos Semicondutores de Potência ....................................................................... 5

2.3 – O Diodo.............................................................................................................................. 6

2.4 - Tiristores ............................................................................................................................ 9

2.4.1 – SCR (Retificador controlado de silício) ...................................................................... 9

2.4.2 – O TRIAC.................................................................................................................. 12

2.4.3 – O DIAC.................................................................................................................... 13

2.5 – O Transistor Bipolar de Junção (BJT)........................................................................... 13

2.6 – Mosfet de Potência ......................................................................................................... 15

2.7 – O IGBT ............................................................................................................................. 17

2.8 – Módulos de Potência ...................................................................................................... 18

2.9 – A Escolha do Semicondutor de Potência...................................................................... 19

3. RETIFICADORES NÃO CONTROLADOS....................................................................21

3.1 - Introdução........................................................................................................................ 21

3.2 - Retificador Monofásico de Meia Onda ........................................................................... 21

3.3 - Retificador Monofásico de Onda Completa em Ponte .................................................. 25

3.4 - Retificadores Trifásicos .................................................................................................. 28

3.4.1 - Retificador Trifásico de Meia Onda .......................................................................... 28

3.4.2 - Retificador Trifásico de Onda Completa ................................................................... 29

4. RETIFICADORES CONTROLADOS.............................................................................32

4.1 - Retificador Monofásico Controlado de Meia Onda........................................................ 32

4.2 - Retificador Monofásico Controlado de Onda Completa em Ponte .............................. 35

4.3 - Retificador Monofásico Semicontrolado........................................................................ 37

4.4 - Retificador Trifásico Controlado de Meia Onda ............................................................ 39

4.5 - Retificador Trifásico Controlado de Onda Completa .................................................... 42

4.6 - Retificador Trifásico Semicontrolado ............................................................................ 45

4.7 - Sincronismo de Retificadores Trifásicos....................................................................... 48

4.8 - Acionamento de Motores CC Com Retificadores.......................................................... 49

4.9 – Acionamento de Motores CC em Quatro Quadrantes .................................................. 50

4.9.1 - Funcionamento da Ponte Completa Como Retificador ou Inversor .......................... 51


Prof. Marcio Brumatti ii

4.9.2 – Acionamento por Conversores Duais ...................................................................... 52

5. CIRCUITOS DE DISPARO............................................................................................56

5.1 – Introdução ....................................................................................................................... 56

5.2 - Circuito de Disparo Com Sinais CA ............................................................................... 56

5.3 - Circuito de Disparo Com Pulsos Usando o UJT............................................................ 57

5.4 – Isolação de Circuitos de Disparo................................................................................... 61

5.5 - Circuito Integrado - TCA785............................................................................................ 62

6. CONTROLADORES CA................................................................................................65

6.1 – Controle Liga-Desliga..................................................................................................... 65

6.2 - Controle de fase............................................................................................................... 66

6.2.1- Controlador Monofásico ............................................................................................ 66

6.2.2 - Controlador Trifásico ................................................................................................ 67

6.3 – Soft-Start ......................................................................................................................... 67

7. CONVERSORES CC – CC............................................................................................69

7.1 - Introdução........................................................................................................................ 69

7.2 – Modulação por Largura de Pulso (PWM)....................................................................... 69

7.3 - Conversor Abaixador (BUCK)......................................................................................... 70

7.4 - Conversor Elevador (Boost) .......................................................................................... 74

7.5 - Fontes Chaveadas ........................................................................................................... 75

7.6 – Controle em Fontes Chaveadas..................................................................................... 77

8. CONVERSORES CC – CA (INVERSORES).................................................................79

8.1 - Introdução........................................................................................................................ 79

8.2 - Inversores Monofásicos de Onda Quadrada ................................................................. 79

8.3 - Inversor Trifásico de Onda Quadrada ............................................................................ 81

8.4 - Inversores PWM............................................................................................................... 83

REFERÊNCIAS BIBLIOGRÁFICAS .................................................................................86


Prof. Marcio Brumatti 3

1. INTRODUÇÃO

A função da eletrônica de potência é controlar o fluxo de potência, processando a energia das

fontes de alimentação disponíveis (rede elétrica, geradores ou baterias) através de dispositivos

semicondutores de potência, para alimentar as cargas.

Por exemplo, em um microcomputador é necessário alimentar os chips lógicos com 5 Vcc, através

da rede 127 Vac, logo se necessita de um circuito de eletrônica de potência.

A Importância da eletrônica de potência pode ser observada através de uma lista onde aparecem

algumas de suas aplicações:

Residencial e comercial: iluminação – reatores eletrônicos; computadores pessoais;

equipamentos eletrônicos de entretenimento; elevadores; sistemas ininterruptos de energia (“no-

break”); equipamentos de escritório.

Industrial: acionamento de bombas, compressores, ventiladores, máquinas ferramenta e outros

motores; iluminação; aquecimento indutivo; soldagem.

Transporte: veículos elétricos; carga de baterias; locomotivas; metrô.

Sistemas Elétricos: transmissão em altas tensões CC; fontes de energia alternativa (vento, solar,

etc.); armazenamento de energia.

Aeroespaciais: sistema de alimentação de satélites; sistema de alimentação de naves;

Telecomunicações: carregadores de baterias; fontes de alimentação CC; sistemas ininterruptos

de energia (UPS).

Os sistemas de eletrônica de potência consistem em muito mais que um conversor de energia.

Como pode ser visto no diagrama de blocos da Fig. 1.1, necessita-se também de filtros para

minimizar os ruídos e harmônicos de tensão e corrente gerados pelo circuito de potência, os quais

operam em regime chaveado; circuitos de comando para impor ao semicondutor do conversor sua

entrada em condução ou bloqueio; e a realimentação e controle que mantém o sistema operando

no ponto desejado mesmo com mudanças na entrada (fonte) ou na saída (carga).

O circuito de potência é composto por semicondutores de potência e elementos passivos

(indutores, capacitores e resistores), podendo assumir várias configurações em função das

características de tensão, corrente e freqüência da fonte de alimentação e da carga. Pelo fato de

não haver partes móveis, esses circuitos de potência são chamados de conversores estáticos, os

quais podem ser classificados como: Conversores CA – CC (Retificadores), Conversores CC –

CA (Inversores), Conversores CC – CC (Choppers) e Conversores CA – CA (Cicloconversores e

Controladores CA). O diagrama da Fig. 1.2 relaciona cada conversor com a respectiva conversão.



Fig. 1.1 - Diagrama de blocos de um sistema em eletrônica de potência.

RETIFICADORCICLOCONVERSOR

CHOPPERINVERSOR

CO

NV

ER

SO

R D

EFR

EQ

UÊ

NC

IA d

e 2

ES

TAG

IOS

CO

NV

ER

SO

R C

Cde

2 E

STA

GIO

S

Fig. 1.2 - Conversores em eletrônica de potência.

Os conversores estáticos utilizados para acionamento com velocidade variável de motores de

indução são chamados comercialmente de conversores de freqüência ou simplesmente

inversores. Em sua maioria são conversores CA – CA em dois estágios, ou seja, retificadores

associados a inversores.

FILTRO

DE

ENTRADA

FILTRO DE

SAÍDA

CIRCUITO DE POTÊNCIA

(CONVERSOR ESTÁTICO)

CARGA

CIRCUITO DE

COMANDO DOS

SEMICONDUTORES

CIRCUITO DE

CONTROLE

GRANDEZAS ELÉTRICAS

GRANDEZAS MECÂNICAS

ENTRADA

DE

ENERGIA

REALIMENTAÇÃO



2. SEMICONDUTORES DE POTÊNCIA

2.1 – Introdução

Para entender o funcionamento e as diversas topologias dos conversores estáticos é importante

que se conheça bem os dispositivos semicondutores que compõem a parte ativa destes

conversores, ou seja, suas características de tensão, corrente, comando e velocidade de

comutação.

Em eletrônica de potência, os semicondutores podem ser considerados como chaves, podendo

estar no estado fechado ou conduzindo (ON) e aberto ou bloqueado (OFF).

Podem ser divididos em três grupos de acordo com o grau de controlabilidade. Esses grupos são:

Chaves não controladas: estado ON e OFF dependendo do circuito de potência. Ex.:

diodos.

Chaves semi-controladas: estado ON controlado por um sinal externo e OFF dependendo

do circuito de potência. Ex.: SCR, TRIAC.

Chaves Controladas – os estados ON e OFF são controlados por sinal externo. Ex.:

Transistor (BJT), MOSFET, IGBT, GTO.

2.2 – Perdas nos Semicondutores de Potência

Operando como chave, o semicondutor apresenta dois tipos de perdas de energia, as quais

geram dissipação de calor sobre o mesmo: as perdas em condução e as perdas em comutação.

A Fig. 2.1 a seguir apresenta as formas de onda de tensão, corrente e potência dissipada sobre

um semicondutor que opera como chave.

Quando o semicondutor está em condução, flui através do mesmo uma corrente Ion e aparece

sobre ele uma baixa queda de tensão Von, as quais são responsáveis pelas perdas em condução.

Quanto maiores forem Ion e Von, maior será a perda de condução, assim, é desejável

semicondutores que apresentam baixos valores de tensão quando em condução.

A comutação pode ser de dois tipos: OFF para ON (entrada em condução) ou de ON para OFF

(bloqueio). No primeiro caso, quando o semicondutor entra em condução sua tensão cai até

próximo de zero (Von) e a corrente cresce. Enquanto estes valores não se estabilizam aparecem

as perdas por comutação. Tais perdas ocorrem também durante o bloqueio, onde a corrente cai

até zero enquanto a tensão no semicondutor cresce atingindo o valor Voff. Quanto maiores forem

a tensão Voff, a corrente Ion, a duração da comutação (toff/on e ton/off) e a freqüência de comutação,

maior será a perda de comutação. Assim, é desejável que o semicondutor apresente comutações

rápidas para diminuir as perdas de comutação.



Ion

comutaçãooff/on

Voff

Ioff = 0

comutaçãoon/off

bloqueiocondução

Von

t off/on ton/offton toff

T = período de comutação

Per

das

Fig. 2.1 - Comutação nos semicondutores de potência.

2.3 – O Diodo

A Fig. 2.2 mostra o símbolo do diodo e suas características de operação através da curva v x i.

Fig. 2.2 - Diodo: símbolo e característica de operação.

Quando a tensão entre o anodo e o catodo for positiva e maior que VF (em torno de 0,7 V), é dito

que o diodo está diretamente polarizado e está no estado de condução, ou seja, começa a

conduzir corrente com uma pequena tensão sobre ele. Quando o diodo é reversamente

polarizado, ou seja a tensão entre anodo e catodo é negativa, ele esta no estado corte,

bloqueando a passagem de corrente no sentido reverso.

A entrada em condução de um diodo é considerada ideal, ou seja, rápida o suficiente para não

afetar o resto do circuito de potência em que está inserido. Entretanto, para o bloqueio leva-se um

tempo adicional, chamado tRR – tempo de recuperação reversa. Na comutação do estado de

condução para o bloqueio, ocorre a descarga da capacitância intrínseca da junção. Nesse

VF

iF

vD

K A

vD - +

iD

A - anodo K - catodo



intervalo de tempo tRR, a corrente no diodo

torna-se negativa até que toda a carga

armazenada na capacitância durante a

condução se anule. Após a carga ter se

anulado o diodo bloqueia. Esta corrente

reversa pode, além de comprometer o bom

funcionamento do circuito, gerar ruídos,

sobretensões e perdas adicionais de

comutação. A Fig. 2.3 mostra como ocorre a

comutação em um diodo.

A partir dos tempos de recuperação

reversa, os diodos podem ser classificados

quanto à velocidade de comutação. A tabela

a seguir mostra algumas linhas comerciais

de diodos.

Os diodos Schottky apresentam tempos de

recuperação reversa muito pequenos, da

ordem de 10 ns, pequena queda de tensão

e é aplicado em altas freqüências e baixas

tensões. Já o diodo ultra-rápido pode ser

usado em tensões superiores, com um

acréscimo do tempo de recuperação

reversa. Os diodos rápidos são usados para

maiores potências e menores freqüências.

Já os diodos de uso geral são os diodos

normalmente utilizados na freqüência da

rede CA (60Hz).

Os diodos de potência são fornecidos em

vários tipos diferentes de encapsulamento

como mostrado na Figura 2.4 ao lado. É

através do encapsulamento que o calor

gerado na junção do diodo se difunde para o

meio circundante.

VD

ID

VE

t

t

t

+VR

-VR

-VR

VONVFP

tON

tOFF

tRR

IR

D

RVE

ID

VD

Fig. 2.3 - Comutação em um diodo.

Fig.2.4 - Tipos de encapsulamento.



SCHOTTKY ULTRA-RÁPIDO

1 A 10 A 35 A 1 A 15 A 50 A

Vr COD. Vr COD. Vr COD. Vr COD. Vr COD. Vr COD.

20 1N5817 35 MBR1035 20 MBR3520 50 MUR105 50 MUR1505 50 MUR5005

40 1N5819 45 MBR1045 35 MBR3535 200 MUR120 200 MUR1520 100 MUR5010

60 MBR160 60 MBR1060 45 MBR3545 400 MUR140 400 MUR1540 200 MUR5020

80 MBR180 80 MBR1080 600 MUR160 600 MUR1560

100 MBR1100 100 MBR10100 1000 MUR1100

IFSM 25 A IFSM 150 A IFSM 600 A IFSM 35 A IFSM 200 A IFSM 600 A

VF 0,6 V VF 0,57 V VF 0,55 V trr 50 ns trr 35 ns trr 50 ns

RÁPIDO USO GERAL

1 A 35 A 300 A 1 A 15 A 50 A

Vr COD. Vr COD. Vr COD. Vr COD. Vr COD. Vr COD.

50 1N4933 50 1N3899 600 R23F6A 50 1N4001 50 MUR1505 50 MUR2100

200 1N4935 200 1N3901 1000 R32F10A 200 1N4003 200 MUR1520 200 MUR2102

400 1N4936 400 1N3903 1400 R23F14A 400 1N4004 400 MUR1540 400 MUR2104

600 1N4937 600 1N1386 600 1N4005 600 MUR1560 600 MUR2106

IFSM 30 A IFSM 250 A IFSM 5000 A IFSM 30 A IFSM 400 A IFSM 400 A

trr 0,2 µs trr 0,2 µs trr 0,2 µs

Na tabela constam alguns parâmetros importantes para a especificação de um diodo, onde:

VR - tensão reversa;

IFAVG - corrente média direta;

VF – queda de tensão direta;

IFSM - corrente se surto não repetitiva máxima;

trr - tempo de recuperação reversa.

Além destes, existem outros parâmetros como:

IFRMS - corrente direta eficaz;

IFRM - corrente direta repetitiva máxima;

IRRM - valor de pico da corrente de recuperação reversa.



2.4 - Tiristores

O termo tiristor engloba uma família de dispositivos semicondutores que operam em regime

chaveado, tendo em comum uma estrutura de 4 camadas semicondutoras numa sequência p-n-p-

n, apresentando um funcionamento biestável. O tiristor de uso mais difundido é o SCR (Retificador

Controlado de Silício), usualmente chamado simplesmente de tiristor. Outros componentes, no

entanto, possuem basicamente uma mesma estrutura: LASCR (SCR ativado por luz), também

chamado de LTT (Light Triggered Thyristor), TRIAC (tiristor triodo bidirecional), DIAC (tiristor diodo

bidirecional), GTO (tiristor comutável pela porta), MCT (Tiristor controlado por MOS).

2.4.1 – SCR (Retificador controlado de silício)

A Fig. 2.5 mostra o símbolo do SCR e suas características de operação através da curva v x i.

Fig. 2.5 – Tiristor: símbolo e característica de operação do SCR.

Quando o SCR está diretamente polarizado (vT > 0) e é aplicado um pulso positivo

de corrente de seu gate (G) para o catodo (K), este dispositivo entra em condução

permitindo circulação da corrente IT entre anodo e catodo. Uma vez em condução, o pulso

de gate pode ser removido e o SCR continua em condução como um diodo, ou seja, não

pode ser comandado a bloquear. Para que o tal deixe de conduzir é necessário que a

corrente IT caia abaixo do valor mínimo de manutenção (IH), desta forma o SCR entra

novamente na região de corte. Quando o SCR está reversamente polarizado (vT < 0) ele

não conduz.

Maneiras de disparar um SCR

A seguir são apresentadas as formas de disparo de um SCR.

