PROJETO, SIMULAÇÃO E IMPLEMENTAÇÃO DE UM CONVERSOR CC-CC ELEVADOR-ABAIXADOR EM MODO DE CONDUÇÃO CONTINUA.

(BUCK-BOOST CCM)

Renato Cardoso, Luciano Scherer, Marco Antônio Dalla Costa Universidade Federal de Santa Maria – UFSM

Electronic Ballast Research Group - GEDRE Santa Maria, RS, 97105-900, Brazil

E-mail: renatinhobr@gmail.com, lucianoscherer@gmail.com,

Resumo – Este artigo apresenta o projeto completo de um conversor Buck-Boost, em modo de condução contínuo com realimentação a fim de manter a tensão de saída regulada.

Este tipo de conversor é capaz de regular a tensão de saída para uma grande faixa de variação da tensão de entrada. Também possui alto rendimento aliado a tamanho e peso reduzidos. Essas características o tornam atrativo para aplicações de regulação de tensão como, por exemplo, para utilização em painéis fotovoltaicos, nas quais a tensão gerada depende do ângulo de incidência da luz e até mesmo da intensidade luminosa variando muito ao longo do dia.

Palavras chave – Conversor, Modo de condução

contínuo, Realimentação.

INTRODUÇÃO

Em muitas aplicações é comum encontrar situações onde se deseja controlar o fluxo de energia entre a carga e a fonte. Nessas condições a transferência de potência é feita indiretamente através da utilização de componentes acumuladores de energia.

Caso se deseje controlar o fluxo de energia entre uma fonte de tensão contínua e uma carga, deve-se empregar um conversor à acumulação indutiva, também conhecido como conversor Buck-Boost.

A transferência de energia de forma direta entre duas fontes de mesma natureza é uma impossibilidade na engenharia elétrica. Quando se pretende transferir energia entre duas fontes de tensão, é imprescindível o uso de um componente armazenador que se comporte como fonte de corrente. Desse modo, em uma etapa a energia da fonte é armazenada no indutor, na etapa seguinte a energia é transferida para a carga.

CONVERSOR BUCK BOOST A estrutura do conversor cc-cc à acumulação indutiva é

apresentada na figura (1), onde o capacitor C em paralelo com a carga R, representam a tensão de saída.

TOPOLOGIA

ETAPAS BÁSICAS DE OPERAÇÃO Um conversor Buck-Boost em modo de condução

contínua apresenta duas etapas distintas. A primeira ocorre quando a chave S é fechada, desse modo a corrente de entrada flui pelo indutor que armazena energia com a expressão (1) e o diodo Dbb, sofre um esforço de tensão expresso por, Vbb=Vin+Vout. A figura (1) representa os elementos envolvidos nesta etapa.

�� =��� × × ��

� ( )

Figura (1) Na segunda etapa, quando a chave S é aberta a energia

armazenada no indutor é transferida para a carga polarizando Dbb que conduz a corrente de saída (Io), como mostra a figura (2). Nessa etapa ocorre a transferência de energia do indutor para o capacitor que é responsável por manter a tensão de saída (Vout) constante com uma variação máxima de Vout definida pelo projetista. A corrente no indutor decresce obedecendo a equação (2). Com a chave S aberta o esforço de tensão aplicado nela corresponde a VS= Vin+Vout.

�� =���� × ( − )

� (�)

Figura (2).

