Cesar Augusto Furlanetto - Trabalho de Conclusao de Curso - Eng.eletrica

UNIVERSIDADE DE CAXIAS DO SUL – UCS

CAMPUS UNIVERSITÁRIO DA REGIÃO DOS VINHEDOS – CARVI

CENTRO DE CIÊNCIAS EXATAS DA NATUREZA E DE TECNOLOGIA – CENT

DEPARTAMENTO DE ENGENHARIA

ENGENHARIA ELÉTRICA

CÉSAR AUGUSTO FURLANETTO

ESTUDO E IMPLEMENTAÇÃO DE UMA TOPOLOGIA DE REATOR

ELETRÔNICO PARA UMA LÂMPADA DE VAPOR DE SÓDIO DE

ALTA PRESSÃO DE 70 W

BENTO GONÇALVES

2009



ELETRÔNICO PARA UMA LÂMPADA DE VAPOR DE SÓDIO DE

ALTA PRESSÃO DE 70 W

Trabalho de conclusão de curso apresentado

ao Centro de Ciências Exatas da Natureza e de

Tecnologia da Universidade de Caxias do Sul,

como requisito para a obtenção do grau de

Engenheiro Eletricista.

Orientador: Prof. Me. Marcelo Toss

BENTO GONÇALVES

2009



ELETRÔNICO PARA UMA LÂMPADA DE VAPOR DE SÓDIO DE AL TA

PRESSÃO DE 70 W

Trabalho de conclusão de curso apresentado como parte dos requisitos para obtenção

do título de Engenheiro Eletricista

ESTE TRABALHO FOI APROVADO

DEDICATÓRIA

Aos meus pais, Julio Cézar (In Memorian) e

Teresa e a minha irmã Camila pelo amor e

incentivo. Sem eles nada seria possível.

A Deus, por iluminar os meus caminhos em

todos os momentos.

A minha noiva Sheila, pelo amor,

companheirismo e paciência durante todos esses

anos.

AGRADECIMENTOS

Aos professores, Marco Antonio Dalla Costa e

Marcelo Toss por compartilharem comigo sua

amizade, seus conhecimentos e experiências.

Aos colegas da Engenharia de Produto da

empresa Intral pela parceria em todos os

momentos.

A empresa Intral S/A que incentivou e apoiou a

escolha do tema e o desenvolvimento do presente

trabalho.

Aos colegas e acima de tudo amigos, que me

acompanharam por todos esses anos.

A coordenação do curso de Engenharia Elétrica

da Universidade de Caxias do Sul, professores e

funcionários dessa instituição.

RESUMO

O presente trabalho aborda o estudo de uma topologia de reator eletrônico para uma

lâmpada de vapor de sódio de alta pressão de 70 W. A principal aplicação desse tipo de

lâmpadas é em vias públicas e rodovias, pelo fato de possuírem elevada vida útil e eficácia

luminosa. A topologia proposta deve alimentar eletricamente a lâmpada sem excitar o

fenômeno da ressonância acústica. Com isso, uma revisão bibliográfica sobre as causas do

fenômeno é apresentada. A forma mais segura de alimentar essas lâmpadas é com sinal

elétrico na forma de onda quadrada e baixa freqüência. A partir disso, uma topologia de três

estágios de potência é estudada para fornecer tais características para a lâmpada. Cada etapa é

desenvolvida separadamente e em cada uma delas é apresentado o equacionamento necessário

para o projeto dos elementos de potência. No conversor de controle de corrente é feita a

análise de estabilidade do mesmo com a lâmpada. A metodologia de projeto é desenvolvida e

simulada para a visualização das formas de onda em comparação com o desenvolvimento

futuro.

Palavras-chave: reator eletrônico, iluminação pública, lâmpada de vapor de sódio,

ressonância acústica.

ABSTRACT

This work presents the study of a topology of electronic ballast used to drive a 70

Watts high pressure sodium vapor lamps. The main uses of this type of lamps are in public

roads and highways, because they are long life and high luminous efficacy devices. The

topology proposed must to provide power to the lamp without causing the acoustic resonance

phenomenon. Therefore, a review about the phenomenon is presented. The safer way to

provide power to these lamps is the electrical signal with low frequency squared waveform.

Thus, a topology with three power stages is studied to provide those characteristics to the

lamp. Each stage is developed separately. In each one of them the equations needed to the

project of the power elements are showed. The stability analysis with the lamp is made on the

current control converter. The project methodology is developed and simulated for the

waveforms visualization when they are being compared with the future development.

Keywords: electronic ballast, public lighting, high pressure sodium vapor lamp,

acoustic resonance.

LISTA DE TABELAS

Tabela 4.1: Limites para os harmônicos de corrente para equipamentos de iluminação 56

Tabela 7.1: Características do Indutor do Boost 92

Tabela 7.2: Características elétricas do diodo D5 93

Tabela 7.3: Características elétricas do transistor T1 94

Tabela 7.4: Ensaio elétrico do conversor de PFC 99

Tabela 7.5: Especificação do indutor do conversor Buck 102

Tabela 7.6: Características do diodo do conversor Buck 103

Tabela 7.7: Características do transistor do conversor Buck 104

Tabela 7.8: Ensaio do conversor Buck 112

Tabela 7.9: Ensaio elétrico do inversor 118

Tabela 7.10: Ensaio elétrico do conjunto completo 120

LISTA DE FIGURAS

Figura 2.1: Espectro eletromagnético visível 23

Figura 2.2: As cores relacionadas com a temperatura na escala Kelvin 24

Figura 2.3: Curva de sensibilidade do olho humano 25

Figura 2.4: Eficácia Luminosa das principais lâmpadas 26

Figura 2.5: Vida útil das principais lâmpadas 27

Figura 2.6: Lâmpada Incandescente 28

Figura 2.7: Lâmpada fluorescente 31

Figura 2.8: Estrutura da lâmpada vapor de sódio 34

Figura 2.9: Período transitório da lâmpada 35

Figura 2.10: Diagrama quadrilateral de potência 36

Figura 2.11: Curva espectral da lâmpada HPS 37

Figura 2.12: Lâmpada de descarga em baixa freqüência 39

Figura 2.13: Ignitor pulso sobre posto (esq.) e conjugado(dir.) 39

Figura 2.14:Estrutura básica de um reator eletrônico 40

Figura 2.15: Lâmpada HPS em alta freqüência 42

Figura 3.1: a) Arco estável; b) Arco instável 45

Figura 3.2: Zonas de ocorrência da ressonância acústica 47

Figura 3.3: Formas de onda teóricas sobre a lâmpada 49

Figura 3.4: Espalhamento da potência em diversos harmônicos 50

Figura 3.5: Reator eletrônico com 3 estágios de potência 53

Figura 4.1: Circuito passivo para correção do FP 56

Figura 4.2:Circuito passivo para correção do FP com filtro sintonizado 57

Figura 4.3: Conversor DC/DC como PFC 58

Figura 4.4: Corrente no indutor operando em modo descontínuo 58

Figura 4.5: Filtro LC para altas freqüências 59

Figura 4.6: Corrente no indutor e após a filtragem 60

Figura 4.7: Conversor Boost, topologia básica 61

Figura 4.8: Primeira etapa de funcionamento do conversor Bost 62

Figura 4.9: Segunda etapa de funcionamento do conversor Boost 62

Figura 4.10: Formas de onda de condução típicas do conversor 62

Figura 4.11: Boost em MCCR 63

Figura 4.12: Conversor Boost utilizado como PFC 64

Figura 4.13: Circuito de PFC em MCCR com CI FAN7527 65

Figura 5.1:Diagrama de blocos das demais etapas de potência do reator eletrônico 67