Disparo por pulso de gatilho

A - anodo K - catodo

K A

vT - +

iT G

G - gate

VF vT

on off

iT



Esta é a forma usual de disparo. Como já foi dito, quando o SCR está diretamente polarizado e

recebe um pulso positivo de corrente de gate para catodo, ele entra em condução. O componente

se manterá em condução desde que, após o processo de entrada em condução, a corrente de

anodo tenha atingido um valor superior ao limite IL (corrente de “latching”). Sendo assim, a

duração do sinal de disparo deve ser tal que permita à corrente atingir o valor IL antes que o sinal

de disparo seja retirado.

Disparo por sobretensão

À medida que se aumenta a tensão entre anodo e catodo (diretamente polarizado), é possivel

iniciar o processo de condução mesmo sem corrente no gate. Este procedimento, nem sempre

destrutivo, raramente é utilizado na prática.

Disparo por taxa de crescimento da tensão direta

Uma vez que o SCR esteja diretamente polarizado, mesmo

sem corrente de gate, pode haver a entrada em condução

devido à taxa de crescimento da tensão entre anodo e

catodo. Se esta taxa for suficientemente elevada (a tensão

crescer rapidamente), o SCR entra em condução.

Este disparo, normalmente não desejado, é evitado pela

ação de um circuito de proteção conhecido como snubber,

que se trata de um circuito RC em paralelo com o tiristor.

Disparo por temperatura

Em altas temperaturas, a corrente de fuga numa junção p-n reversamente polarizada pode

assumir valor suficiente para que leve o tiristor ao estado de condução. Para evitar este disparo,

utilizam-se dissipadores de calor evitando o aumento excessivo de temperatura.

Métodos de comutação de um SCR

Se por um lado é fácil a entrada em condução de um SCR, o mesmo não ocorre para o seu

bloqueio. A condição para o bloqueio é que a corrente de anodo fique abaixo do valor IH - corrente

de manutenção, cujo valor é estabelecido pelo fabricante.

Existem duas formas básicas de bloqueio de um SCR.

Comutação natural

Em um circuito CA, a corrente normalmente passa por zero em algum instante levando o SCR ao

bloqueio. Este tipo de comutação é chamado comutação pela rede. Em circuitos CC, onde a

T

RC

Fig. 2.6 – Tiristor com um circuito snubber.



comutação depende da característica da própria carga, a comutação é definida como comutação

pela carga.

Comutação forçada

É utilizada em circuitos CC onde não é possível a reversão da corrente de anodo. Sendo assim,

deve-se oferecer um caminho alternativo para a corrente, enquanto se aplica uma tensão reversa

sobre o SCR. Normalmente é utilizado um capacitor carregado previamente com uma tensão

reversa, em relação aos terminais do SCR. No instante desejado para o corte, coloca-se o

capacitor em paralelo com o SCR aplicando sobre ele uma tensão reversa. Um exemplo deste tipo

de comutação será visto durante o estudo dos inversores, num capítulo futuro.

A tabela abaixo mostra as características principais de alguns SCR’s encontrados

comercialmente.

TIRISTORES – SCR

4 A

25 A

110A

1230 A

V Cod. V Cod. V Cod. V Cod.

50 2N6237 50 2N682 50 2N1910 200 ST330C02L

200 2N6238 200 2N685 200 2N1913 600 ST330C06L

400 2N6239 400 2N688 400 2N1916 1200 ST330C12L

600 2N6240 600 2N690 600 2N1806 1600 ST330C162L

800 2N6241 800 2N692 700 2N1807

ITSM 15 A ITSM 150 ITSM 100 A ITSM 7925 A

VGT 3 V VGT 2 V VGT 2,5 VGT 3 V

IGT 10 mA IGT 40 mA IGT 110 mA IGT 200 mA Entre os parâmetros importantes a serem especificados em um SCR, têm-se:

ITAV – Corrente direta média;

ITRMS – Corrente direta eficaz;

ITSM – Surto máximo de corrente;

VDRM e VRRM – Máximos valores de tensão direta e reversa;

VGT e IGT – tensão e corrente de gate;

IL e IH – corrente de “latching” e de manutenção.



2.4.2 – O TRIAC

O TRIAC é um tiristor que permite a condução de corrente nos dois sentidos, entrando em

condução e bloqueando de modo análogo ao SCR. Uma visão simplificada do TRIAC, é a de uma

associação de dois SCR’s conectados em antiparalelo. Entretanto, note que no caso de dois

SCR’s é necessário dois terminais de gatilho. A Figura 2.7 mostra o símbolo do Triac e a

comparação com dois SCR’s. Como é bidirecional, os termos anodo e catodo ficam sem sentido,

assim, os terminais do TRIAC são chamados anodo 1 (A1), anodo 2 (A2) e gatilho (G).

Além de conduzir nos dois sentidos, o TRIAC pode ser disparado tanto com pulso positivo como

por pulso negativo de corrente aplicado entre o gate(G) e o anodo1(A1).

Fig. 2.7 – Símbolo do Triac e comparação com dois SCR’s em antiparalelo.

O TRIAC é um dispositivo utilizado em baixos níveis de potência quando comparado com o SCR.

Um exemplo de aplicação é o controle do fluxo de corrente alternada. Este controle pode ser feito

de duas formas: (A) Controle por ciclos inteiros e (B) Controle do ângulo de fase. Conforme

mostra a Figura 2.8.

Fig. 2.8 – Controle do fluxo de potência por Triac’s. (A) Controle por ciclos inteiros,

(B) Controle do ângulo de fase.

Tensão de

entrada

Tensão

de saída

Pulso de

gate

(A) (B)

A1A2

G

G1

A1A2

G2



2.4.3 – O DIAC

Assim como o Triac, o Diac é um dispositivo que permite condução nos dois sentidos tendo

aplicações em baixos níveis de potência. Entretanto, a entrada em condução não ocorre devido a

um pulso de corrente no gate, mas a partir de uma tensão de disparo aplicada entre seus

terminais. A Figura 2.9 mostra a característica tensão x corrente e o símbolo comumente utilizado

para a representação do DIAC.

Quando o DIAC está submetido a

uma tensão inferior a VD (tensão

de disparo), o mesmo não

conduz. Depois de atingido o

valor da tensão de disparo, o

DIAC entra em condução,

mantendo uma pequena tensão

entre seus terminais. Para o seu

bloqueio é necessário que a

corrente assuma valor inferior a IH

(corrente de manutenção).

2.5 – O Transistor Bipolar de Junção (BJT)

O Transistor bipolar mostrado na Figura 2.10, entra e permanece em condução (região de

saturação), quando é aplicada uma corrente adequada em sua base, tornando-se equivalentre a

uma chave fechada. Nesta condição, a tensão entre coletor e emissor (VCE = VCESat) é tipicamente

menor que 2 Volts, logo, são baixas as perdas em condução do BJT. Entretanto, sua comutação

não é rápida, o que aumenta muito as perdas de comutação quando opera em altas freqüências

(acima de 40 kHz).

Fig. 2.10 – Transistor bipolar de Junção: símbolo e característica de operação

Fig. 2.9 – Símbolo e característica do DIAC.

C

B

E

iC

iB VCE

VBE C – coletor B – base E - emissor

Região de saturação

iB3

iB2

iB4

VCE

iC

iB1

iB0



Para saturar o transistor bipolar é necessário uma corrente de base IB > ICsat/β, onde β é o ganho

de corrente que está em torno de 10 para transistores de baixa tensão e 5 para transistores de

alta tensão. Para o bloqueio do dispositivo, é necessário reduzir a corrente de base até zero.

Dá-se o nome de transistor “par darlington” quando se associam dois transistores em um único

encapsulamento de forma a aumentar o seu ganho, entretanto isso aumenta a queda de tensão e

perdas de condução e comutação.

A partir do exposto acima, pode-se concluir que além das perdas de comutação já mencionadas, a

complexidade dos circuitos de comando e sua potência requerida são grandes fatores limitantes

destes dispositivos.

A tabela a seguir é uma reduzida amostra de transistores bipolares de potência comerciais da

Motorola Semiconductors, mostrando algumas de suas principais características. Ressalta-se que

existem outras opções de tensão, corrente e tipo de encapsulamento.

TRANSISTOR BIPOLAR

IC (A) VCE (V) COD. ts (µs) tf (µs) hFEmin

5 500 MJ16002A 3 3 5

400 MJ13015 2 0,5 8

400 MJ10007 “darlington" 1,5 0,5 30 10

800 MJ16008 4,5 0,2 4

50 100 BUS51 3,3 1,6 15

Entre os parâmetros para especificação de um BJT, têm-se:

IC – corrente de coletor;

VCE – máxima tensão entre coletor e emissor;

VCE sat – tensão entre coletor e emissor quando em saturação;

hFE – ganho de corrente;

tON = td + tR; tOFF = tS + tF – tempos relacionados às comutações.

Onde: td – “delay time”; tR – “rise time”; tS – “storage time”; tF – “fall time”.



2.6 – Mosfet de Potência

O Mosfet (Transistor de Efeito de Campo), cujo símbolo e curva característica são mostrados na

Figura 2.11, é comandado por tensão aplicada entre os terminais Gate (G) e Fonte (S).

Este dispositivo se aproxima de uma chave fechada (região ôhmica) quando a tensão VGS é

adequada, tipicamente de 9 a 15V. E está bloqueado quando esta tensão for inferior ao limite VGSth

(4V, típico). Quando em condução, o dispositivo necessita de permanente aplicação da tensão

VGS (tensão entre gate e fonte), entretanto não flui corrente no gate, exceto durante as transições

ON – OFF e OFF – ON, quando a capacitância de gate é carregada e descarregada.

Fig. 2.11 – Mosfet: símbolo e característica de operação.

Operando na região ôhmica, o Mosfet se comporta como uma resistência de valor relativamente

baixo entre dreno e fonte (RDS ON), sendo assim, é a região de interesse para operação como

chave.

Os tempos de comutação são curtos (da ordem de dezenas de ns), e sua a resistência de

condução RDS ON cresce com o aumento da tensão do dispositivo, logo este dispositivo possui

poucas perdas em aplicações de altas freqüências e baixas tensões (até 300V e acima de 50k

Hz).

Como o dispositivo é comandado por tensão, seu circuito de gate é simples e consome pouca

energia, como mostra o esquema e as formas de onda da Figura 2.12 a seguir.

MD

S

GV

VGS

IG

ID

Fig. 2.12 – Comando de gate do Mosfet e principais formas de onda.

vGS1

VDS

vGS2

vGS3

vGS4

vGS5

Região ôhmica

vGS0

iD

D

G

S

iD

VDS

VGS

D - Dreno

G - Gate

S - Fonte



Cabe destacar que em qualquer Mosfet existe um diodo intrínseco entre os terminais fonte e

dreno.

A tabela abaixo mostra as características principais de uma linha comercial de Mosfet’s da

International Rectifiers Semiconductors e alguns de seus parâmetros importantes a serem

especificados. Pode-se verificar o incremento de RDson com o aumento da tensão máxima

admissível, bem como a redução nos limites máximos de corrente admissíveis.

MOSFET’S DE POTÊNCIA

COD. VDS RDSon ID 25º COD. VDS RDSon ID 25º

IRF540 100 0,077 47 IRFP150 100 0,055 47 IRF640 200 0,18 34 IRFP250 200 0,085 34

IRF740 400 0,55 18 IRFP350 400 0,3 18

IRFBC40 600 1,2 6,8 IRFPC40 600 1,2 6,8

IRFBE30 800 3,0 6,9 IRFPF40 800 2,0 6,9

IRFBG30 1000 5,0 4,3 IRFPG40 1000 3,5 4,3 Os principais parâmetros de um Mosfet de potência são:

VDS – Tensão entre dreno e fonte;

ID – Corrente de dreno;

IDM – Pulso de corrente de dreno;

RDS ON – Resistência entre dreno e fonte (região ôhmica);

tON = td (on) + tR; tOFF = td (off) + tF - Tempos relacionados às comutações;

Onde: td – “delay time”; tR – “rise time”; tF – “fall time”.



2.7 – O IGBT

O IGBT (Isolated Gate Bipolar Transistor) associa a característica de comando dos MOSFET com

a característica de condução dos BJT. Nos últimos anos, vem tendo considerável evolução, com o

crescimento de sua velocidade de comutação.

A Figura 2.13 mostra o símbolo e a curva característica do IGBT, onde se nota que o componente

apresenta os terminais coletor e emissor (como no BJT) e gate (como no Mosfet).

O IGBT apresenta a vantagem de ser comandado por tensão requerendo baixa quantidade de

energia do circuito de comando, e em condução tem a vantagem do BJT de baixas tensões VCE on,

podendo conduzir elevadas correntes com baixas perdas.

O tempo de entrada em condução é maior que o do MOSFET, na ordem de décimos de µs, e no

bloqueio surge o fenômeno da corrente de cauda que provoca elevadas perdas de comutação em

altas freqüências. A Figura 2.14 mostra o esquema simplificado do comando com suas principais

formas de onda. Tipicamente, VGE entre 12V e 20V resulta em VCE ON reduzida, diminuindo as

perdas de condução.

Fig. 2.14 – Comando de gate do IGBT e principais formas de onda

C

GE

15 V

VGE

IG

IC

correntede cauda

C

G

E

C- Coletor

G- GateE- Emissor

C

VCE ON

VGE5

V GE4

VGE3

VGE2

VGE1

VGE0 V CE

V CE

I C

VGE

I

Fig. 2.13 – Símbolo e curva característica do IGBT



A tabela abaixo mostra as características principais de uma linha comercial de IGBT’s da

International Rectifiers Semiconductors e seus parâmetros importantes a serem especificados e

aplicações típicas.

IGBT 600 V

*

PADRÃO

Aplicações: UPS e

acionamento

RÁPIDO

Aplicações: Industrial, UPS

de altas tensões e

acionamento

ULTRA-RÁPIDO

Aplicações: Robótica e

acionamento

Ic COD. Perdas Ic (25º) COD. Perdas Ic (25º) COD. Perdas

19 IRGBC20S 4,1 16 IRGBC20F 1,8 13 IRGBC20U 0,35

50 IRGBC40S 13 49 IRGBC40F 4,4 40 IRGBC40U 1,5

70 IRGBC50S 16 70 IRGBC50F 6,0 55 IRGBC50U 1,7

Os principais parâmetros a serem especificados em um IGBT são:

VCES – tensão máxima suportável entre coletor e emissor;

IC - corrente de coletor;

ICM – pulso de corrente de coletor;

VCE ON – tensão entre coletor e emissor na região de saturação;

tON = td (on) + tR; tOFF = td (off) + tF - Tempos relacionados às comutações;

Onde: td – “delay time”; tR – “rise time”; tF – “fall time”.

2.8 – Módulos de Potência

Os semicondutores de potência podem aparecer já associados em módulos, reduzindo o

tamanho dos conversores e facilitando a montagem, entretanto podem encarecer a manutenção.

Como por exemplo, mostramos abaixo: 1. Ponte monofásica de diodos, 2. ponte trifásica de

diodos, 3. ponte monofásica de tiristores, 4. ponte completa trifásica de IGBT’s ou MOSFET’s



2.9 – A Escolha do Semicondutor de Potência

A escolha de um dispositivo semicondutor de potência para uma aplicação específica deve levar

em conta vários fatores como: custo do dispositivo, os níveis de tensão e corrente encontrados, a

complexidade do circuito de comando e seu custo, e a freqüência com que o dispositivo irá operar.

Os tiristores são os semicondutores de potência de menor custo, entretanto apresentam

limitações devido à baixa velocidade de comutação, a complexidade do circuito de comando e

dificuldade no bloqueio. São amplamente utilizados em conversores que usam comutação pela

rede, como retificadores controlados e controladores CA. O SCR se destaca pela sua elevada

capacidade de corrente e tensão suportável (3kA/ 3kV).

Antes do desenvolvimento dos Mosfet’s o único dispositivo disponível para aplicações em

conversores de alta freqüência (5 a 20 kHz) e médias potências (até 100 kW) era o transistor

1 2

3

4



bipolar de potência – BJT. A tecnologia deste dispositivo evoluiu bastante, permitindo a

fabricação de componentes com capacidade de suportar corrente de coletor de centenas de

ampères e tensões de bloqueio de até 800 V. A principal vantagem do BJT de potência é o custo,

particularmente em altas tensões, enquanto suas principais desvantagens são a complexidade e

custo do circuito de comando e limitação na velocidade de comutação, tornando-se uma

tecnologia ultrapassada. É aplicado em deflexão horizontal de TVs e monitores, amplificador de

áudio, etc.