FORMAS DE ONDA BÁSICAS

Figura (3) Onde: Vgate representa comando pwm da chave S IL = corrente no indutor Is = corrente na chave S Idbb = corrente no diodo Dbb VL = tensão no indutor Vs = tensão na chave Vdbb = tensão no diodo Dbb D = razão cíclica ton = tempo em que a chave conduz toff = tempo em que a chave não conduz T = período

Dados de projeto: Vimin=50V mínima tensão de entrada Vimax= 100V máxima tensão de entrada Vo=70V tensão de saída Io=1A corrente de carga Po=70W potência de saída Definições de projeto: η = 90% Rendimento estimado do conversor fs = 75kHz Frequência de chaveamento fr = 60 Hz frequência de rede ∆i.L = 20% oscilação máxima de corrente no indutor ∆V.o = 4% ondulação máxima de tensão na saída do

conversor ∆B = 0,3 T J=4,2 A/mm² densidade máxima de corrente para

condutores de cobre. δ = raio máximo de cada condutor respeitando o efeito

pelicular β = 6% Oscilação de 6% na tensão de barramento kW = constante de utilização da área da janela do núcleo

CÁLCULO DO CAPACITOR DE BARRAMENTO O cálculo do capacitor de barramento leva em conta a

potência de entrada (Pi), a frequência da rede (fr) e a variação da tensão contínua aceitável definida pelo projetista.

A equação (3) define o valor do capacitor de barramento.

cbpi

fr viacmax2

viacmin2−( )⋅

:=

Equação (3)

Onde Viacmax e Viacmin são o valor máximo e mínimo

da tensão retificada. O valor calculado foi de Cb=1660 uF. A figura (4) mostra a ondulação da tensão de entrada

simulada utilizando o capacitor acima calculado.

Figura (4)

CÁLCULOS DO PROJETO DO CONVERSOR BUCK-BOOST EM MCC

Razão cíclica: -Razão cíclica mínima: ���� =

��

��������= 0.42

-Razão cíclica máxima: ��#$ =

��

����%���= 0.58

INDUTOR BUCK-BOOST

O indutor foi calculado de modo que a variação da

corrente fosse inferior a 20%.

O núcleo para

esse indutor foi calculado levando em conta a corrente de pico conforme a equação a seguir:

Resultando um núcleo NEE 42-21-15. O número de espiras foi calculado com a equação a

seguir:

espiras

DIMENSIONAMENTO DOS SEMICONDUTORES Diodo: Para o dimensionamento do diodo deve-se considerar que

a frequência de chaveamento é bastante elevada, logo o período de um ciclo completo dura 13,33µs devendo ser empregado um diodo ultra rápido .

Pela análise das formas de onda e etapas de operação se observa que a tensão máxima aplicada no diodo alcança Vi+Vo=170V.

Em se tratando de corrente para o dimensionamento do diodo deve-se levar em conta a corrente média da carga, nesse projeto resulta de 1A.

A partir dessas análises um semicondutor possível é o MUR 220, o qual suporta 200V de tensão reversa e 2A de corrente quando em condução. O tempo de recuperação reversa do MUR220 é de 25ns, justificando o termo ultra

rápido e, portanto, apresentando uma pequena perda na comutação.

Chave: Análogo ao dimensionamento do diodo, a chave deve

suportar uma tensão no bloqueio igual a Vi+Vo = 170V. Já para corrente, deve-se levar em consideração a corrente eficaz que circulará pela mesma, que é definida pela equação (4)

Isrms dmax iLmed⋅ 1.83303 A=:=

Equação (4)

De posse disto, escolhemos a chave do tipo MOSFET,

modelo IRF 640, que suporta um esforço de tensão de 200V e 11A.

CAPACITOR DE SAÍDA

O capacitor de saída é responsável por manter a tensão na carga dentro da variação estabelecida no projeto, na etapa de acumulação de energia no indutor. A equação (5) apresenta como foi calculado esse capacitor que leva em conta a frequência de chaveamento com o intuito de que este capacitor se descarregue quase por completo na etapa de acumulação de energia. A figura (5) apresenta a tensão de saída sendo mantida pelo capacitor de saída.

Equação (5)

Figura (5)

COMANDO DA CHAVE

Existem duas técnicas de se efetuar o comando de uma chave semicondutora, por PWM (modulação por largura de pulso) ou, por PFM (modulação por frequência de pulso).