Figura 5.2: Circuito equivalente do conversor Buck 69

Figura 5.3: Primeira etapa de funcionamento do conversor Buck 69

Figura 5.4: Segunda etapa de funcionamento do conversor Buck 70

Figura 5.5: Formas de onda do conversor Buck em MCC e MCD 70

Figura 5.6: Tensão da lâmpada com ondulação Vrp% 71

Figura 5.7: Modelo equivalente do conversor Buck 73

Figura 6.1: Circuito inversor ponte completa 76

Figura 6.2: Primeira etapa de funcionamento do inversor 76

Figura 6.3: Segunda etapa de funcionamento do inversor 77

Figura 6.4: Seqüência de chaveamento dos transistores 77

Figura 6.5: Forma de onda da corrente na lâmpada 78

Figura 6.6: Circuito para simulação do conversor Boost como PFC 80

Figura 6.7: Corrente de entrada (vermelho) e tensão de entrada (azul) 81

Figura 6.8: Tensao de saída Vo 81

Figura 6.9: Circuito de controle de corrente simulado 83

Figura 6.10: Potência na lâmpada simulada 83

Figura 6.11: Forma de onda da corrente em regime permanente 84

Figura 6.12: Ondulação na forma de onda da corrente da lâmpada 84

Figura 6.13: Corrente no indutor Lbuck 85

Figura 6.14: Circuito utilizado na simulação do IPC 86

Figura 6.15: Formas de onda resultantes da simulação 86

Figura 6.16: Circuito completo do reator eletrônico 87

Figura 7.1: Circuito equivalente 88

Figura 7.2: CI FAN 7527B da Fairchild 89

Figura 7.3: Ae e Aw do núcleo de ferrite 90

Figura 7.4: Dimensões do núcleo de ferrite 91

Figura 7.5: Esquemático do circuito implementado 96

Figura 7.6: Circuito implementado na placa padrão 96

Figura 7.7: Estrutura utilizada nos ensaios 97

Figura 7.8: Tensão no barramento de saída (Vo) 97

Figura 7.9: Ondulação na tensão de saída (∆Vo) 98

Figura 7.10: Corrente em modo crítico no indutor 98

Figura 7.11: Corrente no transistor T1 99

Figura 7.12: Forma de onda da corrente no indutor 101

Figura 7.13: Dimensões do núcleo de ferrite 101

Figura 7.14: Circuito Integrado UC3842 105

Figura 7.15: Circuito Integrado IRS2117 106

Figura 7.16: Aplicação típica do Circuito IRS2117 106


Figura 7.18: Estrutura de ensaio do conversor 109

Figura 7.19: Circuito implementado 110

Figura 7.20: Resistência equivalente utilizada no ensaio 110

Figura 7.21: Tensão de entrada e de saída 111

Figura 7.22: Tensão de entrada, saída e controle 111

Figura 7.23: Ondulação na tensão de saída 111

Figura 7.24:Aplicação típica do circuito integrado IRS2453D 113

Figura 7.25: Ábaco para definir a freqüência de chaveamento do inversor 114


Figura 7.27: Estrutura de ensaio do inversor 116

Figura 7.28: Circuito implementado 116

Figura 7.29: Forma de onda da tensão e corrente 116

Figura 7.30: Ondulação causada pelo barramento 117

Figura 7.31: Potência constante na carga 117

Figura 7.32: Sinais de controle dos transistores 118

Figura 7.33: Experimento completo 119

Figura 7.34: Conversores interligados 119

Figura 7.35: Tensão e corrente na carga equivalente 120

LISTA DE ABREVIATURAS E SIGLAS

AC – Alternate Current

CI – Circuito Integrado

CISPR – Comite Internacional Special des Perturbations Radioelectriques

DC – Direct Current

EMI – Electromagnetic Interference

FP – Fator de Potência

HID – Hih Intensity Discharge

HPS – High Pressure Sodium

IEC – International Electrotechnical Commission

IGBT – Insulated Gate Bipolar Transistor

IRC – Índice de Reprodução de Cores

LED – Light Emitting Diode

MCC – Modo de Condução Contínua

MCCR – Modo de Condução Crítica

MCD – Modo de Condução Descontínua

MGD – Mosfet Gate Driver

MOSFET – Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor

NBR – Norma Brasileira

PFC – Power Factor Correction

PFP – Pré-Regulador do Fator de Potência

PWM – Pulse Widht Modulation

RELUZ – Programa Nacional de Iluminação Pública Eficiente

TCC – Temperatura de Cor Correlata

THD – Total Harmonic Distortion

VA – Volt-Ampéres

LISTA DE SÍMBOLOS

Ae: Área da seção transversal do núcleo [cm2]

AL: Fator de indutância do núcleo magnético fornecido pelo fabricante [H]

Aw: Área da janela do n [cm2]

B: Máxima densidade de fluxo magnético do núcleo [T]

D: Razão cíclica do conversor [Adimensional]

DON: Duty cycle on, período de condução do transistor [Adimensional]

EIN: Tensão DC de entrada do conversor Buck [V]

fac: Freqüência da rede elétrica [Hz]

fsw: Freqüência de chaveamento [Hz]

fsw (min): Mínima freqüência de chaveamento [Hz]

Icbs(leak): Corrente de fuga de C7 [A]

Ieficaz: Corrente eficaz no indutor [A]

Igate: Máxima corrente de gate do transistor [A]

ILp: Corrente máxima de pico no indutor [A]

IO (max): Corrente máxima de saída [A]

Ipico: Corrente de pico no indutor [A]

Iqbs(max): Máxima corrente quisciênte do MGD [A]

Jmax: Máxima densidade de corrente do fio [A/cm2]

k: Coeficiente de bobinagem [Adimensional]

KMcc: Fator K do conversor Buck em MCC [Adimensional]

kw: Fator de ocupação da janela [adimensional]

L: Valor da indutância desejada [H]

Lcrit: Indutância crítica [H]

lw: Comprimento da espira média [cm]

Naux: Número de espiras do enrolamento auxiliar [espiras]

N1: Número de espiras do enrolamento principal [espiras]

PO: Potência de saída [W]

PO(min): Potência de saída mínima [W]

Pcu: Máxima dissipação do cobre [W]

Qg: Carga total do transistor [C]

Qls: Carga requerida pelo circuito integrado por ciclo [C]

Romin: Resistência equivalente da lâmpada mínima [Ω]

T: Período de chaveamendo [s]

TOFF: Tempo de condução do diodo [s]

Ton: Período de condução do transistor [s]

Ts: Período de repetição [s]

Vcc: Tensão de alimentação desejada para o circuito integrado [V]

Vf: Queda de tensão do diodo [V]

V IN: Tensão de nominal de alimentação [V]

V IN (max): Tensão nominal máxima de alimentação [V]

V IN (min): Tensão nominal mínima de alimentação [V]

V IN (peak): Tensão de pico da tensão de alimentação nominal [V]

V IN peak (máx): Tensão de pico da máxima tensão de alimentação [V]

Vls: Queda de tensão no transistor na parte inferior de um circuito em ponte completa ou meia

ponte [V]

Vmin: Mínima tensão entre Vb e Vs [V]

VO: Tensão de saída [V]

Vpin7: Máxima tensão de saída do circuito FAN7527B [V]

η: Eficiência [Adimensional]

∆VO (max): Máximo ripple da tensão de saída [V]

Ω: Resistividade do cobre [1,724∙10-8 ohm-m]