O Mosfet opera muito bem em altas freqüências e necessita de um simples circuito de comando.

Assim, reina absoluto em aplicações de alta freqüência (acima dos 50kHz) e baixas tensões e

correntes. Como já vimos, a resistência de condução dos Mosfet’s cresce muito com o aumento

da máxima tensão suportável, o que leva a uma redução da capacidade de corrente. Deste modo,

normalmente os Mosfet’s são utilizados para tensões inferiores a 500V. Para maiores tensões a

aplicação se restringe a baixas potências (menor que 100W).

Geralmente são usados em fontes de alimentação chaveadas, reatores eletrônicos, relés de

estado sólido de sistemas automotivos, etc.

O mais recente dos semicondutores desenvolvidos - o IGBT – vem se destacando pela sua

capacidade de condução de altas correntes e de suportar elevadas tensões (500A/1500V), além

da simplicidade de seu circuito de comando. Embora mais lentos que os Mosfet’s, os IGBT’s são

mais rápidos que os BJT’s permitindo operação em freqüências até os 30kHz.

Trata-se de uma tecnologia em crescente desenvolvimento, que permitiu a melhoria dos

acionamentos de motores CA, com o desenvolvimento dos Inversores de freqüência PWM. Sua

aplicação vai desde acionamento de motores até ignição automotiva.

A tabela abaixo mostra uma comparação entre os principais dispositivos semicondutores.

Diodos BJT MOSFET IGBT SCR

Comando em - corrente tensão tensão corrente

Complexidade do circuito de

comando

- alta muito baixa muito baixa baixa

Capacidade de corrente

alta média baixa para média

média para alta alta

Tensão suportável

alta média baixa para média

média para alta alta

Freqüência de comutação

alta média alta média baixa



3. RETIFICADORES NÃO CONTROLADOS

3.1 - Introdução

Na maior parte das aplicações em eletrônica de potência, a entrada de energia tem a forma de

uma tensão alternada senoidal em 60 Hz, proveniente da rede, que é convertida em tensão

contínua para ser aplicada à carga. Isto é realizado através dos conversores CA-CC, também

chamado de Retificadores. Dependendo do semicondutor utilizado, tiristor ou diodo, os

retificadores podem ser controlados ou não controlados respectivamente.

Os retificadores a diodo são encontrados em muitas aplicações, em geral como estágio de

entrada de fontes de potência, acionamento de máquinas, carregadores de baterias e outros.

Neste caso a tensão de saída do retificador não pode ser controlada.

Em algumas aplicações, tais como acionamento de máquinas CC, alguns acionamentos de

máquinas CA, controle de temperatura e sistemas de transmissão em corrente contínua, o

controle da tensão de saída se faz necessário. Nestas situações são utilizados retificadores

controlados. Os retificadores controlados serão estudados no Capítulo 4.

3.2 - Retificador Monofásico de Meia Onda

a) Carga Resistiva

O circuito deste retificador alimentando carga resistiva, bem como as principais formas de onda,

são mostrados na Figura 3.1. No semiciclo positivo da tensão de entrada, o diodo está polarizado

diretamente, logo o mesmo conduz e a tensão da fonte é aplicada sobre a carga. No semiciclo

negativo o diodo fica polarizado reversamente, logo se bloqueia, levando a tensão sobre a carga a

zero.

Fig. 3.1 – Retificador a diodo em meia ponte e principais formas de onda.

iL

R VL

D1+

-VS

+ _VD

+

_

t

t

t

t

VS

VL

IL

VD

VMÉDIO

VS pico



A tensão média aplicada sobre a carga neste caso é:

Onde VS RMS é o valor eficaz da tensão da fonte de entrada. Por exemplo, para uma tensão da

rede de 127V, a tensão de saída deste retificador será de 57V.

E a corrente média sobre na carga é dada por:

b) Carga RL

A estrutura do retificador monofásico de meia onda alimentando uma carga RL bem como as

formas de onda estão representadas na Figura 3.2.

iL

D1

+ _VD

R

VL+

_VR

L+

_Vind+

-VS

t

t

t

VS

VL IL

VD

VS pico

π 2π 3πβ0°

Fig. 3.2 - Retificador monofásico de meia onda alimentando carga RL e formas de onda.

Devido a presença da indutância, a qual provoca um atraso da corrente em relação a tensão, o

diodo não se bloqueia quando ωt = π. O bloqueio ocorre no ângulo β (ângulo de extinção), que é

superior a π. Enquanto a corrente de carga não se anula, o diodo se mantém em condução e a

tensão de carga, para ângulos superiores a π, torna-se instantaneamente negativa.

A presença da indutância causa uma redução na tensão média na carga, sendo que quanto maior

a indutância, maior será o valor do ângulo de extinção, com conseqüente redução da tensão

média de saída.

RMSSMEDIO V0,45V ×=

RRMSS

MÉDIO

V0,45I

×=



c) Carga RL com Diodo de "Roda-Livre"

Para evitar que a tensão na carga se torne

instantaneamente negativa devido à presença

da indutância, emprega-se o diodo de roda-

livre, também chamado de diodo de circulação,

diodo de retorno ou de diodo de recuperação. A

estrutura do retificador é apresentada na Figura

3.3.

O retificador contendo o diodo de roda-livre possui duas etapas de funcionamento, representadas

na Figura 3.4.

Fig. 3.4 - Etapas de funcionamento para o retificador com diodo de "roda-livre".

A primeira etapa ocorre durante o semiciclo positivo da tensão VS de alimentação. O diodo D1

conduz a corrente de carga IL e o diodo DRL, polarizado reversamente, encontra-se bloqueado.

Nesta etapa a tensão na carga é igual à tensão de entrada.

A segunda etapa ocorre durante o semiciclo negativo da tensão VS. A corrente de carga, por ação

da indutância, circula no diodo de "roda-livre" DRL, polarizado diretamente nesta etapa. Em

conseqüência, o diodo D1 polarizado reversamente está bloqueado e a tensão na carga é nula.

O diodo de roda-livre permanece em

condução até que a corrente de carga caia

até zero. Isso se dá quando a energia

armazenada no indutor é completamente

descarregada. As formas de onda estão

representadas na Figura 3.5.

D1

VS

R

L

DRL

Fig. 3.3 - Retificador Monofásico de Meia Onda com Diodo de "Roda-Livre"

D1

R

VL+

_VR

L

+

_Vind+

-VS

DRL

iL D1

R

VL+

_VR

L

+

_Vind

+

-

VSDRL

iL

+_

1° etapa 2° etapa

t

t

t

VS

VL

IL

VMÉDIO

Fig. 3.5 - Formas de onda na carga.



Na Figura 3.5 apresentada, a corrente de carga se anula em cada ciclo de funcionamento do

retificador, nesta situação a condução é dita descontínua. Se a corrente na carga não se anula

antes do inicio do próximo ciclo, a condução é dita contínua. O fato de a condução tornar-se

contínua ou descontinua, é conseqüência da constante de tempo da carga. Para constantes de

tempo elevadas (L muito grande) a condução poderá ser contínua.

A condução contínua pode apresentar

maior interesse prático, pois implica numa

redução do ripple (ondulação) de corrente

na carga. As formas de onda do retificador

funcionando em condução contínua estão

representadas na Figura 3.6.

Da mesma forma que no caso de uma

carga resistiva pura, a tensão média na

carga para o retificador de meia onda com

diodo de roda livre é dada por:

Como o indutor é magnetizado e desmagnetizado a cada ciclo de funcionamento, conclui-se

portanto que o valor médio da tensão no indutor é nulo. Sendo assim, a tensão média na carga é

igual à tensão média na parcela resistiva. Daí:

Note então que o valor da indutância não altera o valor médio da corrente na carga. O efeito do

indutor é de filtragem da componente CA de corrente, ou seja, quanto maior o valor da indutância,

menor será a ondulação (ripple) da corrente. Comumente se diz que “o indutor alisa a corrente”.

Corrente e tensão nos diodos

1. A máxima tensão reversa sobre os diodos é dada pelo valor de pico da tensão de entrada

do retificador.

2. Os valores médios das correntes nos diodos podem ser considerados como iguais à

metade do valor calculado para a carga, quando a constante de tempo for elevada

(condução contínua).

RMSSMEDIO V0,45V ×=

RRMSS

MÉDIO

V0,45I

×=

1° etapa 2° etapa

t

t

VS

VLIL

Fig. 3.6 - Formas de onda na carga para condução contínua.



3.3 - Retificador Monofásico de Onda Completa em Ponte

a) Carga Resistiva

Nesta configuração, também chamada de ponte monofásica, durante o semiciclo positivo da

tensão de entrada os diodos D1 e D4 conduzem corrente à carga e os diodos D2 e D3 estão

bloqueados. Já no semiciclo negativo, D2 e D3 passam a conduzir e D1 e D4 bloqueiam. Desta

forma a tensão sobre a carga é sempre positiva. A Figura 3.7 mostra as duas etapas de operação

deste retificador com as principais formas de onda.

Fig. 3.7 – Retificador a diodo em ponte: etapas e principais formas de onda

O valor médio da tensão na carga é dado por:

E a corrente média na carga é obtida de:

Corrente e tensão nos diodos da ponte

1. A máxima tensão reversa sobre os diodos é dada pelo valor de pico da tensão de entrada

da ponte retificadora.

2. Os valores médios das correntes nos diodos são iguais à metade do valor calculado para a

carga.

RMSSMÉDIO V0,9V ×=

RRMSS

MÉDIO

V0,9I

×=

vs

vR

D1 D2

D4D3

vs+

-vR

+

-

D1 D2

D4D3

+

-vs

vR

+

-is

is

is

t

t

VMÉDIO

D1 - D4 D1 - D4D2 - D3



As oscilações que aparecem na tensão sobre a carga, denominam-se “ripple”. Este ripple de

tensão pode ser reduzido com a inclusão de um filtro capacitivo, normalmente um capacitor

eletrolítico de alto valor em paralelo com a carga.

b) Filtro Capacitivo

As formas de onda da Figura 3.8 comparam a tensão na carga e a corrente na fonte nas duas

situações, com e sem o capacitor de filtro. Quanto maior a capacitância menor será o ripple. Como

o capacitor se mantém carregado, os diodos são polarizados somente quando a tensão da rede

ultrapassa o valor da tensão de saída sobre o capacitor, portanto durante pequenos intervalos de

tempo. Isto provoca correntes não senoidais na fonte de alimentação, gerando harmônicas que

reduzem o fator de potência e poluem o sistema elétrico.

(a) (b)

Fig. 3.8 – Tensão de saída e corrente da rede para retificadores sem (a) e com (b) filtro capacitivo.

c) Carga RL

A ponte monofásica alimentando carga RL, bem como as principais formas de onda, estão

representados na Figura 3.9.

Fig. 3.9 – Retificador em ponte monofásica alimentando carga RL e formas de onda..

VR

iS

VR

iS

D1 D2

D4D3

+

-

vs

vRR

L vl

+

-VL

iL

t

t

VS

VL

IL

D1 - D4 D1 - D4D2 - D3



Com o uso do indutor, pode-se obter uma corrente de carga menos ondulada. Assim, quanto

maior o valor da indutância, menor será o ripple de corrente.

As expressões para cálculo de tensão e corrente médias são as mesmas para carga resistiva.

d) Carga RLE

Em algumas aplicações, os retificadores alimentam cargas RLE, ou seja, cargas constituídas de

resistência, indutância e uma tensão CC. Como exemplo típico, cita-se um motor de corrente

contínua, cujo enrolamento de armadura pode ser representado eletricamente por uma

resistência, uma tensão contínua (tensão gerada ou contra-eletromotriz) e uma indutância.

Normalmente se utiliza um indutor em série com o motor para diminuir a ondulação da corrente. A

Figura 3.10 apresenta um retificador em ponte com carga RLE e as principais formas de onda.

Fig. 3.10 – Retificador em ponte alimentando carga RLE.

Considerando condução contínua, o que é assegurado pelo alto valor da indutância, a corrente na

carga nunca se anula. Assim, a forma de onda da tensão na carga (VL) não sofre alteração devido

à existência da tensão E. Sabendo que o valor médio da tensão na carga é dado por:

E como a tensão média no indutor é zero, tem-se que:

Então, a corrente média na carga é dada por:

RMSSMÉDIO L V0,9V ×=

EVV MÉDIO RMÉDIO L +=

R

EVI MÉDIO L

MÉDIO L

−=

D1 D2

D4D3

vs +

-vR

R

L vl

+

-VL

iL

+-

E

vs

t

t

VMÉDIO

vL

E

IL



3.4 - Retificadores Trifásicos

Na indústria onde a rede trifásica está disponível, às vezes é preferível utilizar retificadores

trifásicos, que são constituídos de três pontos de entrada, cada um conectado a uma das fases da

rede, sendo indicados para níveis maiores de potência (maior que 2kW). Nesta configuração, o

ripple de tensão e de corrente são menores, conseqüentemente os filtros serão menores. Além

disso, os retificadores trifásicos apresentam maior valor médio de tensão de saída.

3.4.1 - Retificador Trifásico de Meia Onda

A estrutura apresentada na Figura 3.11

pode ser considerada uma associação de

três retificadores monofásicos de meia

onda. Cada diodo é associado a uma das

fases da rede de alimentação trifásica.

Nesse tipo de retificador, também

conhecido como retificador com ponto

médio, é indispensável o emprego do neutro

do sistema de alimentação.

As formas de onda deste retificador

alimentando uma carga resistiva estão

apresentadas na figura 3.12. Cada

diodo do retificador conduz durante um

intervalo de tempo que corresponde a

120 graus elétricos da tensão da rede,

sendo que o diodo em condução é

sempre aquele conectado à fase que

apresenta o maior valor de tensão

instantânea.

O valor médio da tensão na carga é

dado pela expressão:

Onde VRMS de FASE é o valor eficaz da

tensão de fase (entre fase e neutro).

FASE de RMSMÉDIO V17,1V ×=

D1

D2

D3

A

B

C

N

+

-vLR

Fig. 3.11 - Retificador trifásico com ponto médio.

30° 150° 270° 390°

vAN vBN vCN

D1 D2 D3 Diodosconduzindo

VL

Fig. 3.12 - Formas de onda do retificador de ponto médio.



O valor médio da corrente na carga é obtido de:

Com o uso de um indutor em série com a carga resistiva, pode-se obter um ripple de corrente

ainda menor comparado com carga resistiva pura. Observa-se que as expressões para o cálculo

da tensão e corrente médias continuam sendo válidas para carga RL.

Corrente e tensão nos diodos

A máxima tensão reversa sobre os diodos é dada pelo valor de pico da tensão de linha (tensão

entre fases) aplicada na entrada do retificador. Por quê?(...)

FASEdeRMSREVERSA VV ⋅⋅= 32

Como cada diodo conduz durante um terço do período, a corrente média nos diodos é dada por:

3.4.2 - Retificador Trifásico de Onda Completa

O retificador trifásico de onda

completa, apresentado na Figura

3.13, é conhecido também como

ponte trifásica ou como Ponte de

Graetz, se tratando de uma das

estruturas mais empregadas

industrialmente.

Este retificador apresenta seis

etapas de operação ao longo de

um período da rede, sendo que

cada etapa é caracterizada por

um par de diodos em condução.

Em cada instante a corrente da carga flui por um diodo da parte superior (D1, D2 ou D3) e um da

parte inferior (D4, D5, ou D6). A operação pode ser explicada assumindo as tensões nas três fases

conforme a seqüência mostrada na Fig. 3.14.

RMÉDIO

MÉDIO

VI =

3I

I CARGANA MÉDIA MÉDIA D =

D1 D2

D5D4

VL

+

-

D3

D6

N

VAN

VBN

VCN

Fig. 3.13 – Retificador trifásico de onda completa.



Como pode ser visto, a tensão da fase A é a maior das três entre o período de 30º a 150º levando

D1 a condução. A fase B é a maior de 150º a 270º, fazendo D2 conduzir. E a fase C é a maior entre

270º e 390º (ou 30º do próximo ciclo), o que provoca a condução de D3. De forma análoga, cada

diodo inferior da ponte conduz quando a fase ligada ao mesmo apresenta o menor valor

instantâneo dentre as três. Desta forma, pode-se constatar que a fase A tem menor tensão de

210º a 330º, fazendo D4 conduzir. A fase B de 330º a 450º (90º do próximo ciclo), o que faz D5

conduzir. E a fase C de 90º a 210º, levando D6 a condução. O resultado final dos estados de

condução são seis etapas de operação, tal que em cada etapa, dois diodos (um da parte superior

e um da parte inferior) estão conduzindo, como mostra a Fig. 3.14.