A técnica PWM é a mais utilizada para se controlar o fluxo de energia em fontes chaveadas. Esta consiste em gerar

AeAwL iLp

2⋅

∆B Kw⋅ J⋅2.2694263cm

4⋅=:=

NL iLp⋅

Ae ∆B⋅126.386=:=

Co2dmaxio⋅∆V o fs⋅

2.778 106−× F⋅=:=

L1vimax dmin⋅

fs ∆i L⋅2.745mH⋅=:=

pulsos de largura variada em uma frequência fixa e, aplicar este sinal gerado ao terminal de controle da chave.

Já a PFM, em contrapartida, gera pulsos fixos com a frequência variando, o que a torna pouco utilizada, pois algumas faixas de frequências podem causar interferências eletromagnéticas (EMI), necessitando que para a utilização desta técnica, além do circuito gerador do sinal, se faz necessário o projeto de um filtro que elimine estes possíveis ruídos.

Analisando então tais descrições de ambas as técnicas e levando em consideração que queríamos projetar um conversor de forma simples e de fácil implementação, escolheu-se um comando PWM.

Para implementação da placa de comando, utilizamos o CI CA1524 para gerar o sinal e em cascata adicionamos um circuito Totem-Pole com TJB, para amplificar o sinal e proteger o CI. A figura (6) abaixo ilustra a placa construída.

Figura (6) No entanto, este comando confeccionado, atua em malha

aberta de controle, onde a cada tensão de entrada variada, tínhamos que ajustar a razão cíclica manualmente através de um potenciômetro multigiro de 50k até obter na saída do conversor a tensão desejada de 70V.

Para que a razão cíclica se ajustasse automaticamente, deve-se então projetar um controle em malha fechada. Existem então, basicamente 3 métodos de controle por frequência fixa, o feedforward, o modo corrente e o modo tensão que controla diretamente a razão cíclica. Em todos, a tensão de controle (Vc) é gerada através do erro amplificado da comparação da tensão de saída do conversor com uma referência.

A seguir será descrito o modo tensão, o controle feedforward e o modo corrente de acordo com Oliveira Jr. e Tomaselli (s/a1).

De acordo com os autores, no modo de tensão, a razão cíclica varia proporcionalmente com a tensão Vc, porém dependendo do modo de condução do conversor, diferentes comportamentos podem acontecer neste modo de controle. Em condução descontínua, devido às regulações de linha e carga serem pobres em malha aberta é necessário um alto ganho para o controlador. Já em condução contínua, um ganho relativamente alto será requerido devido à pobre regulação linha.

No modo freeforward no caso de condução descontínua uma amostra da tensão de entrada é utilizada diretamente no circuito de controle e faz com que a razão cíclica varie inversamente proporcional a VIN bem como diretamente com VC (D = KVC/VIN). Assim, VC controla diretamente a tensão de saída. A regulação de linha é boa, sendo o ganho da malha menor do que no modo tensão para se obter a

1 Sem ano de publicação.

regulação da carga. E em de condução contínua, utiliza-se este controle do mesmo modo com a diferença que neste caso há uma boa regulação de carga também.

Para o modo corrente, segundo os autores, um segundo laço de controle interno, é utilizado e compara a corrente de pico Ip, com a tensão de controle Vc. No laço externo, Vc agora controla diretamente o valor de pico da corrente. O laço interno propicia uma boa regulação de linha, próxima ao controle feedforward.

A fim de simplificar o projeto da malha de controle escolheu-se o modo de tensão, mesmo sabendo que o mesmo não é a melhor escolha para que se tenha um bom desempenho dinâmico e uma boa regulação de linha e de carga. A figura (7) abaixo ilustra o diagrama em blocos do modo de tensão configurado pelos autores.