SUMÁRIO

1 INTRODUÇÃO 17

1.1 OBJETIVO DO TRABALHO 19

1.2 APRESENTAÇÃO 19

2 REVISÃO BIBLIOGRÁFICA 21

2.1 A HISTÓRIA DA ILUMINAÇÃO 21

2.2 CONCEITOS BÁSICOS SOBRE LUMINOTÉCNICA 23

2.2.1 O espectro eletromagnético e a luz 23

2.2.2 Índice de Reprodução de Cores (IRC) 23

2.2.3 Temperatura de Cor 24

2.2.4 Fluxo luminoso ( lm ) 25

2.2.5 Eficácia Luminosa (lm/W) 25

2.2.6 Vida útil das lâmpadas 26

2.3 TIPOS DE LÂMPADAS 27

2.4 LÂMPADAS INCANDESCENTES 27

2.4.1.1 A Lâmpada Incandescente Comum 28

2.4.1.2 Lâmpadas Incandescentes Halógenas 28

2.4.2 Lâmpadas de Descarga Elétrica 29

2.4.2.1 Lâmpada Fluorescente 30

2.4.2.2 Lâmpada de Vapor de Sódio de Baixa Pressão 31

2.4.2.3 Lâmpada de Vapor de Mercúrio de Alta Pressão 31

2.4.2.4 Lâmpada de Vapor de Sódio de Alta Pressão 32

2.4.2.5 Lâmpada de Vapor Metálico 32

2.4.2.6 Lâmpada de Estado Sólido – LED 33

2.5 A LÂMPADA DE VAPOR DE SÓDIO DE ALTA PRESSÃO 33

2.5.1 Estrutura da Lâmpada de vapor de sódio de alta pressão 33

2.5.2 Características de ignição e estabilização da descarga 34

2.5.3 A vida útil da lâmpada de vapor de sódio de alta pressão 35

2.5.4 Características luminotécnicas da lâmpada HPS 37

2.6 FORMAS DE ALIMENTAÇÃO DAS LAMPADAS HPS 37

2.6.1 Reatores Eletromagnéticos 38

2.6.2 Reatores Eletrônicos 40

2.7 A ILUMINAÇÃO PÚBLICA NO BRASIL 42

3 RESSONÂNCIA ACÚSTICA EM LÂMPADAS DE DESCARGA DE ALT A

PRESSÃO 44

3.1 PRINCIPAIS CAUSAS DA RESSONÂNCIA ACÚSTICA E SUAS CONSEQÜÊNCIAS 44

3.2 MÉTODOS DE ALIMENTAÇÃO DE LÂMPADAS HID PARA EVITAR O SURGIMENTO DA

RESSONÂNCIA ACÚSTICA 46

3.2.1 Alimentação em corrente contínua (DC) 47

3.2.2 Alimentação em baixa freqüência 48

3.2.2.1 Alimentação em baixa freqüência com forma de onda quadrada 48

3.2.3 Alimentação em alta freqüência 49

3.2.3.1 Alimentação com freqüência fixa 49

3.2.3.2 Modulação da potência entregue à lâmpada 50

3.2.3.3 Monitoramento em tempo real das grandezas elétricas da lâmpada 51

3.2.4 Alimentação em extra-alta freqüência 51

3.3 REATOR ELETRÔNICO DE ONDA QUADRADA DE BAIXA FREQÜÊNCIA 52

3.4 ESTRUTURA DO REATOR ELETRÔNICO COM TRÊS ETAPAS DE POTÊNCIA 52

4 ETAPA DE CORREÇÃO DO FATOR DE POTÊNCIA (PFC) 54

4.1.1 Definição do fator de potência (FP) 54

4.1.2 Norma IEC 61000-3-2 limites para emissão de correntes na rede elétrica 55

4.1.3 Solução passiva para correção do fator de potência 56

4.1.4 Solução ativa para correção do fator de potência 57

4.2 CONVERSOR BOOST PARA CORREÇÃO DO FATOR DE POTÊNCIA 61

4.2.1 Metodologia de projeto dos componentes de potência 64

5 ETAPA DE CONTROLE DE CORRENTE OU POTÊNCIA 67

5.1 ESCOLHA DO CONVERSOR PARA O CONTROLE DA CORRENTE 67

5.1.1 Princípio de funcionamento do conversor Buck 69

5.1.1.1 Requisitos necessários para o conversor garantir a estabilidade da lâmpada 71

5.1.2 Análise estática do conversor de controle de corrente 72

5.1.3 Análise dinâmica do conversor de controle de corrente 73

6 CONVERSOR DC/AC 75

6.1 ETAPAS DE FUNCIONAMENTO DO INVERSOR DE PONTE COMPLETA 75

6.2 EQUACIONAMENTO DO CONVERSOR DC/AC 78

6.3 PROJETO E SIMULAÇÕES DAS ETAPAS DE POTÊNCIA DO REATOR ELETRÔNICO 79

6.3.1 Simulação do estágio de PFC 79

6.3.2 Circuito de Controle de Corrente 81

6.3.3 Simulação de um circuito inversor de ponte completa ideal 85

7 IMPLEMENTAÇÃO DOS CIRCUITOS 88

7.1 CIRCUITO DE CORREÇÃO DO FATOR DE POTÊNCIA PFC 88

7.1.1 Circuito integrado FAN7527B 89

7.1.2 Cálculo e desenvolvimento do indutor Boost 90

7.1.3 Cálculo dos componentes de potência 93

7.1.4 Cálculo dos componentes de controle 94

7.1.5 Implementação do circuito 95

7.1.6 Resultados experimentais 96

7.2 CIRCUITO DE CONTROLE DE CORRENTE 100

7.2.1 Cálculo de desenvolvimento do indutor do Buck 100

7.2.2 Cálculo dos componentes de potência 103

7.2.3 Circuito de controle do conversor Buck 105


7.3 CIRCUITO INVERSOR DC/AC 112


7.4 INTERLIGAÇÃO DAS ETAPAS 118


CONCLUSÃO 121

REFERÊNCIAS 124

17

1 INTRODUÇÃO

A iluminação artificial acompanha o homem moderno desde a descoberta do fogo,

sendo essa a única fonte de luz artificial que esteve presente por muitos séculos. Porém, com a

descoberta da eletricidade novas fontes de luz foram desenvolvidas, sendo o marco inicial

dessa evolução à invenção da lâmpada incandescente.

Algumas décadas após a descoberta da lâmpada surgiram no mercado às primeiras

lâmpadas de descarga, cujo princípio de funcionamento é caracterizado pela geração de luz

decorrente da passagem da corrente elétrica em uma mistura de gases.

A evolução da tecnologia com o passar dos anos contribuiu para o aperfeiçoamento

das lâmpadas, tornando as mesmas mais eficientes e acessíveis a toda a sociedade. Com isso à

iluminação passou a ter um papel fundamental no cotidiano das pessoas. Sua aplicação está

presente na iluminação de ruas, comércio, indústria, decoração, residências, etc. (HARRYS,

1993)

Portanto, a energia destinada à iluminação em geral tem sido cada vez maior, com

isso, a utilização de sistemas mais eficientes se torna cada vez mais necessário. Nesse

contexto, entram às lâmpadas de descarga, cujas características predominantes são a elevada

eficiência e vida útil, quando comparadas às lâmpadas incandescentes. (LISTER, 2004)

As lâmpadas de descarga são divididas como de baixa e alta pressão. As lâmpadas de

descarga de baixa pressão mais comuns são às lâmpadas fluorescentes, muito utilizadas em

estabelecimentos comerciais e residências. No caso de lâmpadas de alta pressão, denominadas

HID (High Intensity Dircharge), as principais são: lâmpadas de vapor mercúrio, lâmpadas de

vapor de sódio e as lâmpadas de vapor metálico. (MARCHESAN, 2007)

Entre as lâmpadas HID, destaca-se a lâmpada de vapor de sódio de alta pressão,

objeto de estudo desse trabalho, cuja principal aplicação é na iluminação de vias públicas,

devido, principalmente, pela sua elevada vida útil e alta eficácia luminosa, (lm/W), quando

comparada as demais lâmpadas de descarga de alta pressão. (ANDRE, 2004)

No sistema de iluminação pública do Brasil, às lâmpadas de vapor mercúrio vem

sendo substituídas gradativamente por lâmpadas de vapor de sódio. Isso, devido ao programa

18

do Governo Federal Brasileiro, RELUZ, tem como objetivo principal realizar essa

substituição, abrangendo até 7,5 milhões de pontos em todo país. (MARCHESAN, 2007)

Devido as suas características físicas, essas lâmpadas não podem ser ligadas

diretamente a rede elétrica, necessitando para tanto de um elemento que controle a sua

potência. Tal elemento é denominado reator, sendo o mais difundido atualmente, o reator

eletromagnético. (ANDRE, 2004)

Porém, reatores eletrônicos para lâmpadas de vapor de sódio ainda são objetos de

estudo pela comunidade científica, devido principalmente ao fenômeno da ressonância

acústica. Tal fenômeno ocorre quando às lâmpadas de descarga em geral são alimentadas em

freqüências superiores a 1 kHz. As conseqüências da ressonância acústica em lâmpadas de

descarga de alta pressão podem variar desde o mínimo cintilamento da luz até a destruição

total da lâmpada. (ANDRE, 2004) (DALLA COSTA, 2008) (MARCHESAN, 2007) (TOSS,

2004).