Em cada etapa de operação duas fases estão conectadas a carga, uma através de um diodo

superior e a outra através de um diodo inferior. A tensão de saída é dada pelo valor instantâneo

das tensões entre as fases conectadas à carga em cada uma das seis etapas de operação

mostradas, conforme mostra a Fig. 3.15.

Fig. 3.15 – Forma de onda da tensão de saída de um retificador trifásico de onda completa.

90° 150° 210° 270° 330° 390°

VAN VBN VCN

D1–D5 D1–D6 D2–D6 D2–D4 D3–D4 D3–D5

30°

Diodosconduzindo

Fig. 3.14 - Tensões nas três fases e diodos em condução nas seis etapas.

D1–D5 D1–D6 D2–D6 D2–D4 D3–D4 D3–D5Diodos

conduzindo

V MÉDIO

VAB VAC VBC VBA VCA VCB

30° 90° 150° 210° 270° 330° 390°

VL



Note que a freqüência da componente fundamental da tensão é igual a 6 vezes a freqüência das

tensões de alimentação. Ou seja, para a rede de 60Hz, a tensão de saída apresenta oscilação de

360Hz.

O valor médio da tensão de saída é dada por:

Onde VRMS é o valor eficaz da tensão entre fase e neutro.

O valor médio da corrente de saída é:

O ripple na corrente de carga pode ser reduzido ainda mais se for utilizado um indutor série.

Observa-se que as expressões para o cálculo da tensão e corrente médias continuam sendo

válidas para carga RL.

A máxima tensão reversa e a corrente média nos diodos são obtidas da mesma forma que no

retificador de ponto médio.

Entre as vantagens do retificador em ponte de Graetz sobre o retificador de ponto médio, citam-

se: maior tensão de saída (para uma mesma tensão de entrada); menor ripple da tensão de saída;

e maior freqüência da componente fundamental da tensão de saída (isso requer filtros de menor

peso e volume).

FASE de RMSMEDIO L V2,34V ×=

RMÉDIO L

MÉDIO

V I =



4. RETIFICADORES CONTROLADOS

Neste Capítulo serão apresentados os retificadores controlados usando SCR’s, enfocando o

funcionamento da parte de potência dos retificadores. Os circuitos de disparo dos SCR’s serão

apresentados no Capítulo 5.

4.1 - Retificador Monofásico Controlado de Meia Onda

Se substituirmos o diodo do retificador de meia onda por um SCR, tem-se um retificador

controlado, o qual permite variar a tensão de saída.

a) Carga Resistiva

O circuito e as formas de onda do retificador monofásico de meia onda a tiristor estão

representados na figura 4.1.

Fig. 4.1 - Retificador monofásico de meia onda a tiristor e principais formas de onda.

No semiciclo positivo da tensão de entrada VS o SCR está diretamente polarizado, entretanto o

mesmo não conduz, pois é necessária a aplicação de um pulso de corrente entre os terminais

gate e catodo para que ele entre em condução. Assim, no intervalo (0, α) o SCR encontra-se

bloqueado e a tensão de carga é nula.

Transcorrido um certo ângulo αd (ângulo de disparo) após a passagem da tensão Vs por zero, o

circuito de disparo aplica um pulso de corrente (IG) entre os terminais gate e catodo do SCR

provocando seu disparo. Com isso, a tensão na carga passa ser igual à tensão de entrada.

iL

R VL

T1

+

-VS

+ _VT +

_

Circuitode

disparo

iGsincronismo

αd

t

t

t

VS

IL

VT

VS pico

t

VL

VMÉDIO

iMÉDIO

t

iG

αd αd

0° π π°≡ 02



Como a carga é resistiva, a forma de onda de corrente segue a forma de onda de tensão. No

instante em que a tensão de alimentação e conseqüentemente a tensão na carga passam por

zero, a corrente de carga também se anula provocando o corte do SCR.

No intervalo (π, 2π) a tensão da fonte torna-se negativa e o SCR se mantém bloqueado. Portanto,

durante este intervalo, a tensão e corrente de carga permanecem nulas. Somente no próximo

ciclo, quando for atingido o ângulo de disparo αd, é que ocorre o disparo e o processo se repete.

Observa-se então, que variando-se o ângulo de disparo αd varia-se a tensão média de carga.

Sendo VL MÉDIO a tensão média na carga, esta pode ser obtida pela expressão:

Onde VS RMS é a tensão eficaz de entrada.

As variações extremas ocorrem quando:

αd = 0°, então tem-se que: VL MÉDIO = 0,45VS RMS (semelhante ao retificador não controlado);

αd = π (180°), onde tem-se que: VL MÉDIO = 0.

Na figura 4.2 está representada graficamente a tensão média na carga em função do ângulo de

disparo αd.

Fig. 4.2 – Gráfico representativo da tensão na carga em função de αd, para um retificador monofásico controlado de meia onda com carga resistiva.

Note que a tensão média de saída é dada em p.u. (valor por unidade). Assim, este gráfico pode

ser utilizado para qualquer valor de tensão de entrada. Por exemplo: se o ângulo de disparo for

90°, pelo gráfico se obtém o valor 0,225. Então, para uma tensão eficaz de entrada de 127V, a

tensão média de saída será 0,225 x 127V = 28,5V.

0,000

0,225

0,450

0 90 180

Ângulo de disparo em graus

Tens

ão m

édia

de

saíd

a (p

.u.)

RMSS

MèdioL

V

V

)cos1(V0,225V RMS SMEDIO L dα+⋅⋅=



b) Carga RL

O circuito e as formas de onda para carga RL estão representados na figura 4.3.

Fig. 4.3 - Retificador de meia onda a tiristor alimentando carga RL.

Com carga RL o ângulo de extinção β da corrente através do SCR é maior que π. Desta forma,

enquanto a corrente através do SCR (corrente de carga) não se anula, a tensão na carga se

mantém igual à da fonte. Observa-se neste caso que, sendo o ângulo de extinção β maior que π, a

tensão de carga assume valores negativos. Como conseqüência, o valor médio da tensão na

carga se reduzirá, em relação àquele para carga puramente resistiva.

A tensão média na carga depende da tensão de entrada, do ângulo de disparo α e do ângulo de

extinção β. O ângulo β, por sua vez, depende da carga. Portanto, ao se variar a carga varia-se

também a tensão média na mesma. Esta dependência do valor médio da tensão na carga, com a

própria carga, torna-se um grande inconveniente para esta estrutura retificadora.

c) Carga RL com diodo de “Roda Livre”

O circuito e as formas de onda para o retificador de meia onda com diodo de circulação estão

representados na Figura 4.4.

No intervalo (0, αd) o SCR encontra-se bloqueado, sendo assim a tensão de carga é nula. No

instante correspondente ao ângulo αd, o SCR é disparado por ação da corrente de gatilho IG.

Assim, no intervalo (α, π) a tensão na carga é igual à tensão da fonte.

No instante em que a tensão da fonte passa por zero, e na eminência da tensão na carga se

tornar negativa, o diodo de retorno é polarizado diretamente desviando a corrente de carga e

fazendo com que o SCR bloqueie. A corrente passa a circular pelo diodo, decaindo

exponencialmente, e a tensão na carga se mantém nula.

iL

T1

R

VL

L+

-VS

iG

t

VLIL

VMÉDIO

t

VS

π 2πβ0°

t

iG

αdαd



Se o ângulo de disparo for elevado, é provável que a corrente se anule antes do próximo disparo,

caracterizando condução descontínua. Da mesma forma ocorre quando a carga apresenta baixa

constante de tempo L / R, ou em outras palavras, se a carga for ‘pouco indutiva’. Por outro lado,

para baixos ângulos de disparo e cargas com elevada constante de tempo, possivelmente a

condução será contínua.

Seja a expressão seguinte para o calculo do valor médio da tensão na carga.

Note que esta expressão é a mesma utilizada para o retificador de meia onda com carga resistiva

pura. Portanto, agora o valor médio da tensão na carga independe do ângulo de extinção β, ou

seja, independe da carga. Desta forma, para uma dada carga indutiva, o diodo de circulação

provoca um aumento no valor médio da tensão na carga, em relação à estrutura sem este diodo.

4.2 - Retificador Monofásico Controlado de Onda Completa em Ponte

a) Carga resistiva

O retificador, também chamado de ponte monofásica controlada, é formado por quatro SCR’s que

são comandados aos pares: T1-T4 e T2-T3, como mostra a Figura 4.5.

Quando a tensão de entrada é positiva, os SCR’s T1 e T4 podem ser disparados, permitindo um

caminho para a corrente circular entre a fonte e a carga. Com carga resistiva, a corrente chega a

zero junto com a tensão, neste instante este par de tiristores é cortado.

No semiciclo negativo da rede, os SCR’s T2 e T3 conduzem a partir do pulso de gatilho, desta

forma a corrente de carga permanece unidirecional, mesmo que a fonte seja alternada.

T1

+

-VS

iG

DRL

R

L

iL

VL t

VLIL

VMÉDIO

t

VS

π 2πβ0°

t

iG

αdαd

T1 DRL

Fig. 4.4 - Retificador monofásico de meia onda a tiristor com diodo de circulação.




t

iG

αd αdαd

t

VS

0° π π°≡ 02

t

VL

VMÉDIO

T1 - T4 T2 - T3 T1 - T4

T1 T2

T4T3

vs

+

-

vL

+

-

Fig. 4.5 – Retificador monofásico controlado em ponte e formas de onda.

A variação da tensão de saída é obtida variando-se o ângulo de disparo αd dos SCR’s. A tensão

média na carga é dada pela expressão a seguir, onde VS RMS é o valor eficaz da tensão de

entrada.

b) Carga RL

Na Figura 4.6a estão representadas as formas de onda de tensão e corrente na carga quando a

ponte de SCR’s alimenta uma carga RL. Devido ao atraso da corrente em relação à tensão,

quando esta passa por zero a corrente ainda circula pelos SCR’s e a carga, e enquanto a corrente

não se anula, a tensão de carga se mantém igual à da fonte. Quando a corrente se anular, o par

de SCR’s em condução é cortado, e a tensão na carga se anula. Essa permanecerá nula até que

ocorra o próximo disparo provocando a condução do outro par de SCR’s.

iG

t

VL

t

αd αdαd

IL

T1 - T4T1 - T4 T2 - T3

iG

t

VL

t

αd αdαd

IL

T1 - T4T1 - T4 T2 - T3

(a) (b)

Fig. 4.6 – Formas de onda para carga RL; (a) em condução descontínua, e (b) em condução contínua.




Como a corrente se anula antes da ocorrência do próximo disparo, a condução é descontínua.

Se a indutância L for grande o suficiente para que a corrente não se anule antes do próximo

disparo, a condução é dita como contínua. A Figura 4.6b apresenta as formas de onda para este

caso. A condução contínua é possível para cargas com alta constante de tempo (L/R) e baixos

ângulos de disparo (inferiores a 90°, por quê?...)

4.3 - Retificador Monofásico Semicontrolado

É possível economizar em componentes, substituindo dois SCR’s da ponte monofásica controlada

por dois diodos como mostra a Figura 4.7. O retificador obtido é conhecido como retificador

monofásico semicontrolado, ou também como ponte monofásica semicontrolada, ou ainda como

ponte monofásica mista.

(a) (b)

Fig. 4.7 – Possibilidades para ponte mista;(a) simétrica, (b) assimétrica.

O funcionamento do retificador semicontrolado é semelhante ao do controlado, sendo que a

diferença está no instante de bloqueio. A Figura 4.8 apresenta as formas de onda e as quatro

etapas de operação da ponte mista do tipo simétrica para carga RL.

Etapa 1: No instante correspondente ao ângulo de disparo αd, durante o semiciclo positivo da

tensão de entrada, o SCR T1 é disparado permitindo que a corrente IL circule por ele e pelo diodo

D2. Nesta etapa a tensão de saída é igual à tensão de entrada.

Etapa 2: Quando a tensão de entrada passa por zero e na eminência de assumir valores

negativos, o diodo D1 fica diretamente polarizado entrado em condução. Em conseqüência, o

diodo D2 fica reversamente polarizado, entrando em corte. A corrente de carga passa a circular

por T1 e D1 mantendo a tensão na carga nula. Dependendo da natureza da carga, a corrente pode

chegar a zero antes do próximo disparo.

Etapa 3: no semiciclo negativo de VS, quando T2 é disparado, T1 é cortado e a corrente da carga é

conduzida por T2 e o diodo D1, mantendo a tensão na saída positiva.

T1 D1

D2T2

carg

a

Vs

T1 T2

D1

carg

a

Vs

D2

DRL



Etapa 4: Quando a tensão de entrada passa por zero e na eminência de assumir valores positivos,

o diodo D2 entra em condução e o diodo D1 é cortado. A corrente de carga passa a circular por T2

e D2 mantendo a saída com tensão nula.

No caso de carga resistiva pura, como a corrente se anula junto com a tensão, as etapas 2 e 4

não ocorrem, já que o SCR em condução é cortado evitando estas etapas.

t

iG

αd αdαd

t

VLiL

T1-D2 T2-D1T1-D2T1-D1 T2-D2

(1) (2) (3) (4) (1) etapas

T1 T2

D2D1R

VL

L

iL

VS

+_

T1 T2

D2D1R

VL

L

iL

VS+_

T1 T2

D2D1R

VL

L

iL

VS+_

T1 T2

D2D1R

VL

L

iL

VS+_

etapa (1) etapa (2)

etapa (3) etapa (4)

Fig. 4.8 – Formas de onda e etapas de operação da ponte mista.

Considerando que T1 esteja em condução, note que se T2 não for disparado, e supondo que T1

continue a conduzir, em função da elevada constante de tempo elétrica da carga (carga muito

indutiva), no próximo semiciclo positivo, a fonte será novamente acoplada à carga através de T1 e

D2 fornecendo-lhe mais corrente. Ou seja, a simples retirada dos pulsos de disparo não garante o

desligamento entre carga e fonte. Para que isso ocorra é necessário diminuir o ângulo de disparo

para que a corrente se torne descontínua e assim T1 corte. Obviamente o mesmo comportamento



pode ocorrer com respeito ao outro par de componentes. Isto pode ser evitado pela inclusão do

diodo de roda livre DRL, o qual entrará em condução quando a tensão de entrada se inverter,

cortando o SCR e o diodo que estavam em condução.

A vantagem da montagem assimétrica é que os catodos dos SCR’s estão em ponto comum, de

modo que os sinais de disparo podem estar num mesmo potencial.

No caso da ponte mista assimétrica, como existe um caminho de livre circulação formado pelos

diodos D1 e D2, toda vez que a fonte de entrada inverte a polaridade, a corrente de carga é

conduzida pelos diodos, levando ao corte o SCR que estava em condução. Assim, a ponte

assimétrica não apresenta o problema mencionado, o que dispensa o uso do diodo DRL.

A tensão média de saída numa ponte mista monofásica é dada pela expressão abaixo.

4.4 - Retificador Trifásico Controlado de Meia Onda

a) Carga resistiva

O circuito deste retificador, conhecido também como

retificador trifásico controlado de ponto médio, está

representada na Figura 4.9.

O funcionamento do retificador controlado é similar

ao retificador não controlado, a diferença está na

entrada em condução dos semicondutores de

potência. Isto faz com que se torne possível variar o

valor da tensão de saída.

Seja a Figura 4.10a, na qual estão representadas as

formas de onda das três fases e a tensão na carga

para ângulo de disparo igual a zero. Observe que para o retificador trifásico, o ângulo de disparo é

nulo quando duas ondas de tensão se interceptam e não quando a tensão passa por zero, como é

o caso dos retificadores monofásicos. Percebe-se que o SCR T1, por exemplo, somente pode

conduzir após os 30o da fase A. Isso se deve ao fato de que antes dos 30° desta fase, T1 está

reversamente polarizado, logo impossibilitado de conduzir. Portanto, os disparos dos tiristores

devem ser sincronizados com a rede e atrasados de 30º para possibilitar qualquer variação da

tensão de saída.

Nas Figuras 4.10b e 4.10c estão apresentadas formas de onda de tensão de saída para ângulos

de disparo 30° e 60° respectivamente.