Figura (7)

A função de transferência da planta G(s), que relaciona a tensão de saída com a variação da razão cíclica, apresenta um zero no semiplano direito e dois pólos complexos estáveis. Para se obter a lei de controle utilizou-se o método do lugar das raízes. O controlador utilizado é apresentado na equação (5). Ele possui um pólo na origem, para manter o erro de regime permanente nulo, dois zeros complexos próximos aos pólos da planta e um pólo real localizado acerca da metade da freqüência de chaveamento do sistema. A figura (8) representa o circuito simplificado do modo de controle por tensão.

Equação (6)

Figura (8)

PROTÓTIPO A confecção do protótipo levou em consideração os dados

calculados de projeto, assim como os valores comerciais de cada componente, como capacitores e resistores, por exemplo, que não existem comercialmente valores exatos como os calculados. Já o indutor, foi confeccionado em laboratório artesanalmente de forma a atingir o mais próximo possível o valor calculado. A figura (9) ilustra o protótipo confeccionado, composto da placa de potência e a de controle.

Figura (9)

RESULTADOS EXPERIMENTAIS

Podemos conferir através de medições através de um

osciloscópio que as formas de onda de corrente de entrada e saída, assim como a de corrente do indutor e tensão da chave, ficaram bem próximas as das simuladas no programa Psim, no qual fizemos a modelagem digital do conversor.

Foi também medido no mesmo osciloscópio através de ponteira de corrente as correntes de entrada e saída instantâneas, mantendo fixas as tensões de entrada e saída a cada medida tomada, com determinada razão cíclica a fim de manter a tensão de saída fixa em 70V e determinar as potências médias de entrada e saída, as quais foram também calculadas automaticamente pelo mesmo aparelho (osciloscópio). Fez-se então uma quantidade de 6 aquisições, variando a tensão de entrada na faixa de projeto estipulada, entre 50V e 100V, tais como, 1ª – 50V, 2ª – 60V, 3ª – 70V, 4ª – 80V, 5ª – 90V, 6ª – 100V e, como já mencionado, para cada uma dessas tensões, mediu-se as correntes referentes mantendo a tensão de saída fixa em 70V variando-se a razão cíclica. Com estas medidas, pode-se estimar um rendimento médio próximo dos 90%, como exemplificado na figura (10), com tensão de entrada de 60V e a figura (11) que mostra a tensão de saída mantida em 70V.

Figura (10) – Potência média de entrada para tensão de 60V.

Figura (11) – Potência média de saída referente a 60V de

entrada.

CONCLUSÃO

Obtivemos resultados satisfatórios sem apresentar esforços significativos nos semicondutores principais, o que demonstra a razoável simplicidade do projeto desse conversor.

O rendimento teve variações dependendo da tensão de entrada aplicada, mas com a implementação de uma realimentação, deve tornar-se estável. Tem-se como exemplo nas figuras (10) e (11) as medidas que resultaram em 89%, incluindo o NTC e o estágio de retificação.

Alguns problemas foram encontrados como o aquecimento dos capacitores de barramento que, parcialmente foi corrigido com a inserção de um capacitor de polipropileno em paralelo, por onde passa altas frequências. Outro problema foi na montagem do comando em que o sinal estava sendo distorcido e que foi solucionado com o acréscimo de aterramento através de uma blindagem com uma placa metálica abaixo da solda dos componentes.

Contudo, a aprendizagem na confecção deste projeto foi de extrema valia, pois conseguimos aplicar vários conhecimentos de cunho acadêmico que até o momento não sabíamos a importância pelo qual tínhamos adquiridos, assim como a aplicação que teremos daqui em diante em nossa carreira profissional e acadêmica.

REFERÊNCIAS

BARBI, Ivo. Eletrônica de potencia: projeto de fontes chaveadas. 2 ed. 2007. MARTINS, Denizar Cruz; BARBI, Ivo. Eletrônica de potência: conversores CC-CC básicos não isolados. 3 ed. 2008. OLIVEIRA JR; Demercil S.; TOMASELLI, Luis C. Estudo de um conversor CC-CC buck-boost.