Entretanto, o desenvolvimento de reatores eletrônicos para lâmpadas HID faz com

que as carências dos reatores eletromagnéticos sejam superadas e também abrem frente ao

desenvolvimento de sistemas inteligentes de iluminação, cuja aplicação só é possível com o

sistema eletrônico.

Sistemas inteligentes de iluminação pública já é uma realidade em alguns países,

como por exemplo, a Noruega. Um dos projetos está sendo realizado na capital Oslo, onde os

antigos pontos de iluminação pública estão sendo substituídos por luminárias de alta

eficiência e reatores eletrônicos. (MJOS, 2008)

Um dos pontos fortes do projeto está na comunicação de cada ponto de iluminação

com uma central. Informações externas são processadas e a partir disso o nível de saída de luz

de cada luminária pode ser reduzido. Com esse sistema, segundo Mjos (2008), pode-se obter

uma economia de até 66 % quando se compara aos sistemas antigos e tradicionais de

iluminação. (MJOS, 2008)

Outro projeto de grande relevância no sistema de iluminação pública inteligente é o

projeto E-street, onde 11 países europeus empenham-se na implantação de sistemas

inteligentes para promover a redução no consumo da energia elétrica com a iluminação

pública. (MJOS, 2008)

19

1.1 OBJETIVO DO TRABALHO

O presente trabalho tem por objetivo, propor uma topologia de reator eletrônico para

lâmpadas de vapor de sódio de alta pressão de 70 W utilizadas principalmente na iluminação

de vias públicas. O reator proposto deve ter alto fator de potência e não deve excitar o

fenômeno da ressonância acústica.

Os objetivos gerais estão relacionados a conceitos fundamentais sobre iluminação,

princípios de funcionamento das lâmpadas de descarga e ressonância acústica em lâmpadas de

descarga de alta pressão.

Os objetivos específicos compreendem uma revisão bibliográfica sobre os

conversores de potência necessários para a estrutura do reator eletrônico, metodologia de

projeto e simulações computacionais. A partir desse estudo será efetuada a implementação

dos circuitos eletrônicos e as avaliações elétricas para cada etapa de potência e posteriormente

efetuar a interligação de ambos. Para este desenvolvimento, a lâmpada será substituída por

uma resistência de potência equivalente.

O presente trabalho não irá tratar de tópicos relacionados ao controle em malha

fechada do reator eletrônico e do circuito de ignição da lâmpada.

1.2 APRESENTAÇÃO

O segundo capítulo detalha uma revisão bibliográfica sobre conceitos básicos de

iluminação e as tecnologias já existentes no mercado de reatores para lâmpadas de descarga

em geral.

O terceiro capítulo aborda uma revisão sobre a ressonância acústica, sendo esse o

principal problema enfrentado no desenvolvimento de reatores eletrônicos para lâmpadas

HID, entre elas a lâmpada de vapor de sódio. A partir desse capítulo será determinada a

topologia para o reator eletrônico.

20

O quarto capítulo trata da etapa de correção do fator de potência do reator eletrônico,

onde é feito uma revisão dos principais métodos e apresenta a topologia escolhida para tal. As

etapas de funcionamento do circuito e a metodologia de projeto são desenvolvidas.

O quinto capítulo apresenta a etapa de controle de corrente, onde é feito um

comparativo entre os conversores para definir a topologia a ser utilizada, bem como o

principio de funcionamento e o equacionamento necessário para o cálculo do projeto.

Também são estudados alguns critérios necessários para garantir a estabilidade da lâmpada.

O sexto capítulo aborda o circuito inversor, cuja finalidade é transformar a tensão

DC em um sinal AC. São apresentadas etapas de funcionamento e a simulação de um inversor

com uma lâmpada de vapor de sódio de 70 W. Nesse capítulo também são realizadas

simulações individuais de cada etapa de potência.

No sétimo capítulo são implementados os circuitos que compõe a estrutura do reator

eletrônico, onde é apresentado o dimensionamento dos componentes e resultados

experimentais.

Por fim, é apresentada a conclusão do presente trabalho e às referências

bibliográficas consultadas para o desenvolvimento do mesmo.

21

2 REVISÃO BIBLIOGRÁFICA

2.1 A HISTÓRIA DA ILUMINAÇÃO

A iluminação natural sempre foi suficiente para o homem primitivo realizar as suas

tarefas diárias. Com a descoberta do fogo, o homem primitivo utilizava principalmente essa

fonte para o seu aquecimento, porém também observou que esta gerava luz. Desta forma,

considera-se o fogo a primeira fonte de luz artificial do planeta. (HARRYS, 1993)

Com a evolução dos tempos, o fogo continuou sendo a principal fonte de luz, através

de velas, óleo e gás. Porém com a descoberta da eletricidade pesquisas para o

desenvolvimento de lâmpadas elétricas foram iniciadas.

Os estudos sobre uma fonte de luz com eletricidade datam de 1709, onde uma

descarga elétrica brilhante foi criada por uma máquina de fricção elétrica. Porém somente em

1810 foi possível apresentar realmente uma fonte de luz elétrica, onde Humphrey Davy

demonstrou a produção de um arco brilhante através de duas pequenas peças de carbono e

como fonte de potência, uma bateria galvânica. Em 1850 esta tecnologia foi fabricada em

larga escala e foi utilizada pra iluminar locais importantes em Paris e Londres, inclusive na

iluminação de ruas. Porém apresentou muitos defeitos no decorrer dos anos e a tecnologia foi

abandonada. (HARRYS, 1993)

Um grande marco na produção de luz a partir da energia elétrica, foi quando Thomas

Edson, nos Estados Unidos da América e Swan na Inglaterra em 1879 desenvolveram

separadamente a primeira lâmpada incandescente. Nesta lâmpada a corrente elétrica passa por

um filamento de carbono e gera a incandescência do material, gerando a luz. O principal

problema desta lâmpada foi o material que constituía o filamento, pois o mesmo atinge

elevadas temperaturas e o carbono e outros materiais não resistiam por muito tempo. Após

muitos anos de pesquisas foi descoberto o tungstênio, que impulsionou a disseminação destas

lâmpadas em todo o mundo até os dias atuais. (HARRYS, 1993)

Entretanto, mesmo antes do surgimento da lâmpada incandescente de Thomas Edson e

Swan, já se conheciam alguns fatos da geração de luz através da descarga elétrica em um gás

rarefeito, sendo que um dos primeiros registros da geração de luz em gases foi observado

22

acidentalmente por Picard em Paris por volta de 1676, quando carregava um barômetro de

mercúrio. O movimento do mercúrio no vácuo de Torricelli gerou a luz. (ANDRE, 2004)

Entretanto a primeira demonstração bem sucedida de uma lâmpada de descarga,

utilizada para iluminação pública foi feita em 1876 por Jablochkoff, um engenheiro russo. A

sua lâmpada apresentava simplicidade e baixo custo, porém a sua maior contribuição foi

chamar a atenção das pessoas quanto à utilização da eletricidade para a iluminação. (ANDRE,

2004)

Durante o processo de desenvolvimento e aperfeiçoamento destas lâmpadas também

houve uma evolução dos acessórios, como reatores e luminárias. (ANDRE, 2004)