T1

T2

T3

A

B

C

N

R

Fig. 4.9 - Retificador trifásico de ponto médio.



VANVAN VBN VCN

T1 T2 T3 T1T3

30°

|−−| α = 30°

VAN VBN VCN VANVAN VBN VCN

T1 T2 T3 T1T3

α = 30° α = 30° α = 30°

0° 0° 0°

VAN VANVBN VCN

T1 T2 T3 T1T3

α = 60° α = 60° α = 60°

Fig. 4.10 - Tensão na carga para o retificador de ponto médio. (a) α = 0o; (b) α = 30o; (c) α = 60°

(a)

(b)

(c)



A tensão média na carga pode ser representada graficamente pela curva a seguir.

Fig. 4.11 - Tensão média na carga em função de α para carga resistiva.

Observações:

1) Quando αd = 0o, obtém-se resultado semelhante ao retificador a diodo, onde VL MEDIO = 1,17

VSRMS , que é o maior valor de tensão média na carga;

2) Quando α = 150o, tem-se VL medio = 0.

b) Carga RL

O retificador de ponto médio alimentando carga RL pode apresentar condução contínua ou

descontínua, dependendo da carga e do ângulo de disparo.

A Figura 4.12 mostra a tensão na carga em condução contínua. Como a corrente na carga não se

anula, a tensão na carga assume valores negativos até que ocorra o próximo disparo.

Fig. 4.12 – Tensão na carga para carga RL em condução contínua.

Para evitar que a tensão na carga assuma valores instantaneamente negativos, utiliza-se um

diodo de roda-livre em antiparalelo com a carga, permitindo a circulação de corrente mantendo a

tensão na carga nula.

0,00

0,25

0,50

0,75

1,00

0 30 60 90 120 150

Ângulo de disparo em graus

Tens

ão m

édia

na

carg

a. (

p.u.

)

FASERMSS

MédioL

V

V

_

1,17



4.5 - Retificador Trifásico Controlado de Onda Completa

a) Carga Resistiva

Também conhecido como ponte trifásica controlada, este retificador está apresentado na figura

4.13. Como é possível atrasar a entrada em condução dos SCR’s pode-se variar o valor da tensão

de saída.

T1 T2

T5T4

R

+

-

T3

T6

N VL

VAN

V BN

V CN

Fig. 4.13 – Retificador trifásico controlado em ponte com carga resistiva.

O valor médio da tensão na carga está representado graficamente na figura 4.14.

Fig. 4.14 - Tensão média de carga para carga resistiva.

Observações:

1) Quando α = 0o, obtém-se resultado semelhante ao retificador a diodo, onde VL MEDIO = 2,34 VS

RMS , que é o valor máximo da tensão média de carga;

2) Quando α = 120o, tem-se VL medio = 0.

0,0

0,5

1,0

1,5

2,0

0 30 60 90 120

Ângulo de disparo em grausTens

ão m

édia

na

carg

a.

(p.u

.)

FASERMSS

MédioL

V

V

_

2,34



A tensão de saída é dada pela diferença entre duas fases, uma que se conecta a carga através de

um SCR da parte superior da ponte, e outra através de um SCR da parte inferior.

Considerando seqüência de fase ABC, a seqüência das tensões que surgirão na saída é Vab –

Vac – Vbc – Vba – Vca – Vcb, como mostra a Figura 4.15. A partir daí, se estabelece a seqüência

com que os seis SCR’s são disparados, a saber: T1 – T6 – T2 – T4 – T3 – T5. Esta seqüência de

disparo ocorre a cada ciclo de rede, resultando em um disparo a cada 60°.

Na figura 4.15 estão representadas as formas de onda de tensão de carga para 3 ângulos de

disparo diferentes.

Assim como no retificador trifásico controlado de ponto médio, os disparos dos tiristores devem

ser sincronizados com a rede e atrasados em 30º para possibilitar qualquer variação da tensão de

saída. Sendo assim, o SCR T1 por exemplo, somente poderá ser disparado após passados os

30° da fase A, pois antes deste instante o mesmo estará reversamente polarizado.

Como na ponte trifásica o neutro do sistema está ausente, é conveniente nos referirmos às

tensões de linha (fase-fase) ao invés de tensões de fase. Desta forma, no mesmo exemplo, no

instante em que a fase A passa pelos 30°, a tensão Vab passa pelos 60°(30° de defasamento).

Assim, o disparo de T1 só será possível após os 60° da tensão Vab (que é o mesmo que 30° após

a passagem da fase A por 0°).



Fig. 4.15 – Formas de onda de tensão na carga para diferentes valores de α.

Vcb Vab Vac Vbc Vba Vca Vcb Vab Vac

SCR’s EM

CONDUÇÃO

SEQÜÊNCIA

DE DISPARO



b) Carga RL

A ponte trifásica controlada alimentando carga RL pode apresentar condução contínua ou

descontínua, dependendo da carga e do ângulo de disparo.

A Figura 4.16 mostra a tensão na carga em condução contínua para ângulo de disparo de 75°.

Como a corrente na carga não se anula, a tensão na carga assume valores negativos até que

ocorra o próximo disparo.

Fig. 4.16 - Tensão de saída para carga RL em condução contínua.

Para evitar que a tensão na carga assuma valores instantaneamente negativos pode ser utilizado

um diodo de roda-livre em anti-paralelo com a carga, permitindo a circulação de corrente

mantendo a tensão na carga nula.

4.6 - Retificador Trifásico Semicontrolado

Uma alternativa mais simples para um retificador trifásico de onda completa que possibilita

variação de tensão de saída é o retificador semicontrolado ou ponte trifásica mista, que esta

apresentada na Figura 4.17.

Em muitas aplicações é recomendável o emprego da ponte mista em substituição à ponte

completa. Isto reduz o custo da implementação da estrutura, por utilizar circuitos de disparo mais

simples e utilizar apenas 3 SCR’s.

Vab

0°

75°



Fig. 4.17 – Retificador Trifásico Semicontrolado.

A Figura 4.18 mostra a forma de onda de tensão na saída para ângulo de disparo igual a 30°, bem

como as etapas de operação.

Vac Vbc Vba VcbVcaVab

T1 T2 T3

α = 30°

T3

0°

α = 30°

0°

α = 30°

0°

D3 D1D2 D2

T1

Vcb

Fig. 4.18 – Forma de onda de tensão na saída para ângulo de disparo igual a 30°.

Para ângulos de disparo inferiores a 60° a condução de corrente é sempre contínua, pelo fato da

tensão na carga nunca assumir valor nulo.

Para ângulo de disparo superior a 60°, a tensão na carga atinge valor nulo antes da ocorrência do

próximo disparo, o que provoca condução descontínua no caso de carga resistiva.

A Figura 4.19 mostra a forma de onda de tensão na saída para ângulo de disparo igual a 90°.

T1 T2

D2D1

VAN

R

+

-

T3

D3

NVBN

VCN

VL



T1 T2 T3D3 D1 D2

Vac Vbc Vba VcbVcaVabVcb

T3D2

T3

D3

T1

D1

T2

D2

α = 90°

0°

etapas em caso decarga indutiva

Fig. 4.19 – Forma de onda de tensão na saída para ângulo de disparo igual a 90°.

É importante destacar que, mesmo para operação com carga indutiva, não é possível a obtenção

de valores médios negativos de tensão na carga, uma vez que existirá sempre, para α > 60o, um

intervalo de condução conjunta entre SCR e diodo de um mesmo "braço" do retificador que,

associados em série, levarão a tensão instantânea na carga a ser nula (roda livre da corrente de

carga).

Assim como ocorre na ponte mista monofásica, é comum o emprego de um diodo de roda-livre em

antiparalelo com a carga quando a mesma for indutiva. A sua finalidade é evitar a possibilidade de

não desligamento entre carga e fonte quando forem inibidos os pulsos de disparo. Pode ocorrer,

no caso de carga muito indutiva, de ultimo SCR a ser disparado permanecer conduzindo

mantendo etapas de condução indesejadas com os diodos inferiores da ponte. O uso do diodo de

roda-livre permite um caminho de livre circulação de corrente, o que evita a etapa de condução

entre o SCR e o diodo de um mesmo braço, assim se garante que o SCR será cortado e evita-se

o problema mencionado.

A tensão média na carga para uma ponte trifásica semicontrolada é dada pela expressão:

)cos1(17,1 __ α+⋅⋅= FASEDERMSMÉDIOLVV



4.7 - Sincronismo de Retificadores Trifásicos

Como já foi discutido em relação a retificadores trifásicos, os disparos dos SCR’s devem ser

sincronizados com a rede e atrasados de 30º .

Em circuitos de disparo para retificadores trifásicos, o sincronismo pode ser obtido utilizando

tensões de linha como referência, de modo a obter essa defasagem de 30°.

O uso do diagrama fasorial facilita a compreensão do sincronismo. Vejamos a Figura 4.20, na qual

estão representados os fasores das fases A, B e C e das tensões de linha Vac, Vba e Vcb,

considerando seqüência de fase ABC.

Fig. 4.20 – Diagrama fasorial e sincronismo.

Note que a tensão Vac está atrasada 30° em relação à fase A. Assim, quando Vac passar por 0°,

a fase A está avançada em 30°. Deste modo, podemos utilizar a tensão Vac como referência de

sincronismo para os SCRs ligados à fase A (T1 e T4).

Do mesmo modo, os disparos dos SCRs T2 e T5, que estão ligados à fase B, devem estar

sincronizados com a tensão Vba, a qual está atrasada 30° em relação à fase B.

E de forma semelhante os disparos de T3 e T6 devem ser sincronizados com Vcb, a qual está

atrasada 30° em relação à fase C.

ref.VA

VB

VC

w

-VC

-VB

-VA

VAC

30°VBA 30°

VCB

30°

SEQ. ABC



4.8 - Acionamento de Motores CC Com Retificadores

Com o aparecimento dos motores de indução e seu crescente uso em aplicações industriais, além

do barateamento e aprimoramento das técnicas de controle, a utilização de motores de indução é

cada vez mais atrativa. Entretanto, um número elevado de motores CC é ainda construído em

função de suas características, apropriadas para muitos acionamentos em velocidade variável.

Entre as vantagens no uso de motores CC citam-se: o elevado torque de partida, ideal para fins

de tração elétrica; o controle preciso de velocidade; maior simplicidade e menor custo dos

sistemas de controle em relação aos requeridos para motores de indução.

O tipo de acionamento a ser empregado depende de, entre outras coisas, potência requerida,

fonte disponível(1Φ ou 3Φ ), ondulação de corrente permitida no motor, se o sistema é reversível

ou não, e se há necessidade de regeneração.

De modo geral, os retificadores controlados monofásicos são restritos a potências menores que

2kW, acima deste valor o retificador trifásico é normalmente utilizado.

A Figura 4.21 mostra o esquema básico de controle de velocidade de um motor CC com excitação

independente.

Fig. 4.21 – Sistema básico de controle de velocidade de um motor CC.

Neste sistema é utilizado um retificador controlado (ou semicontrolado) para alimentar o circuito

de armadura, possibilitando variar a tensão e conseqüentemente a velocidade. O circuito de

campo é alimentado por um retificador não controlado.

RetificadorControlado

A B C

MCCRetificador

nãoControlado

A B C

Circuito deDisparo

Ajuste deVelocidade

Va

Ia

Vf

If

Lfiltro



A utilização de um retificador semicontrolado para alimentar o circuito de armadura, implica em

menor custo e maior simplicidade. Na maioria das vezes esta estrutura é a escolhida, atendendo a

necessidade do sistema.

Em sistemas onde há necessidade de reversão de velocidade, pode-se utilizar o esquema da

Figura 4.22.

Fig. 4.22 – Sistema reversível usando chaves contatoras.

Neste sistema, quando houver a necessidade de inverter o sentido da velocidade, o disparo dos

SCRs deve ser atrasado ou inibido de modo que a corrente se anule. Após isso, o contator é

acionado para inverter a polaridade da tensão de armadura e conseqüentemente o sentido de

rotação do motor.

4.9 – Acionamento de Motores CC em Quatro Quadrantes

Um tipo de classificação de conversores estáticos é quanto ao numero de quadrantes de

operação. As duas principais grandezas a considerar quando tratamos de motores CC são a

velocidade (proporcional à tensão induzida na armadura - Eg) e o conjugado (proporcional à

corrente de armadura - Ia). Combinando estas grandezas, têm-se quatro quadrantes de operação,

como mostra a Figura 4.23.

No primeiro quadrante, caracterizado por velocidade e conjugado positivos, o motor opera na

região motora direta.

No segundo quadrante a velocidade é positiva, porém o conjugado se opõem a ela,

caracterizando a frenagem no sentido direto.

No terceiro quadrante, velocidade e conjugado são negativos, o que caracteriza a região motora

reversa.

No quarto quadrante, a velocidade é negativa e o conjugado é contrário a ela, o que provoca uma

frenagem no sentido reverso.

RetificadorControlado

MCC

L filtro



Fig. 4.23 – Quadrantes de operação de um motor CC

4.9.1 - Funcionamento da Ponte Completa Como Retificador ou Inversor

Sabe-se que os retificadores totalmente controlados quando alimentam cargas indutivas

apresentam tensão instantaneamente negativa na saída. Consideremos a operação da ponte

completa monofásica no modo de condução contínuo. Assim, sabe-se que a corrente de carga

não se anula antes da ocorrência do próximo disparo. Deste modo, sempre um par de tiristores

estará conduzindo (T1 e T4 no semiciclo positivo; T2 e T3 no semiciclo negativo).

Como estamos tratando do acionamento de motor CC, o mesmo será representado como uma

carga RLE.

Se o ângulo de disparo for menor que 90°, a tensão média na saída será positiva. Nesta

situação, a carga (motor) está recebendo energia proveniente da fonte. A Figura 4.24 mostra esta

situação. Como o fluxo de potência vai da fonte (CA) para a carga (CC), a ponte opera como um

retificador.

Fig. 4.24 – Ponte monofásica com carga RLE operando como retificador: 0 < α < π /2.

1° Q

4° Q3° Q

2° Q

Velocidade

Conjugado

(Eg)

(Ia)

motoradireta

frenagemdireta

motorareversa

frenagemreversa

E



Agora considere que o ângulo de disparo é maior que 90°, como mostra a Figura 4.25. Neste caso

a tensão média na saída da ponte será negativa. Sendo assim, a carga (motor) fornece energia

para a fonte. Como o fluxo de potência vai da carga (CC) para a fonte (CA), a ponte opera como

inversor.

Fig. 4.25 – Ponte monofásica com carga RLE operando como Inversor: π /2 < α < π.

Na operação da ponte como inversor, o motor está na região de frenagem transferindo a energia

cinética do eixo para a fonte CA. Este tipo de frenagem é chamada frenagem regenerativa.

A partir do exposto percebe-se que a ponte completa permite a operação em dois quadrantes.

Quando a ponte funciona como retificador, o motor está na região motora direta, ou seja no 1°

quadrante (tensão e corrente positivas).

Na operação da ponte como inversor, o motor opera no 4° quadrante (tensão negativa e corrente

positiva), está ocorrendo uma frenagem reversa. Note que a polaridade da fonte E é negativa,

simbolizando que o motor está girando no sentido reverso.

4.9.2 – Acionamento por Conversores Duais

Uma solução para o acionamento de motores CC com velocidade variável em quatro quadrantes

são os Conversores Duais, como mostrado na Figura 4.26.

O conversor dual é originado pela associação em antiparalelo de dois retificadores totalmente

controlados. Estes retificadores podem ser trifásicos ou a ponte monofásica.

+

_

E



MCCVa

Ia A B C A B C

Estrutura A Estrutura B

L

LL

L

Vb

Ib

Vf

If

VM

+

_IM

Fig. 4.26 – Acionamento de motor CC com conversor dual.

Cada estrutura (A e B) possibilita a operação em dois quadrantes de operação, totalizando quatro

quadrantes.

A estrutura A é capaz de fornecer corrente positiva e tensão tanto positiva como negativa para o

motor, assim permite a operação no 1° (motora direta) e 4°(frenagem reversa) quadrantes.

Já a estrutura B fornece corrente negativa, e tensão em ambos os sentidos, possibilitando

operação no 2°(frenagem direta) e 3°(motora reversa) quadrantes.

As estruturas podem operar isoladas ou simultaneamente. No caso isolado, quando uma estrutura

estiver funcionando, os pulsos de disparo da outra estrutura são inibidos. Para inverter o sentido

de rotação, a estrutura que opera é inibida, e a outra entra em funcionamento provocando a

inversão de rotação.