Uma das etapas importantes na história das lâmpadas foi a invenção da lâmpada de

vapor mercúrio em 1901, por Peter Cooper-Hewitt, mas foi em 1932 que Giles Holst criou a

primeira lâmpada de vapor de sódio de baixa pressão e baixa tensão. O principal problema

relatado no desenvolvimento destas lâmpadas foi encontrar um material transparente que

transmitisse a luz e resistente ao ataque do sódio em altas temperaturas. (ANDRE, 2004)

Somente em 1965 os resultados práticos da construção de uma lâmpada de vapor de

sódio de alta pressão foram publicados, sendo que a mesma foi construída em 1960. Quanto

ao material que compõe o tubo de descarga, foi atribuído aos pesquisadores Kurt Schmidt e

William Louden a descoberta do material especial de cerâmica que compõe o tubo que

contém o arco. (ANDRE, 2004)

A contínua pesquisa nessa área resultou no aparecimento de lâmpadas com melhor

eficiência luminosa, extensa gama de potencias e diversos modelos. Atualmente, já existem

mais de 6.000 modelos de lâmpadas de descarga sendo que a grande maioria necessita de um

circuito elétrico ou eletrônico para funcionar. (ANDRE, 2004)

O crescimento da necessidade de iluminação faz com que 25% da energia elétrica

consumida no mundo seja destinada à mesma, sendo divididas até o ano de 2004 em 9 bilhões

de lâmpadas incandescentes, 4 bilhões de lâmpadas fluorescentes e 500 milhões de lâmpadas

de descarga a alta pressão em funcionamento no planeta. (LISTER, 2004)

23

2.2 CONCEITOS BÁSICOS SOBRE LUMINOTÉCNICA

Nesta seção serão tratados os conceitos básicos de luminotécnica, com o objetivo de

compreender alguns parâmetros citados no decorrer deste trabalho.

2.2.1 O espectro eletromagnético e a luz

O espectro eletromagnético é dividido em duas grandes partes, ondas e radiações,

sendo que a luz está presente dentro da faixa de radiações. Em iluminação, os espectros de

interesse compreendem a região ultravioleta, região visível e a região infravermelha, sendo

que, os comprimentos de onda entre 380 nm e 780 nm são responsáveis em sensibilizar o olho

humano. Este conjunto é chamado de luz visível. (COSTA, 1998). A figura 2.1 ilustra os

comprimentos de onda visíveis com as cores relacionadas.

Figura 2.1: Espectro eletromagnético visível Fonte: (DUMS, 2005)

2.2.2 Índice de Reprodução de Cores (IRC)

O índice de reprodução de cores, IRC é a forma de avaliar como uma fonte luminosa

reproduz a cor dos objetos. O IRC representa o valor percentual médio relacionado com a

sensação de reprodução de cores, de acordo com uma série de cores padrão. (COSTA, 1998)

24

Essa relação é feita com uma fonte de luz padrão cujo IRC é 100%, tal fonte é

denominada de corpo negro e deve possuir uma temperatura de cor similar a da fonte

analisada. Alguns valores de IRC são classificados da seguinte forma (COSTA, 1998):

- IRC entre 50 e 80 reproduz moderadamente a cor;

- IRC entre 80 e 90 reproduz bem a cor;

- IRC entre 90 e 100 reproduz muito bem a cor.

2.2.3 Temperatura de Cor

A temperatura de cor de uma fonte luminosa está relacionada com a aparência

térmica que a luz emitida possui. Foi convencionado que a escala para determinar esta

grandeza seria o Kelvin (K). Tal escala é determinada pelo aquecimento de uma barra de

ferro, que fica vermelha quando atinge temperatura de 800 K, amarelada em 3.000 K, branca

azulada em 5.000 K, sendo que será cada vez mais clara até atingir a fusão do material.

(COSTA, 1998)

A figura 2.2 representa as principais cores com a temperatura de cor correspondente.

Figura 2.2: As cores relacionadas com a temperatura na escala Kelvin Fonte: DUMS, 2005

Lâmpadas incandescentes funcionam com temperaturas entre 2.700 K a 3.100 K desta

forma, podem ser relacionadas com a temperatura de uma barra de ferro. Porém, algumas

lâmpadas de descarga atingem temperaturas superiores à fusão do metal, por exemplo, uma

lâmpada fluorescente denominada luz do dia atinge uma temperatura de 5.000 K, sendo

necessária a utilização de uma aproximação chamada de Temperatura de Cor Correlata

(TCC). (COSTA, 1998)

25

2.2.4 Fluxo luminoso ( lm )

O fluxo luminoso de uma fonte de luz, representado por F, é a potência radiante

emitida dentro do espectro visível, Frλ, corrigida conforme a curva de sensibilidade do olho

humano, V(λ). A equação 2.1 representa o fluxo luminoso. (GARCÍA, 2003)

= 683 ∙ ∙ Eq. 2.1

O pico de sensibilidade do olho humano está localizado em 555 nm, onde 1 W de

potência radiada neste comprimento de onda representa 683 lm. A figura 2.3 representa a

curva de sensibilidade do olho humano, onde o valor de pico é 555 nm. (GARCÍA, 2003)

Figura 2.3: Curva de sensibilidade do olho humano Fonte: (GARCÍA, 2003)

2.2.5 Eficácia Luminosa (lm/W)

A eficácia luminosa de uma fonte é o quociente entre o fluxo luminoso emitido em

lumens, pela potência consumida expressa em Watts. (COSTA, 1998)

Algumas lâmpadas irradiam energia em todas as faixas do espectro eletromagnético,

sendo que apenas uma parte é transformada em luz visível. Por exemplo, uma lâmpada

incandescente comum apresenta um rendimento entre 6% e 10% sendo o restante

transformado em perdas e calor. (COSTA, 1998)

26

Já em lâmpadas de descarga, onde a produção de luz é decorrente do fenômeno da

descarga elétrica através dos gases, o rendimento é mais elevado devido à diminuição das

perdas por calor. (COSTA, 1998)

A figura 2.4 apresenta a eficácia luminosa das principais lâmpadas disponíveis para

comercialização.

Figura 2.4: Eficácia Luminosa das principais lâmpadas Fonte: Apresentação Intral 2008

2.2.6 Vida útil das lâmpadas

A vida útil de uma lâmpada, determinada por um fabricante, é o tempo em que 50%

de uma quantidade de lâmpadas deixam de funcionar em um ciclo de envelhecimento em

condições controladas.

O ciclo de envelhecimento da lâmpada é a quantidade de horas em que ela

permanece acesa e apagada durante um processo em condições controladas. Em lâmpadas de

descarga de alta intensidade, o fluxo luminoso pode chegar a níveis inaceitáveis antes mesmo

que à lâmpada deixe de funcionar. (DALLA COSTA, 2008)

A figura 2.5 apresenta a vida útil das lâmpadas mais comuns.

27

Figura 2.5: Vida útil das principais lâmpadas Fonte: Apresentação Intral 2008

2.3 TIPOS DE LÂMPADAS

As lâmpadas transformam a energia elétrica em luz visível. É possível classificá-las

em três famílias distintas, sejam elas, lâmpadas incandescentes, lâmpadas de descarga e

lâmpadas de estado sólido. Esta seção apresenta as características de funcionamento de cada

uma das três famílias, com ênfase para as lâmpadas de alta pressão.

2.4 LÂMPADAS INCANDESCENTES

Essas lâmpadas funcionam a partir da circulação de corrente elétrica por um filamento

metálico, que gera a incandescência do material e, conseqüentemente, a luz. Porém

apresentam elevadas perdas principalmente por calor, pois irradiam grande parte da sua

energia na região infravermelha do espectro. Essas lâmpadas estão sendo substituídas por

sistemas mais eficientes, porém ainda são amplamente utilizadas.