Na operação simultânea das estruturas, estas fecham uma malha contendo os indutores. Como a

tensão média nos indutores é nula, então as tensões médias de saída dos retificadores devem ser

iguais com sinais opostos (Va Médio = - VbMédio). Esta condição é garantida através de uma relação

entre os ângulos de disparo dos dois retificadores:

°=+ 180BA αα

Se esta relação não for satisfeita, a diferença entre os valores médios de tensão faz crescer uma

corrente de circulação entre as estruturas. Tal corrente crescerá indefinidamente até provocar

danos aos retificadores.

Embora se garanta que as tensões Va e Vb tenham mesmo valor médio, o mesmo não ocorre

com os valores instantâneos. Assim, devido esta diferença de potencial entre os retificadores

surge uma corrente de circulação entre os mesmos. Para limitar esta corrente se utilizam os

indutores, que além desta função servem como filtro diminuindo o ripple de corrente no motor.



O conversor dual permite o controle de velocidade, reversão e frenagem regenerativa.

Quando o motor funciona na região motora direta, a estrutura A opera como retificador fornecendo

energia para o motor. Então se têm que:

αA < 90° e αB > 90°

Nesta situação, a estrutura A fornece tensão e corrente positivas para o motor (VM > 0, IM > 0). Já

a estrutura B não processa energia.

Com a elevação do ângulo de disparo αA (e diminuição de αB )ocorre uma redução de velocidade

através de uma frenagem direta, situação em que a estrutura B opera como inversor, transferindo

energia do motor para a rede CA (regeneração). Neste caso, a estrutura B fornece tensão positiva

e corrente negativa para o motor (VM > 0, IM < 0), e a estrutura A não processa energia.

Para funcionamento na região motora reversa, têm se que a estrutura B opera como retificador

fornecendo energia para o motor. Daí:

αB < 90° e αA > 90°

Nesta situação, a estrutura B fornece tensão e corrente negativas para o motor (VM < 0, IM < 0), e

a estrutura A não processa energia.

Para reduzir a velocidade, provocando uma frenagem reversa deve-se elevar o ângulo de disparo

αB (e diminuir αA ), deste modo a estrutura A opera como inversor, transferindo energia do motor

para a rede CA (regeneração). Nesta situação, a estrutura A fornece tensão negativa e corrente

positiva para o motor (VM < 0, IM > 0), e a estrutura B não processa energia.



5. CIRCUITOS DE DISPARO

5.1 – Introdução

Como foi tratado no Capítulo 2, o meio mais comum para levar um SCR à condução é a aplicação

de uma corrente entre os terminais gate e catodo. O fabricante do componente estabelece uma

série de especificações de disparo, entre elas: corrente de gatilho, tensão de gatilho e tempo de

disparo. Assim, o circuito de disparo deve:

Considerar as variações das características do componente dentro dos limites

estabelecidos pelo fabricante;

Não exceder as especificações de tensão, corrente e potência de gatilho;

Assegurar que o disparo não ocorra quando não desejado, através de sinais ruidosos.

Assegurar que o disparo ocorrerá quando desejado.

Permitir variação do ângulo de disparo.

O disparo pode ser feito com a aplicação de corrente contínua entre gate e catodo, entretanto esta

alternativa provoca um aquecimento do componente devido à potência dissipada na junção gate-

catodo. Assim, maiores cuidados devem ser tomados no projeto considerando a especificação da

máxima potência de gatilho.

Uma forma de reduzir a potência dissipada no gatilho é o disparo por pulsos, além de possibilitar a

isolação entre o circuito de disparo e o dispositivo. A isolação elétrica, obtida por transformadores

de pulso ou acopladores óticos, permite que uma única fonte de sinal forneça os pulsos

necessários para o disparo de vários tiristores.

5.2 - Circuito de Disparo Com Sinais CA

Os circuitos mais simples utilizam a própria fonte CA para produzir os disparos dos tiristores.

A figura 5.1a apresenta um circuito aplicado no controle de potência na carga usando o SCR. O

ângulo de disparo é ajustado através do potenciômetro. Este circuito permite o controle do ângulo

de disparo somente até 90°, assim, o controle de tensão na carga não é completo.

Uma maneira de resolver este problema é mostrada na figura 5.1b. A idéia é atrasar a tensão que

irá comandar o disparo do tiristor. Desta forma, a tensão de disparo irá ocorrer mais tarde no

semiciclo positivo.



(a) (b)

Fig. 5.1 – Circuitos de disparo de SCR usando a rede CA.

Da mesma forma, o ângulo de disparo é variado através do potenciômetro. O diodo D1 garante

que só haverá corrente de gatilho no semiciclo positivo da tensão da rede, evitando perdas

desnecessárias no gatilho do SCR quando este estiver bloqueado. O diodo D2 conduz no

semiciclo negativo carregando o capacitor C1 com tensão negativa. Isso garante que, em cada

semiciclo positivo, o capacitor comece sempre a se carregar a partir de uma tensão fixa,

mantendo a regularidade do disparo.

O TRIAC também pode ser utilizado para

variação de potência na carga. A única

diferença é que neste caso, a condução de

corrente ocorre em ambos sentidos, ou seja,

o controle de fase pode ser feito nos

semiciclos positivo e negativo.

Quando o TRIAC é usado, é

freqüentemente utilizado o DIAC como

dispositivo de disparo, conforme pode ser

visto na Figura 5.2.

O circuito funciona da seguinte maneira: o capacitor carrega-se até atingir a tensão Vdiac de

disparo do DIAC. Quando isso ocorre, o DIAC entra em condução e cria um caminho de baixa

impedância para o capacitor descarregar-se sobre o gatilho do TRIAC. O ângulo de disparo é

ajustado através do potenciômetro.

5.3 - Circuito de Disparo Com Pulsos Usando o UJT

Como já foi dito, o disparo por pulsos evita o aquecimento do componente provocado por disparo

com sinais CC, e possibilita a isolação elétrica entre o circuito de disparo e o circuito de potência

por meio de transformadores de pulso.

carga

SCR

D

R1

PotVCA

carga

SCR

D1C

R1

PotVCA

D2

carga

Triac

diacC

R1

PotVCA

Fig. 5.2 – Circuitos de variação de potência com TRIAC.



O Transistor de Unijunção (UJT)

O UJT é um dispositivo semicondutor de três terminais como mostra a Figura 5.3.

B2

B1

E

B2

B1

E

rB2

rB1

(a) (b)

+

_

Vbb

Ve

Vx

Fig. 5.3 – Transistor de Unijunção – UJT: (a) Símbolo – (b) Circuito equivalente com polarização.

Os terminais são: base 1 (B1), base 2 (B2) e emissor (E). O circuito equivalente do UJT apresenta

um diodo, que representa a junção PN do emissor. Entre os terminais B2 e B1 existe uma barra de

material N que pode ser dividida em duas partes: a primeira parte, rB2, equivale à resistência da

parte superior da barra e a segunda, rB1, a resistência da parte inferior.

Considerando o circuito equivalente, pode-se concluir que sem polarização de emissor o

dispositivo funciona como um divisor resistivo, por onde circula uma corrente da ordem de

miliampères. De onde se obtém:

Vbbrr

rV

BB

BX ⋅

+=

21

1

Onde a relação rB1/(rB1 + rB2) é denominada relação intrínseca η, a qual depende apenas dos

parâmetros internos do dispositivo (Para o UJT 2N2646, η é da ordem de 0.6). Assim pode-se

escrever:

VbbVX ⋅= η

Com polarização de emissor, enquanto a tensão Ve for menor que Vd + Vx, o diodo do emissor

está cortado. Quando a tensão Ve for superior que Vd + Vx, o diodo de emissor fica diretamente

polarizado permitindo circulação de corrente entre o emissor e base 1. Isso faz com que a

resistência rB1 diminua de seu valor máximo (da ordem de 5kΩ), para 50Ω aproximadamente.



Esse comportamento permite o controle de carga e descarga de um capacitor ligado no emissor,

cuja descarga será utilizada para disparar SCRs e TRIACs.

Se desprezarmos a queda de tensão no diodo, a equação característica do UJT é:

VbbVE ⋅=η

Oscilador de Relaxação com UJT

A figura 5.4 mostra um circuito tradicional de disparo usando UJT, que consiste em um oscilador

de relaxação.

Fig. 5.4 – Oscilador de relaxação com UJT e formas de onda.

Na prática, utiliza-se R2 << rB2 , fazendo com que a queda de tensão em R2 seja desprezível. O

mesmo ocorre com R1 e rB1.

Considerando o capacitor inicialmente descarregado, este impõe Ve menor que ηVbb. Com o

passar do tempo, o capacitor vai se carregando através de Rt, elevando o potencial Ve até atingir

ηVbb. Isso provoca o início da condução do emissor, conseqüentemente diminuindo o valor de rB1,

descarregando rapidamente o capacitor Ct, fornecendo um pulso de tensão no ponto Vb1. Com a

descarga do capacitor, o potencial de Ve é reduzido até provocar novamente o corte do UJT,

reiniciando o ciclo.

O resistor R1 é o responsável pela coleta do pulso dado pela descarga do capacitor Ct, assumindo

um valor na ordem de dezenas ou centenas de ohm.

O resistor R2 melhora a estabilidade térmica do UJT, tipicamente com valores na ordem de

centenas de ohm.

R2

Rt

R1

Ct

UJT

Vbb

Ve

VB1

B2

B1E

η .Vbb

Ve

t

Vb1



O tempo de oscilação depende de Rt, Ct e η. Para o UJT2N2646 o período de oscilação é

aproximadamente dado por Rt x Ct.

Oscilador de Relaxação com UJT Sincronizado com a Rede

O oscilador de relaxação pode ser facilmente colocado em sincronismo com a rede para disparar

tiristores em circuitos de potência. Veja a Figura 5.5.

D1R3

R2Rt

R1

Dz

Ct Rede CA

SCR

UJT

CARGA

Fig. 5.5 – Circuito de disparo sincronizado com a rede usando UJT.

O funcionamento é bem simples. No semiciclo negativo da tensão da rede o diodo D1 está em

corte e o oscilador não atua. No semiciclo positivo, até que a tensão da rede atinja VZ, o diodo

zener está bloqueado. A partir daí, o oscilador ficará alimentado com Vbb = VZ. Como a tensão de

pico da rede é bem maior que VZ, isso ocorrerá logo no início do semiciclo positivo.

Uma vez alimentado, o circuito oscilará

normalmente e o primeiro pulso (com

ângulo α em relação à tensão da rede)

irá disparar o SCR. Os demais pulsos

são desnecessários, mas inevitáveis

neste circuito. Para variar o ângulo de

disparo basta variar a resistência Rt. As

formas de onda são mostradas na

Figura 5.6.

Fig. 5.6 – Formas de onda do circuito de disparo sincronizado com a rede.

η.Vz

VCt

t

VR1

α

Vrede



5.4 – Isolação de Circuitos de Disparo

Os SCRs e TRIACs são dispositivos para controle de potência, que operam com tensões e

correntes elevadas, quando comparadas com os circuitos de sinal (circuitos analógicos e digitais).

Para que os circuitos de sinal, utilizados em circuitos de disparo, não sejam afetados pelas

tensões e correntes dos circuitos de potência, é necessário isolá-los galvanicamente.

Transformadores de Pulso

Os transformadores de pulso transmitem pulsos de

disparo aos SCR’s e TRIAC’s. A duração necessária

do pulso de disparo depende do tipo de carga. Por

exemplo, para carga indutiva, deve-se manter o pulso

aplicado por um intervalo de tempo razoável,

garantindo que o SCR esteja em condução no instante

em que o pulso seja retirado. Isso resulta em pulsos

largos, que tendem a saturar o núcleo do

transformador de pulso. Para evitar esta saturação,

são utilizados pulsos em alta freqüência. O pulso largo

é transformado em um trem de pulsos de alta

freqüência, de acordo com a figura 5.8. A obtenção do

trem de pulsos a partir do sinal de disparo pode ser

feita utilizando um oscilador de relaxação. Uma outra

possibilidade é combinar o sinal de disparo com um

sinal em alta freqüência, obtido por um oscilador

(usando o CI555 por exemplo).

Acopladores Ópticos

Outro modo de obter isolação dos pulsos de

disparo é através de acopladores ópticos.

Basicamente, um acoplador óptico é constituído

de um LED infravermelho e um fotodetector,

que pode ser um transistor, um SCR, ou um

TRIAC. O circuito da Figura 5.9 mostra como é

possível acionar um TRIAC utilizando um

acoplador óptico o qual utiliza um Triac como

fotodetector. O acoplador utilizado é o

MOC3011 da Motorola.

Fig. 5.7 – Transformador de pulso.

VS

RS

A

K

G

Transformadorde Pulso

t

t

Sinal de disparo

Trem de pulsos

Fig. 5.8 – Trem de pulsos de alta freqüência.

Fig. 5.9 – Circuito de disparo com acoplador óptico.

R2

Vca

carga

R1

AcopladorÓtico

Vcontrole



5.5 - Circuito Integrado - TCA785

O circuito integrado TCA 785, entre várias aplicações, é dedicado à aplicação de controle de

ângulo de disparo de SCR’s e TRIAC’s continuamente de 0° a 180°. O uso deste CI permite a

redução do volume do circuito de disparo.

A Figura 5.10 mostra o diagrama de blocos do TCA785.

registrador desincronismo

-

+

-

+

lógicade

formaçãode

pulsos

detector de passagem por zero

comparador dedisparo

monitor dedescida de CR

fonte reg.

Vccint1

16

5

8 9 10 11 6 13 12

14

15

4

2

3

7

Q1

Q2

Q1

Q2

QU

QZ

C12CRC8 RR

tensãode

controle

Fig.5.10 – Diagrama de blocos do TCA785.

Todo circuito de disparo, em retificadores controlados, deve ser sincronizado com a rede, ou

ocorrerá o disparo aleatório dos tiristores, uma vez que cada pulso será aplicado num instante

diferente, que não está relacionado com a tensão da rede.

Para se efetuar o sincronismo, no TCA 785 existe um detector de passagem por zero. A entrada

para o sincronismo é no pino 5 como mostra a Figura 5.11 que apresenta uma configuração

padrão para sincronismo.

TCA785V sincronismo

R

D1 D2

(1)

(5)

Fig.5.11 – Conexão para sincronismo.



A filosofia de sincronismo é um gerador de rampa, cuja característica é ajustada por RR e CR, nos

pinos 9 e 10, respectivamente.

O gerador de rampa fornece uma tensão que varia linearmente com o tempo (reta). Isso é obtido

através da carga do capacitor CR com uma corrente constante, a qual é ajustada por RR. O

capacitor se carrega até que, no próximo cruzamento por zero, o detector de passagem por zero,

informe o evento ao registrador de sincronismo. O registrador gera um pulso de sincronismo que

satura o transistor e conseqüentemente, o capacitor se descarrega rapidamente. Após a completa

descarga do capacitor, a próxima rampa se inicia. O resultado é um sinal com forma de onda

“dente de serra” sincronizado com a rede.

A tensão da rampa é comparada com a tensão de

controle, no pino 11 do TCA785. Quando estas

tensões se igualarem, a saída do comparador de

disparo muda de estado indicando ao bloco de

formação de pulsos que um pulso de disparo deve

ser gerado. A figura 5.12 mostra este mecanismo.

As principais saídas do TCA785 são Q1(pino 14) e

Q2(pino 15). Q1 produz disparo no semiciclo

negativo e Q2 no semiciclo positivo da tensão de

sincronismo. A duração dos pulsos depende do

valor da capacitância C12, conectada no pino 12.

Com o pino aberto, a duração é curta(30µs). E se o

pino 12 estiver aterrado a duração é longa

(estendendo-se até o fim do semiciclo, ou seja, a

duração vale 180° - α).

O TCA possui outras saídas, como as saídas ___

1Q (pino 4) e ___

2Q (pino 2) que são complementares

em relação às saídas Q1 e Q2, respectivamente. O

aterramento do pino 13 resulta em pulsos de longa

duração nas saídas ___

1Q e ___

2Q . Além destas,

existem duas saídas auxiliares. A saída QU é

similar à saída Q1, entretanto a duração do pulso é

fixa valendo 180°. A saída QZ, é igual a uma

associação lógica NOR das saídas Q1 e Q2, sendo

útil no disparo de TRIAC’s.

Vs

VCRVcontrole

t

t

α α

comparador de disparo

Fig. 5.12 – Comparador de disparo.