28

2.4.1.1 A Lâmpada Incandescente Comum

A lâmpada incandescente comum possui uma eficácia luminosa baixa, em torno de 8

lm/W a 20 lm/W. Porém é de fácil alimentação e possui baixo custo, sendo empregada

basicamente na iluminação de interiores. (DALLA COSTA, 2008)

O filamento utilizado pelas lâmpadas incandescentes comuns é de tungstênio, cujo

ponto de fusão é de 3651 K fazendo com que a lâmpada tenha uma temperatura de cor em

torno de 2.700 K e um IRC de 100. Entretanto a sua vida útil varia entre 1.000 a 2.000 horas e

está relacionada com a perda de moléculas do filamento em função da sua incandescência.

(DALLA COSTA, 2008). A figura 2.6 apresenta e estrutura física da lâmpada incandescente.

Figura 2.6: Lâmpada Incandescente

Fonte: (ANDRE, 2004)

2.4.1.2 Lâmpadas Incandescentes Halógenas

Essas lâmpadas apresentam uma vida útil maior, quando comparada com as

lâmpadas incandescentes convencionais. Dentro do bulbo existe um aditivo, geralmente iodo

ou bromo, que faz ocorrer um ciclo denominado halógeno. A principal função deste material

adicional é se misturar com o tungstênio vaporizado, fazendo com que a mistura retorne ao

filamento quando a lâmpada é apagada. Este ciclo permite que a vida útil da lâmpada aumente

evitando o acúmulo do tungstênio vaporizado no interior do bulbo. (DALLA COSTA, 2008)

29

Este processo também permite que o filamento trabalhe em temperaturas mais

elevadas, permitindo que as lâmpadas também possuam uma temperatura de cor mais elevada,

em torno de 3.000 K, uma eficácia luminosa próxima de 26 lm/W e uma vida útil entre 2.000

a 4.000 horas. (DALLA COSTA, 2008)

2.4.2 Lâmpadas de Descarga Elétrica

O que define uma lâmpada de descarga é a geração de luz através da descarga elétrica

em uma mistura de gases. Essas lâmpadas possuem maior eficácia luminosa (lm/W), pois a

radiação emitida está mais concentrada nos comprimentos de onda detectados pelo olho

humano, sendo assim, irradiam menos energia no espectro infravermelho ocasionando menos

perdas por calor. (DALLA COSTA, 2008)

O fenômeno da descarga acontece no plasma que está no interior do tubo da lâmpada,

que contém outros materiais e determinam o tipo da lâmpada. A conexão elétrica com o

plasma se dá por meio de eletrodos, porém algumas lâmpadas não necessitam dos mesmos.

(DALLA COSTA, 2008)

Pelo fato de não possuir filamentos sólidos para a condução da corrente elétrica,

inicialmente a lâmpada de descarga é caracterizada por um circuito aberto, sendo que, para

iniciar a condução é necessário estabelecer um campo elétrico muito intenso para ionizar o

gás e partir a lâmpada. (DALLA COSTA, 2008)

Após a ionização dos gases é estabelecido o início da condução de corrente elétrica

pelo tubo de descarga, que cresce rapidamente e torna obrigatoriamente a utilização de um

elemento que limite esta corrente e estabilize a mesma em um ponto nominal de operação

impedindo a sua destruição. Normalmente este elemento é denominado reator (DALLA

COSTA, 2008)

Além do mais, as lâmpadas de descarga irradiam energia no comprimento de onda do

espectro visível ou também na forma de radiação ultravioleta. Neste último caso é necessária

a utilização de um material fluorescente, como o fósforo, no tubo de descarga para converter a

radiação ultravioleta em luz visível. A característica do espectro de radiação emitido por estas

lâmpadas está relacionada com os materiais utilizados na descarga que formam o plasma, que

30

consiste em alguns metais adicionados ao gás inerte e a pressão em que o gás esta confinado

no tubo de descarga. (DALLA COSTA, 2008)

A partir da pressão em que o gás está confinado no tubo de descarga é feita a

classificação das lâmpadas, ou seja, lâmpadas de alta pressão ou lâmpadas de baixa pressão.

As lâmpadas de baixa pressão apresentam o gás sob uma pressão inferior a 1 Pa, por

apresentarem tal característica, fazem com que a densidade da corrente de descarga também

seja baixa, com isso é necessária a utilização de tubos com dimensões elevadas. (DALLA

COSTA, 2008)

Para se obter uma densidade maior de corrente no tubo de descarga, o gás é

confinado sob alta pressão, ou seja, de 0,1 a 1 MPa. Nestas lâmpadas a radiação visível

emitida é mais intensa devido à pressão do gás. Porém, para manter uma pressão elevada

dentro do tubo de descarga são necessárias altas temperaturas, o que leva a utilização de um

segundo tubo que ajuda manter a temperatura e protege contra explosões acidentais. (DALLA

COSTA, 2008)

2.4.2.1 Lâmpada Fluorescente

A lâmpada fluorescente é uma lâmpada de baixa pressão. Os gases presentes nesta

lâmpada são geralmente um gás nobre, Argônio Ar, Kriptônio Kr ou Neon ou ainda uma

mistura entre eles, adicionados ao mercúrio. Entre 60 a 70% da potencia gerada é

transformada em radiação ultravioleta e para transformar a radiação ultravioleta em luz visível

uma camada de material fluorescente, neste caso o fósforo, cobre internamente o tubo de

descarga e converte a radiação ultravioleta em luz visível. A eficiência dessa transformação é

cerca de 20 a 25% da potência que foi transformada em radiação ultravioleta. O tipo de

fósforo que é utilizado define as características de IRC e TCC da lâmpada. (LISTER, 2004)

A figura 2.7 apresenta a estrutura da lâmpada fluorescente.

31

Figura 2.7: Lâmpada fluorescente Fonte: (ANDRE, 2004)

2.4.2.2 Lâmpada de Vapor de Sódio de Baixa Pressão

Esta lâmpada é limitada em potência devido à baixa pressão do gás. Sua principal

característica é emitir radiação na estreita faixa de 589 a 589,6 nm fazendo que a luz tenha

uma cor extremamente amarelada, em contra partida apresentam uma alta eficácia luminosa,

entre 100 a 200 lm/W e uma vida útil considerável, entre 14.000 a 18.000 horas. Quanto à

reprodução das cores é considerada uma lâmpada monocromática, ou seja, apresenta apenas

um comprimento de onda. (ZUKAUSKAS, 2002)

2.4.2.3 Lâmpada de Vapor de Mercúrio de Alta Pressão

A lâmpada de vapor de mercúrio irradia luz visível nos comprimentos de onda 405,

436, 546 e 578 nm, entretanto a luz emitida apresenta um baixo índice de reprodução de

cores, por volta de 16. Para aumentar IRC, uma camada de fósforo cobre internamente o

bulbo e converte uma pequena parte de radiação ultravioleta existente em luz vermelha. Desta

forma o IRC destas lâmpadas fica em torno de 50. (ZUKAUSKAS, 2002)

A eficácia luminosa dessa fonte de luz pode chegar ao máximo de 50 lm/W e uma

vida útil estimada de 24.000 horas. Entretanto, em função de uma atenuação relevante no

32

fluxo luminoso estas lâmpadas são substituídas entre 2.000 a 10.000 horas. (ZUKAUSKAS,

2002)

2.4.2.4 Lâmpada de Vapor de Sódio de Alta Pressão

A lâmpada de vapor de sódio, atualmente apresenta a maior eficácia luminosa dentre

todas as lâmpadas de descarga de alta pressão, cerca de 130 lm/W, outra característica

importante é a elevada vida útil, que pode chegar a 24.000 horas. Porém, apresenta como

desvantagem um baixo IRC, que varia entre 20 a 25. (ZUKAUSKAS, 2002).

2.4.2.5 Lâmpada de Vapor Metálico

A lâmpada de vapor metálico, construtivamente nada mais é que uma lâmpada de

vapor mercúrio, porém com outros metais adicionados à mistura do gás. A principal

característica destas lâmpadas certamente está relacionada ao elevado IRC, que pode chegar a

valores de até 95 dependendo do modelo da lâmpada. (ZUKAUSKAS, 2002)

Com relação à eficácia luminosa, varia entre 70 a 110 lm/W e possui uma vida útil

entre 10.000 a 30.000 horas, dependendo dos materiais empregados na construção da

lâmpada. (ZUKAUSKAS, 2002)

Alguns modelos de lâmpadas de vapor metálico contam com tubos de descarga

cerâmicos, que são os mesmos utilizados em lâmpadas de vapor de sódio (óxido de alumínio

sinterizado), permitindo que a temperatura da descarga atinja valores de até 1.400 K o que

agrega mais qualidade a luz emitida. (LISTER, 2004)

33

2.4.2.6 Lâmpada de Estado Sólido – LED

Os leds estão se difundindo em aplicações de iluminação, segundo alguns

fabricantes, os leds brancos podem atingir uma eficácia luminosa entre 40 e 100 lm/W,

dependendo do IRC e a temperatura de cor. A vida útil dessas fontes de luz pode chegar a

50.000 horas de operação, porém alguns parâmetros elétricos e térmicos devem ser

respeitados de forma a garantir esta vida. Algumas aplicações já podem ser observadas

principalmente na decoração de interiores e iluminação de emergência. (OSRAM, 2009)

2.5 A LÂMPADA DE VAPOR DE SÓDIO DE ALTA PRESSÃO

As lâmpadas de vapor de sódio de alta pressão, HPS (High Pressure Sodium),

integram a família das lâmpadas de descarga de alta intensidade, conhecidas também como

HID (High Intensity Discharge). Estas lâmpadas são muito utilizadas nas aplicações para

iluminação pública, devido principalmente a sua elevada vida útil e elevada eficácia luminosa.

Nesta seção serão apresentados alguns aspectos de construção, funcionamento,

características elétricas e luminotécnicas dessa lâmpada.

2.5.1 Estrutura da Lâmpada de vapor de sódio de alta pressão

A lâmpada HPS possui dois bulbos, sendo o interno, onde acontece à geração da luz,

constituído de um material translúcido composto de óxido de alumínio sinterizado, que resiste

ao ataque químico do sódio e às altas temperaturas. O tubo externo é fabricado com boro

silicato, um vidro duro, e no seu interior há vácuo. Sua principal função é proteger o tubo de

descarga e algumas partes metálicas de ataques químicos. Também auxilia na manutenção da

temperatura do tubo de descarga. (ANDRE, 2004). A figura 2.8 ilustra a estrutura da lâmpada

de vapor de sódio de alta pressão.

34

Figura 2.8: Estrutura da lâmpada vapor de sódio Fonte: (ANDRE, 2004)

Os eletrodos fazem a transferência da potência ao arco e são projetados para

condições de pressão e composição gasosas completamente distintas, ou seja, na ignição e

durante o regime permanente da lâmpada quando o arco está completamente estabelecido.

(BUTTENDORFF, 2003)

2.5.2 Características de ignição e estabilização da descarga

Por se tratar de uma descarga elétrica em uma mistura de gases metálicos, sódio e

mercúrio, a lâmpada HPS necessita inicialmente de um elevado campo elétrico com a

finalidade de ionizar o gás de xenônio que compõe a mistura e dar início à condução de

corrente elétrica através dos gases. Este processo é denominado de ignição, o qual é obtido

por uma elevada tensão nos eletrodos da lâmpada. (BUTTENDORFF, 2003)

Após o processo de ignição, a lâmpada passa por um período transitório, podendo

demorar entre dez a quinze minutos para estabilizar a luz, durante este período a cor da

lâmpada muda constantemente. (ANDRE, 2004)

Durante o período de transição, a potência, a tensão, e o fluxo luminoso da lâmpada

aumentam gradativamente, ao contrário da corrente elétrica, que parte de um valor muito

superior ao nominal e diminui até atingir o seu valor nominal. (DALLA COSTA, 2008)

35

A figura 2.9 demonstra o comportamento transitório de uma lâmpada HPS, marca

Philips, modelo SON de 70 W, onde Wa é a potência, Ila a corrente, Vla a tensão e F o fluxo

luminoso da lâmpada.

Figura 2.9: Período transitório da lâmpada Fonte:Catálogo Philips

2.5.3 A vida útil da lâmpada de vapor de sódio de alta pressão

As lâmpadas HPS apresentam uma elevada vida útil, quando comparadas com

lâmpadas de vapor mercúrio e lâmpadas de vapor metálico tradicionais.

O desgaste da lâmpada ocorre pela diminuição da pressão do gás, causada

principalmente pela penetração do sódio nas paredes do tubo de descarga, gerando um

aumento na tensão nominal da lâmpada entre 1 a 2 V para cada 1.000 horas de

funcionamento. O envelhecimento também provoca uma redução no fluxo luminoso, que

pode chegar a valores de até 60% do total ao final de sua vida. (DUMS, 2005)

Como conseqüência do aumento da tensão da lâmpada, a sua impedância equivalente

tende a mudar também, fazendo que para uma mesma potência na lâmpada haja valores

diferentes de tensão. Para garantir que a lâmpada esteja funcionando adequadamente, a norma

brasileira NBR IEC 662 de 1997, (Lâmpadas a vapor de sódio de alta pressão), estabelece um

diagrama quadrilateral de potência que define os limites em que a lâmpada pode chegar. A

figura 2.10 apresenta o diagrama de uma lâmpada de vapor de sódio de alta pressão com

bulbo elíptico com material translúcido ou difuso.

36

Figura 2.10: Diagrama quadrilateral de potência Fonte: (DUMS, 2005)

A linha superior define a máxima potência da lâmpada, respeitando este valor não se

altera a vida útil da mesma. A linha inferior é o limite de potência onde se tem um fluxo

luminoso mínimo aceitável após a partida da lâmpada. As linhas laterais são os limites de

tensão do arco em função da potência da lâmpada. O gráfico apresenta as características de

tensão e potência em toda vida útil da lâmpada, sendo importante para o desenvolvimento de

reatores. (DUMS, 2005)

O incremento da tensão de arco pode ser relacionado com o desempenho do reator,

pois o mesmo regula a potência fornecida à lâmpada. Quanto maior for à potência na

lâmpada, maior será a tensão no arco, desta forma, a função do reator é manter a potência da

mesma no valor nominal. Porém, os reatores eletromagnéticos convencionais não atendem a

esta especificação, pois não podem ajustar a potência fornecida à lâmpada quando ocorrem

variações na tensão da rede elétrica e na tensão de arco. (KAISER, 2002)

37

2.5.4 Características luminotécnicas da lâmpada HPS

As características da luz emitida pela lâmpada HPS fazem dela uma das mais

eficientes entre as lâmpadas de descarga. Isto é justificado pelos comprimentos de onda

emitidos pela lâmpada, que coincidem com os valores próximos a região de pico da curva de

sensibilidade do olho humano V(λ).

A figura 2.11 mostra o espectro irradiado pela lâmpada de vapor de sódio marca

Philips, modelo SON de 70 W, onde é possível verificar que a radiação emitida por ela está

concentrada nos comprimentos de onda entre 540 e 680 nm.

Figura 2.11: Curva espectral da lâmpada HPS Fonte: Catálogo Philips, 2009

Essas lâmpadas apresentam um baixo IRC, que varia entre 20 e 25, e uma

temperatura de cor também relativamente baixa, em torno de 2.000 K. Assim, são mais

utilizadas na iluminação de ambientes externos, como praças, ruas, monumentos entre outros.

Além disso, a vida útil atinge valores entre 24.000 a 30.000 horas e uma eficácia luminosa de

até 120 lm/W. (DUMS, 2005)

2.6 FORMAS DE ALIMENTAÇÃO DAS LAMPADAS HPS

As lâmpadas de descarga apresentam uma característica de resistência negativa, ou

seja, não podem ser ligadas diretamente à rede elétrica, sendo assim, é necessária a utilização

de um elemento que faça a lâmpada partir e controle a potência da mesma.

38

Tal elemento é denominado reator, sendo que, podem ser do tipo eletrônico ou

eletromagnético. Nesta seção serão apresentadas as principais características destes reatores.