Vs

VCRVcontrole

t

t

α

Q2

Q1

α

pino 12 aterrado

t

t

t

QZ

Fig.5.13 Formas de onda do TCA 785



Uma opção importante no TCA785 é a possibilidade de bloqueio das saídas que é feito através do

pino 6. Se o pino 6 estiver em nível alto, as saídas estão liberadas; e se estiver em nível baixo,

estará garantido o bloqueio dos pulsos.

Alguns dados técnicos do TCA 785:

Tensão de alimentação: 8 a 18V (pino 16); o TCA possui um regulador interno para

alimentação dos circuitos internos. A tensão é Vccint = 3,1V, que está disponível no pino 8.

Freqüência de trabalho: 10 a 500Hz;

Corrente máxima dos pulsos de saída: 60mA;

Tensão de saída: 2 a 3 V menor que a tensão de alimentação;

Corrente de carga do capacitor CR: (10uA – 1mA); Esta corrente é ajustada por R9, tal que:

9

int1,1RVcc

ICR

⋅=

A tensão da rampa VCR está limitada a 2V abaixo da tensão de alimentação, dada por:

tCI

VR

CRCR ⋅=

Os valores máximo e mínimo do capacitor CR são 1uF e 500pF.

A Figura 5.14 apresenta uma aplicação do TCA785, onde se pode variar a velocidade de um

motor universal. Através de um potenciômetro varia-se o ângulo de disparo do Triac, e

conseqüentemente a tensão aplicada ao motor. Este circuito de disparo é totalmente isolado já

que se utiliza transformador para o sincronismo e também para a aplicação dos pulsos, os quais

são obtidos usando um CI555.

Fig.5.14 – Exemplo de aplicação do TCA 785.

1

+ Vcc

16 13 6

12

11

TCA 785

Vs

5 9 10

14

15

555

+ Vcc

Vs

ωMca3

7

62

8 4

+ Vcc

1

5RR CR

D1 D2

D3

D4

C1

R1

R2 R3

pot

R4

R5 R6

R7

C2

C3

R8

D5

D6

D7 R9

R10

T1

T2

Q1

Q2

triac



6. CONTROLADORES CA

Em algumas aplicações, alimentadas em corrente alternada, nas quais deseja-se alterar o valor da

tensão (e da corrente) eficaz da carga, é usual o emprego dos chamados Controladores CA,

também designados como Variadores de Tensão, Gradadores ou Contatores Estáticos.

Como aplicações típicas pode-se citar, dentre outras:

aquecimento (controle de temperatura);

reguladores de tensão;

controle de intensidade luminosa em lâmpadas incandescentes;

acionamento de motores CA;

partida suave de motores de indução (soft-starter);

compensação de reativos em sistemas de potência.

Os dispositivos semicondutores de potência empregados em tais conversores são tipicamente os

tiristores, uma vez que se pode contar com a ocorrência de comutação natural pela rede. Em

aplicações de baixa potência pode-se fazer uso de TRIAC’s, enquanto para potência mais elevada

utilizam-se 2 SCR’s em antiparalelo.

Fig. 6.1 – Controlador CA usando Triac ou SCR.

Dois tipos de controle são normalmente empregados: o controle liga-desliga e o controle de fase.

6.1 – Controle Liga-Desliga

Este tipo de controle é usado em situações em que a constante de tempo da carga é muito grande

em relação ao período da rede CA, como em sistemas de aquecimento.

O controle consiste simplesmente em ligar e desligar a alimentação da carga (em geral uma

resistência). O intervalo de condução e também o de bloqueio do interruptor é tipicamente de

muitos ciclos da rede. Este tipo de controle também é chamado de controle por ciclos inteiros.



Fig. 6.2 – Tensão na carga com controle liga-desliga.

A tensão eficaz na carga, e conseqüentemente a potência média, podem ser variadas através do

tempo em que a carga é alimentada (ton) e do tempo em que a carga é desligada(toff). A Potência

média é dada pela relação:

OFFON

ONON

tttP

P+⋅

=

Onde PON é a potência na carga durante o intervalo em que está alimentada.

6.2 - Controle de fase

No chamado Controle de Fase, em um dado semiciclo da rede, o tiristor é disparado em um

determinado instante, fazendo com que a carga esteja conectada à entrada por um intervalo de

tempo menor ou igual a um semiciclo. Variando-se o ângulo de disparo é possível variar o valor

eficaz da tensão de saída.

6.2.1- Controlador Monofásico

O controlador monofásico bem como as

formas de onda são apresentadas pela Figura

6.3.

No semiciclo positivo da fonte o pulso de

disparo é aplicado em T1, e no semiciclo

negativo T2 é disparado. Assim, pode-se variar

o valor eficaz da tensão na carga de zero até o

valor eficaz da fonte.

iL

R VL

+

-VS

+

_

T1

T2

αd αd

αd

t

VS

0° π π°≡ 02

t

VL

T1T2

T1

Fig. 6.3 – Controlador CA monofásico e formas de onda.



6.2.2 - Controlador Trifásico

Quando a carga é trifásica, como um motor de indução por exemplo, é necessário um controlador

CA trifásico. A Figura 6.4 mostra duas possíveis possibilidades para o controlador, em (a) a

ligação da carga é em estrela, e em (b) a carga é ligada em triângulo.

O controlador trifásico pode ser analisado como três controladores monofásicos. Assim, variando

o ângulo de disparo dos seis SCRs é possível variar a tensão eficaz na carga.

(a) (b)

Fig. 6.4 – Controladores CA trifásicos.

6.3 – Soft-Start

O motor de indução trifásico é o motor mais utilizado industrialmente, o que proporcionou a

necessidade de desenvolvimento de dispositivos para o seu acionamento. Sabe-se que na

partida, o motor de indução apresenta corrente muitas vezes superior ao valor nominal.

Dependendo do nível de potência, é necessária a utilização de um método de partida para reduzir

a corrente.

São vários os métodos empregados, todos com uma filosofia em comum: reduzir a tensão

aplicada na partida. Exemplos: partida estrela-triângulo, auto-transformador, reostato de partida.

Um controlador CA pode ser utilizado na partida de um motor indução, proporcionando redução da

corrente de partida. O equipamento comercialmente recebe o nome de soft-starter, e basicamente

é composto por um controlador CA trifásico.

Na partida o ângulo de disparo é 180° e, gradativamente, é diminuído fazendo com que a tensão

aplicada ao motor se eleve aos poucos até que, em alguns segundos ou fração, a tensão aplicada

ao motor apresente valor nominal (ângulo de disparo igual a zero).

Além da vantagem do controle da tensão (corrente) durante a partida, a chave eletrônica

apresenta, também, a vantagem de não possuir partes móveis ou que gerem arco, como nas



chaves mecânicas. Este é um dos pontos fortes das chaves eletrônicas, pois sua vida útil torna-se

mais longa.

A Figura 6.5 mostra como evolui a tensão aplicada ao motor durante a partida.

α α α

Tensão

t

Fig. 6.5 – Tensão aplicada ao motor durante a partida.



7. CONVERSORES CC – CC

7.1 - Introdução

Os conversores CC-CC são largamente aplicados em fontes de alimentação chaveadas e em

acionamento de motores de corrente contínua. Nas fontes chaveadas, eles sucedem os

retificadores não controlados, reduzindo o ripple e regulando a tensão de saída da fonte, por isso

são conhecidos também por “reguladores chaveados”.

Existem duas topologias básicas de conversores CC-CC, que são o abaixador de tensão

(conversor buck) e o elevador de tensão (conversor boost). Com a combinação e alterações

nestas duas estruturas chega-se em várias outras estruturas de conversores CC–CC.

A inserção de um transformador, operando em alta freqüência, nestes conversores, dá origem a

uma família de conversores CC-CC isolados, muito utilizados em fontes chaveadas.

7.2 – Modulação por Largura de Pulso (PWM)

Nos conversores CC-CC a tensão de saída deve ser controlada mediante alterações na tensão de

entrada ou variações de carga. Isto é feito controlando os tempos em que as chaves

semicondutoras estão ligadas ou desligadas.

Para ilustrar este conceito utiliza-se o conversor abaixador elementar da Fig. 7.1. O valor médio

da tensão de saída depende dos tempos ton e toff. O método de controle empregando freqüência

de comutação constante e controlando-se o tempo de condução da chave é denominado

Modulação por Largura de Pulso (PWM – Pulse Width Modulation).

Por exemplo, desejando-se diminuir o valor médio da tensão de saída (Vo), basta reduzir o tempo

de condução da chave S (ton). A relação entre o tempo de condução da chave ton e o período total

de comutação T é definido por razão cíclica (D).

Tt

D on=

T

ton toff

Vin Vo Vin vo

+

-

+

-

S

Fig. 7.1 - Conversor abaixador elementar.



A Fig. 7.2 mostra o método PWM, onde os sinais que controlam os estados das chaves são

gerados a partir da comparação entre uma tensão de controle e uma forma de onda periódica

(dente de serra). A freqüência da onda dente de serra define a freqüência de comutação da chave

S.

A tensão de controle varia lentamente quando comparada com a onda dente de serra, podendo

ser considerada constante a cada período de comutação. Enquanto esta tensão de controle for

maior que a onda dente de serra, o sinal que comanda a chave fica em nível “alto”, mantendo a

chave em condução, caso contrário a chave abre.

7.3 - Conversor Abaixador (BUCK)

A maneira elementar de se representar um conversor Buck está mostrada na Fig. 7.3. A chave S

pode assumir as posições A e B. Na posição A, a tensão de entrada é aplicada sobre a carga e na

posição B a tensão na carga é zero. Desta forma, a tensão média de saída (VO) é menor que a

tensão de entrada, podendo ser controlada pelo tempo de permanência da chave na posição A.

Fig. 5.2 - Modulação por largura de pulso

Vcontrole

Dente de serra

Sinal de comandoda chave

Comparador

Vcontrole

Dente de serra

Sinal de comandoda chave

ON ON

OFFOFF

Vcontrole > Vdente de serra

Vcontrole < Vdente de serraTton toff

Fig. 7.2 – Modulação por largura de pulso.



Fig. 7.3 - Conversor Buck simplificado

A equação abaixo define o valor da tensão média de saída em função da razão cíclica e da tensão

de entrada:

A forma de onda da tensão de saída apresenta uma componente contínua Vo e uma componente

alternada, conforme mostra a decomposição da Fig. 7.4 abaixo.

Fig. 7.4 - Componentes da forma de onda de saída do conversor Buck

Para reduzir a componente alternada na carga, o circuito original será modificado, introduzindo-se

os filtros.

Na Fig. 7.5. foi adicionando um indutor L em série com a carga, reduzindo-se o ripple de corrente

na mesma e conseqüentemente o ripple da tensão de saída. Com a chave na posição A, a

corrente no indutor cresce, armazenando energia no mesmo. Quando a chave está na posição B,

ton toff

Vin vo +

-

+

-

S

B

A

Vin Vo

Pos. Pos. Pos.

T

Vin Vo Vo

Vin

Componente CC Componente CA

A

A

ino VDV ×=



o indutor atua como fonte transferindo a energia armazenada anteriormente para a carga,

decrescendo sua corrente.

Quanto maior o valor da indutância menor será o ripple de corrente. Da mesma forma como

tratado no capítulo de retificadores, a condução de corrente poderá ser contínua ou descontínua.

Fig. 7.5 - Filtro indutivo em um conversor Buck simplificado.

O próximo passo para melhorar o conversor buck é adicionar um capacitor em paralelo com a

carga como mostra a Fig. 7.6, reduzindo ainda mais o ripple de tensão sobre ela.

Fig. 7.6 - Filtro LC em um conversor Buck

O último passo é substituir a chave S de duas posições. Na prática um único semicondutor não

pode realizar esta função, então são introduzidos a chave controlada M1 e o diodo D1, mostrado

em Fig. 7.7. Quando M1 é comandado a conduzir, substitui a chave na posição A, armazenando

energia no indutor. Quando M1 é bloqueado, a corrente circula pelo diodo D1 (diodo de

circulação), substituindo a chave na posição B.

vo Vin +

-

+

-

S

B

A L

C

vo Vin +

-

+

-

S

B

A

ton toff

Vo médio

Pos. Pos. A Pos. A

T

L VO



voVin

+

-

+-

L

CD1

M1

ControlePWM

Ref

Fig. 7.7- Conversor CC – CC abaixador “Buck”.

No modo de condução contínuo o conversor buck é equivalente a um transformador CC, onde a

relação de transformação pode ser continuamente alterada através da razão cíclica D.

A Figura 7.8 apresenta as etapas de operação e formas de onda para o conversor buck operando

no modo de condução contínuo.

voVin

+

-

+

-

L

C

D1

M1IO

IL

ID

IM

voVin

+

-

+

-

L

C

D1

M1IO

IL

ID

IM

M1 (ON) M1 (OFF)

VL

-VO

Vin - Vo

iL

iM

ton toff

T

iD

Io

VL

VL

Fig. 7.8 - Etapas de operação e principais formas de onda de um conversor Buck.



7.4 - Conversor Elevador (Boost)

O conversor mostrado na Fig. 7.9 é chamado de conversor boost ou elevador. Quando a chave

M1 está conduzindo, a corrente através do indutor L cresce, aumentando a energia armazenada

no mesmo. Quando a chave M1 é aberta, a corrente do indutor continua fluindo, agora através do

diodo D1, da rede RC e de volta à fonte. Nesta etapa o indutor transfere a energia armazenada na

primeira etapa para a carga.

voVin

+

-

+

-

L

C

D1

M1 ControlePWM

Ref

Fig. 7.9 - Conversor CC – CC Elevador “Boost”

A tensão sobre o capacitor C deve ser maior que a tensão da fonte para que haja transferência de

energia na segunda etapa. Além disso, a constante de tempo RC deve ser muito maior que o

período de comutação, para garantir que a tensão de saída permaneça aproximadamente

constante na primeira etapa quando o capacitor fornece energia para a carga. Para isso um

capacitor de valor relativamente elevado é necessário.

A Fig. 7.10 mostra as etapas de operação do conversor boost bem como suas principais formas

de onda, para operação em condução contínua e em regime permanente, ou seja após um tempo

suficiente para estabilizar as tensões e correntes no circuito. A tensão de saída é dada por:

D1V

V ino −

=



vo

+

-

+- C

D1

VL = Vin

Vin

+

-

+- C

D1

VL = Vin - Vo

vo

M1 (ON) M1 (OFF)

M1

Vin

M1

VL

Vin

Vin - Vo

IL

IL

ID

ID

IM

IM

iL

iM

ton toff

T

iD

IO

IO

Io

Fig. 7.10 – Etapas de operação e principais formas de onda de um conversor Boost.

7.5 - Fontes Chaveadas

A maioria dos equipamentos eletrônicos modernos usualmente necessita de uma ou mais tensões

de alimentação. O método mais comum de fornecimento destas tensões CC é a fonte de

alimentação que converte tensão da rede CA em várias tensões CC estabilizadas.

As duas fontes difundidas são as lineares e as chaveadas. As fontes Lineares consistem de um

transformador de entrada na freqüência da rede, circuitos retificadores, filtros e um regulador

linear.

As fontes chaveadas são dotadas de um retificador de entrada e um estágio de saída, que se trata

de um regulador chaveado isolado. A Figura 7.11 apresenta o diagrama de blocos de uma fonte

chaveada típica.



Retificador eFiltro Retificador e filtro

Trafo

Conversor CC -CC com isolação

Saída CCregulada

PWMref.

controlador sinalmedidoO

N/O

FF

Circuito de controle

Rede CA60Hz

Fig. 7.11 – Diagrama de blocos de uma fonte chaveada típica.

As duas maiores vantagens da fonte chaveada em relação às fontes lineares são:

Os componentes responsáveis pela regulação operam como chaves (corte ou saturação),

evitando a operação na região ativa (linear), o que resulta numa significativa redução das

perdas de potência. A conseqüência disso é a alta eficiência, na faixa de 70 a 90%. Nas

fontes lineares a eficiência varia de 30 a 60%, tipicamente.

Já que o transformador para isolação opera em alta freqüência, o peso e o volume da fonte

podem ser bem reduzidos, comparados com a fonte linear, a qual usa transformador em

baixa freqüência (60Hz).

Por outro lado, as fontes chaveadas são mais complexas, possuem um maior custo e maior

dificuldade de manutenção. Além disso, geram interferências eletromagnéticas (EMI), devido ao

chaveamento em alta freqüência, o que requer a utilização de filtros.

Existem muitas estruturas de fontes chaveadas, todas originadas de conversores CC – CC

incluindo transformador para isolação. Em alguns casos o uso desta isolação implica na alteração

do circuito para permitir um adequado funcionamento do transformador, ou seja, para evitar a

saturação do núcleo magnético. Lembre-se que não é possível interromper o fluxo magnético

produzido pela força magneto-motriz aplicada aos enrolamentos.

Como exemplo tem-se o esquema simplificado de uma fonte que utiliza o conversor Forward

(originado do conversor Buck), como mostra a Figura 7.12.



Fig. 7.12 – Esquema simplificado de uma fonte chaveada.

O comportamento deste conversor é similar ao conversor Buck. São duas as etapas de operação:

Etapa1 – As chaves M1 e M2 estão fechadas durante um tempo tON e os diodos D1 e D2 estão

cortados. O capacitor C de entrada fornece energia para o primário do transformador e o

secundário fornece energia para a carga. A corrente no indutor L cresce, armazenando energia no

mesmo.

Etapa2 – Quando as chaves M1 e M2 são abertas, os diodos D1 e D2 permitem que o

transformador seja desmagnetizado, devolvendo para o capacitor C a energia de magnetização

que foi recebida na etapa 1. Nesta etapa, a corrente no indutor L decresce, já que o mesmo

fornece energia para a carga através do diodo D4. O diodo D3 bloqueia a passagem de tensão

negativa do secundário do transformador para o filtro de saída. A relação entre a tensão de

entrada e saída é dada por:

DNN

VccVP

SinO ⋅⋅=

Onde NS/NP é a relação de espiras do transformador.

7.6 – Controle em Fontes Chaveadas

A implementação de uma (ou mais) malhas de controle tem por objetivo garantir a precisão no

ajuste da variável de saída (tensão e/ou corrente), bem como a rápida correção de eventuais

desvios provenientes de transitórios na alimentação ou mudanças na carga. A Figura 7.13

apresenta o diagrama de blocos de controle de uma fonte chaveada.

C

M1

D1M2

D2T_p

D3

D4 Co

L

REDECA

Controle

Vo

T_s



Ampl.+

-

Controlador

Referência

Valor medido

Vcontrole

PWM

Sinais decomandopara aschaves

Circuito decomando

SinalPWM

on/off

Fig. 7.13 – Diagrama de blocos de controle de uma fonte chaveada.

A tensão de controle (Vcontrole) é obtida por um circuito controlador (compensador), que atua a

partir de dois sinais de entrada: o valor medido (tensão de saída, por exemplo), e um sinal de

referência desejada.

A modulação PWM pode ser obtida utilizando CIs dedicados, como: SG3524, SG3525, SG3526,

SG3527, TL494. As características específicas de cada CI variam em função da aplicação, do

grau de desempenho esperado, das proteções implementadas, etc.

Freqüentemente, são utilizados circuitos para comandar as chaves semicondutoras a partir do

sinal PWM, são os circuitos de comando ou gate-drivers.

Dependendo do tipo de carga

ou do tipo de conversor, se faz

necessária isolação, o que

pode ser obtido por

transformadores de pulso.

A Figura 7.14 mostra dois

exemplos de circuitos de

comando, com ou sem

isolação, aplicados a Mosfets

ou IGBTs.

Rb1

R b2

+15V

Qb1

D b1

Zb1

Tb1

Rb3

Db2 D b3

Q b2Rb4

Z b2

PWM

G

S

Q1

Q2

R1

+15V

Q3

R3

R2

R4

RGPWM

G

S

Fig. 7.14 – Circuitos de comando.



8. CONVERSORES CC – CA (INVERSORES)

8.1 - Introdução

Os conversores CC – CA são conhecidos como inversores. A função dos inversores é de

converter a tensão de entrada contínua em tensão alternada na saída com amplitude e freqüência

desejada.

A forma de onda ideal para a tensão de saída é a senoidal, entretanto na prática a saída dos

inversores contém certo número de harmônicos. Em algumas aplicações uma onda quadrada é

aceitável. Com o aumento da velocidade de comutação dos semicondutores tornou-se possível

reduzir estes harmônicos utilizando algumas técnicas de chaveamento.

A aplicação dos inversores é muito grande, por exemplo, no acionamento de motores de indução,

em fontes de alimentação ininterruptas (UPS ou No-break), e em sistemas embarcados (navios,

aviões, etc).

Os inversores podem ser classificados de várias formas: quanto ao número de fases -

monofásicos ou trifásicos; podem ser chamados de VFI (“Voltage-fed-inverter” ou seja,

alimentados em tensão) quando a tensão de entrada é constante, ou CSI (“Current-fed-inverter”,

ou seja, alimentados em corrente) quando a corrente de entrada é constante e CC-Link-variável

quando a tensão de entrada é controlável. Além disso, podem ser classificados quanto à forma de

onda que apresenta na saída: senoidal, quadrada ou quase-quadrada.

8.2 - Inversores Monofásicos de Onda Quadrada

O inversor mostrado na Figura 8.1 trata-se de um inversor monofásico em meia ponte. Esta

configuração requer uma fonte de alimentação com ponto médio e apenas duas chaves

semicondutoras, normalmente Mosfet’s ou IGBT’s. Quando a chave T1 conduz a tensão sobre a

carga é VIN/2, e quando a chave T2 está em condução a tensão sobre a carga é – VIN/2. O papel

dos diodos é garantir um caminho para a corrente em caso de carga indutiva. Note que a

presença dos diodos não afeta a forma de onda de saída.

T1

T2

on off

onoffVO +Vin/2

-Vin/2

+-

RD2

T1+-

T2

D1Vin/2

Vin/2

vo

Fig. 8.1 – Inversor monofásico em meia ponte.



Esta estrutura não permite variar a tensão de saída, a não ser que o controle seja feito no estágio

anterior ao inversor, ou seja, variando a tensão da fonte Vin.

Uma observação importante, é que jamais as chaves T1 e T2 podem conduzir ao mesmo tempo, o

que provocaria um curto-circuito, também conhecido como curto de braço. Sendo assim, na

comutação das chaves é introduzido um pequeno intervalo de tempo em que ambas as chaves

ficam abertas. Este tempo é chamado tempo morto, geralmente na ordem de µs.

Agora é apresentada a ponte completa que funciona com quatro chaves e uma única fonte de

alimentação conforme mostra a Fig. 8.2. Neste caso, o comando das chaves pode ser realizado

aos pares: T1-T4 e T2-T3.

R

+-

T2

T4

T1

T3

D1

D3

vo

D4

D2

V in

Fig. 8.2 – Inversor monofásico em ponte completa.

Quando as chaves T1 e T4 estão conduzindo, a tensão de saída é +Vin e quando as chaves T2 e T3

estão conduzindo, a tensão na saída é – Vin.

Uma alternativa que permite variar o valor eficaz da tensão de saída é a chamada onda quase-

quadrada, na qual se mantém um nível de tensão nulo sobre a carga durante parte do período.

Para obter este tipo de onda, basta alterar a estratégia de comando das chaves na ponte

completa. A Figura 8.3 mostra as formas de onda de tensão e corrente na carga para uma carga

indutiva.

+V

- V

T1 – T4 T 1 - D2

T2 – T3

T2 - D1 T1 – T4

Vo

Fig. 8.3 – Forma de onda quase-quadrada

IO



Para tensão positiva na carga, T1 e T4 são fechadas com T2 e T3 abertas. Para obter o intervalo de

tensão nula, T1 é mantido em condução e T4 é aberto. No caso de carga indutiva, o diodo D2

entrará em condução. Após a abertura de T1, fecham-se T2 e T3 tornando a tensão de saída

negativa. Para obter o próximo intervalo de tensão nula, T3 é aberto e T2 é mantido em condução,

o que provoca a entrada em condução de D1 caso a carga seja indutiva.

Uma outra topologia de inversor monofásico com onda quadrada é apresentada na Figura 8.4.

Trata-se de um inversor a SCR com comutação forçada.

Fig. 8.4 – Inversor monofásico a SCR com comutação forçada e formas de onda.

A fonte VE é colocada alternadamente em paralelo com cada uma das metades do enrolamento

primário do transformador. Na saída tem-se uma tensão alternada, cujo valor é determinado a

partir de VE e da relação de transformação do transformador (n).

O capacitor C permite a comutação dos SCR’s. Considerando que T1 conduz, a tensão sobre o

capacitor é Vc = +2Ve, assim, quando T2 é disparado, é aplicada uma tensão negativa sobre T1(-

2Ve) fazendo com que o mesmo corte. De forma semelhante ocorre no próximo semiciclo. A

finalidade dos diodos D1 e D2 é impedir a descarga do capacitor pelo secundário do transformador

quando ocorre o chaveamento dos SCR’s.

8.3 - Inversor Trifásico de Onda Quadrada

Em aplicações onde a carga é trifásica, como no acionamento de motores de indução, é

necessário um inversor trifásico. É possível alimentar estas cargas com três inversores

monofásicos separados, onde cada um produz uma tensão de saída defasada de 120o em relação

à outra. Esta alternativa na prática é economicamente inviável pois necessita de 12 chaves.

D1 D2

T1 T2

C1Ve

carga

VL

Vc

t

t

t

IGT1 T2 T1

VL

VC

-2Ve

+2Ve

n.Ve

- n.Ve



A forma mais comum de um circuito inversor trifásico consiste em três braços, um para cada fase,

como mostra a Fig. 8.5. Comandando adequadamente os seis interruptores de potência (IGBT’s),

obtém-se na carga tensões alternadas quadradas e defasadas de 120° uma da outra.

A seqüência de comandos dos IGBT’s, bem como as tensões de saída são apresentadas na

tabela abaixo. Como exemplo, analise o intervalo 1 onde os IGBT’s T1, T2 e T6 estão conduzindo e

os restantes estão cortados. Daí, as tensões são obtidas assim:

VRS = VR - VS = +V – (+V) = 0;

VST = VS – VT = +V – 0 = +V;

VTR = VT – VR = 0 – (+V) = -V.

Do mesmo modo podem ser obtidas as tensões

para os outros intervalos.

A Figura 8.6 mostra as formas de onda das

tensões de saída.

Intervalo IGBT’s– on VRS VST VTR

1 T1, T2, T6 0 +V -V

2 T4, T2, T6 -V +V 0

3 T4, T2, T3 -V 0 +V

4 T4, T5, T3 0 -V +V

5 T1, T5, T3 +V -V 0

6 T1, T5, T6 +V 0 -V

Fig. 8.5 - Inversor Trifásico.

V+

-

D6

D3T3

T6

T1

T4D4

T2

T5D5

D2

R S T

D 1

+V

-V

+V

-V

+V

-Vt

t

t

VRS

VST

VTR

1 2 3 4 5 6 1

Fig. 8.6 – Formas de onda das tensões de saída



8.4 - Inversores PWM

Nos inversores até então apresentados, a tensão de saída é alternada com forma de onda

quadrada (ou quase-quadrada) e sua freqüência pode ser ajustada controlando-se a freqüência de

chaveamento.

Numa outra categoria de inversores, tanto o valor eficaz da tensão de saída como o valor da

freqüência pode ser controlado utilizando-se a estratégia de modulação PWM (modulação por

largura de pulso). Isso permite inclusive reduzir o conteúdo harmônico da tensão de saída,

obtendo uma onda praticamente senoidal. A modulação PWM consiste em variar a largura dos

pulsos de comando dos interruptores de potência.

Existem diversas técnicas de modulação PWM, onde a mais usual é a PWM senoidal. Neste

caso, a largura dos pulsos é modulada por um sinal senoidal. Isso quer dizer que a largura dos

pulsos é alterada de acordo com um sinal senoidal de referência.

É possível obter este tipo de modulação ao comparar uma tensão de referência senoidal (que seja

imagem da tensão de saída buscada), com um sinal triangular simétrico cuja freqüência determina

a freqüência de chaveamento. A freqüência da onda triangular (chamada portadora) deve ser, no

mínimo 20 vezes superior à freqüência da onda de referência, para que se obtenha uma

reprodução aceitável da forma de onda sobre a carga, depois de efetuada a filtragem. A largura do

pulso de saída do modulador varia de acordo com a amplitude do sinal senoidal de referência.

Tem-se assim uma Modulação por Largura de Pulso.

A Figura 8.7 reapresenta um inversor monofásico em ponte, cujos IGBT’s serão agora

comandados por sinais PWM em alta freqüência (2,5 a 16kHz, tipicamente). A Figura 8.8 mostra o

resultado da modulação por onda senoidal, produzindo na saída uma tensão com 2 níveis, na

freqüência da onda triangular. A tensão de saída, que é aplicada à carga, é formada por uma

sucessão de ondas retangulares de amplitude igual à tensão de alimentação CC e duração

variável.

Fig.8.7 – Inversor Monofásico.

R

+-

T2

T4

T1

T3

D1

D3

vo

D4

D2

V in



Fig.8.8 –Modulação PWM senoidal a dois níveis.

O valor RMS e a freqüência da tensão de saída são definidos diretamente pela amplitude e

freqüência da senóide de referência. Portanto, alterando a senoide de referência se altera também

a tensão de saída.

O número de pulsos da modulação, que depende da freqüência da onda triangular, define a

freqüência dos harmônicos mais significativos. Quanto maior o número de pulsos, maior será a

freqüência dos harmônicos mais significativos, portanto serão filtrados através de filtros passivos

(indutores e capacitores) com peso e volume reduzidos. A limitação deste número de pulsos está

na velocidade de comutação das chaves semicondutoras de potência utilizadas.

A necessidade de filtros de saída está associada à característica da carga. Um motor de indução,

por exemplo, dispensa filtros por ter uma característica indutiva, ou seja, se comporta como um

filtro passa-baixa, o que torna sua corrente praticamente senoidal e em baixa freqüência.

Para se obter uma saída trifásica basta utilizar um inversor com três braços, como aquele

apresentado na figura 8.5, e aplicar a modulação por largura de pulsos. Entretanto, como são três

as tensões de saída, serão utilizadas três senoides de referência com mesma amplitude e

freqüência, defasadas de 120° uma da outra. Cada par de IGBT’s de um mesmo braço será

comandado por um sinal PWM originado da correspondente senoide de referência.

Um inversor comercial é composto por dois estágios. Um estágio retificador, o qual converte a

tensão alternada da rede em uma tensão contínua, onde geralmente uma ponte de graetz com

filtro capacitivo é usada. E o estágio inversor aqui discutido, responsável pela obtenção de três

fases com amplitude e freqüência variáveis.

onda triangular(portadora)senóide de referência

tensão de saída+V

-V

T1 e T4 conduzindo

T2 e T3 conduzindo componente de baixa freqüência

t

t



Em meio Industrial tem-se aumentado cada vez mais o uso de inversores destinados ao

acionamento de motores de indução. As aplicações vão das menos complexas, como

acionamentos de bombas, a até complexos sistemas de automação industrial e de transporte de

massas. Trata-se de uma tecnologia iniciada a mais de 25 anos e que está em crescente

desenvolvimento e ascensão.



REFERÊNCIAS BIBLIOGRÁFICAS

1. N. Mohan, T. M. Undeland e W. P. Robbins, POWER ELECTRONICS: Converters

Aplications and Design, John Wiley & Sons.

2. Ivo Barbi, Eletrônica de Potência, Editora da UFSC, 1986.

3. CATE – Centro de Aplicações de Tecnologias Eficientes Guia Operacional de

Acionamentos Eletrônicos, Versão 1.0, PROCEL, CEPEL, ELETROBRAS, 1998.

4. M. H. Rashid, Power Electronics: Circuits, Devices and Applications, Prentice Hall

International Edition, 1988.

5. J. M. Peter, Characteristics of Power Semiconductors, Application Notes – ST

Microelectronics, 1999

6. International Rectifiers, Power Semiconductors Products Digest 92/93

7. Motorola Semiconductor Master Selection Guide

8. Interactive Power Electronics on Line Text, www.utexas.edu/world/lecture – Power

electronics

9. José L. A. Almeida – Eletrônica de Potência, Editora Érica (SP), 1986.

10. José L. A. Almeida – Eletrônica Industrial, Editora Érica (SP), 1991.

11. José L. A. Almeida – Dispositivos Semicondutores: Tiristores, Editora Érica (SP),

1996.

12. Luiz F. P. Mello – Análise e Projeto de Fontes Chaveadas, Editora Érica (SP), 1996.

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