2.6.1 Reatores Eletromagnéticos

Um reator eletromagnético é simplesmente um indutor que fica em série com a

lâmpada para estabilizar a sua corrente, sendo a forma mais simples de alimentar uma

lâmpada HPS. Suas principais características certamente estão em sua simplicidade de

construção e baixo custo. (DALLA COSTA, 2008)

As demais vantagens para a utilização deste sistema certamente estão em sua

robustez contra a intempérie e elevadas temperaturas no ambiente onde é instalado, por

exemplo, no interior de luminárias. Sua expectativa de vida é de 80.000 horas e o fenômeno

da ressonância acústica não se manifesta com este tipo de reator. (INTRAL, 2008)

Entretanto, esses reatores apresentam alguns inconvenientes. A sua instalação,

geralmente feita no interior de luminárias é um pouco complexa devido ao seu peso e volume.

Outra desvantagem é ocasionada pela cintilação da luz, muito comum em lâmpadas de

descarga alimentadas com esses reatores. Em alguns casos também pode haver ruído audível,

decorrente da vibração de seus componentes em freqüências múltiplas às da rede elétrica.

(DALLA COSTA, 2008)

Atualmente, a norma brasileira, NBR 13593, (Reator e ignitor para lâmpadas a vapor

de sódio de alta pressão), não estabelece limites para o conteúdo harmônico da corrente para

reatores de alto fator de potência, em alguns modelos de reatores, tal distorção pode chegar a

valores próximos a 30 %. (INTRAL, 2008)

Outro fato importante citado na literatura, diz respeito ao funcionamento das

lâmpadas de descarga alimentadas com reatores eletromagnéticos em baixa freqüência, neste

caso, em cada meio ciclo da rede elétrica ocorre a re-ignição da tensão da lâmpada. Esse

processo implica na redução da vida útil da mesma. (DALLA COSTA, 2008)

A figura 2.12 apresenta às formas de onda da tensão e da corrente, de uma lâmpada

de descarga de alta pressão, alimentada com um reator eletromagnético.

39

Figura 2.12: Lâmpada de descarga em baixa freqüência Fonte: (DUMS, 2005)

Um dos parâmetros estabelecidos na norma NBR 13593 é o rendimento dos reatores

que varia de 80 % a 90% dependendo a potência da lâmpada, ou seja, quanto menor a

potência da lâmpada menor é o rendimento exigido. (NBR 13593, 2003)

Além do capacitor para correção do fator de potência, um dispositivo eletrônico

auxilia o reator a fornecer uma tensão muito superior ao da rede elétrica para partir a lâmpada,

tal dispositivo é chamado de ignitor. (TOSS, 2004)

Os reatores eletromagnéticos para lâmpadas HPS disponíveis comercialmente,

utilizam dois tipos de ignitores, os de pulso sobreposto com três fios para conexão e do tipo

conjugado. A figura 2.13 representa os seus diagramas de ligação.

Os ignitores de pulso sobreposto possuem um transformador que gera um pulso

superposto ao sinal da rede elétrica, sua principal vantagem é que não expõe o núcleo do

Figura 2.13: Ignitor pulso sobre posto (esq.) e conjugado(dir.) Fonte: (TOSS, 2004)

40

reator a altos níveis de tensão, o que poderia ocasionar uma degradação na isolação da bobina.

A principal desvantagem dessa configuração é que toda a corrente da lâmpada passa pelo

transformador, sendo necessária a utilização de um transformador com grandes dimensões.

(TOSS, 2004)

Já os ignitores conjugados apresentam como principal vantagem um baixo custo,

pois utilizam parte do enrolamento do reator para gerar o pulso de alta tensão. Entretanto, a

complexidade de fabricação do reator é maior, pois uma derivação no enrolamento se faz

necessária. A isolação do reator também deve ser reforçada, pois todo o enrolamento fica

exposto ao pulso de alta tensão. (TOSS, 2004)

2.6.2 Reatores Eletrônicos

Com o objetivo de superar as deficiências dos reatores eletromagnéticos, muitas

pesquisas têm sido desenvolvidas na área de reatores eletrônicos para lâmpadas de descarga

de alta pressão. Alimentar uma lâmpada fluorescente com um reator eletrônico já é uma

tecnologia sólida e conhecida por todos. (MARCHESAN, 2007). A estrutura básica de um

reator eletrônico para uma lâmpada fluorescente é apresentada na figura 2.14.

Figura 2.14:Estrutura básica de um reator eletrônico Fonte: (DOS SANTOS, 2004)

As etapas do reator eletrônico apresentado são apresentadas conforme segue: (DOS

SANTOS, 2004)

41

* Filtro de EMI – O filtro de interferência eletromagnética é utilizado geralmente em

reatores de alto fator de potência e sua principal função é suprimir o ruído de alta freqüência

gerado pelo reator eletrônico e pelo circuito pré-regulador do fator de potência.

* Retificador – É formado por diodos retificadores e pode ser do tipo onda completa

ou como dobrador de tensão para trabalhar nas tensões de 127 V e 220 V.

* PFP – Nos reatores de alto fator de potência, o circuito pré-regulador do fator de

potência é responsável pela filtragem da tensão contínua e pela drenagem de uma tensão

senoidal em fase com a da rede elétrica, sendo assim, esta topologia apresenta alto fator de

potência e baixa distorção harmônica.

* Inversor – É responsável por gerar uma tensão alternada de alta freqüência que

será aplicada ao circuito ressonante. Nestes reatores, a freqüência de operação desta etapa é

superior a 20 kHz, para evitar o ruído audível.

* Filtro ressonante – É responsável em gerar a tensão de partida da lâmpada e

controlar as suas características após a sua partida.

* Proteção – Este circuito é obrigatório para reatores de alto fator de potência que

alimentam lâmpadas acima de 60 W, tal circuito detecta a ausência da lâmpada e faz com que

a oscilação do inversor pare.

Conforme foi apresentado acima, é possível constatar que a estrutura do reator

eletrônico é mais complexa e possui um custo maior comparado aos reatores

eletromagnéticos. Porém é uma solução atrativa, visto que à lâmpada fluorescente apresenta

um maior rendimento e o reator apresenta menos perdas, ocasionando uma economia de

energia quando comparado à solução eletromagnética. (DOS SANTOS, 2004)

Neste contexto, alimentar as lâmpadas de descarga de alta pressão, entre elas a

lâmpada HPS, a partir de um reator eletrônico com a mesma estrutura dos que alimentam

lâmpadas fluorescentes é algo inviável, pois nessas faixas de freqüência, surge um fenômeno

chamado de ressonância acústica. (MARCHESAN, 2007)

Quando alimentadas em alta freqüência, as lâmpadas HPS, apresentam um

comportamento idêntico a uma carga resistiva, desta forma o fenômeno da re-ignição não

ocorre devido ao fato do plasma não possuir tempo para esfriar.

A figura 2.15 mostra a forma de onda característica destas lâmpadas alimentadas em

alta freqüência. (DUMS, 2005)

42

Figura 2.15: Lâmpada HPS em alta freqüência

Fonte: (DUMS, 2005)

O fenômeno da ressonância acústica é o tema mais discutido pelos autores citados

neste trabalho, todas as pesquisas referentes ao desenvolvimento de reatores eletrônicos para

lâmpadas de descarga de alta pressão buscam metodologias para evitarem o surgimento deste

fenômeno, o qual será explorado no próximo capítulo.

2.7 A ILUMINAÇÃO PÚBLICA NO BRASIL

A iluminação pública contribui com muitos benefícios para a sociedade em geral e

permite que as pessoas desfrutem dos espaços públicos no período da noite. Está ligada

diretamente com a segurança pública, viária e criminal, além de embelezar monumentos,

prédios e contribuir com a valorização de grandes áreas de lazer. (ELETROBRAS, 2009)

A iluminação pública no Brasil corresponde a 4,5% da demanda nacional e a 3% do

consumo total de energia elétrica do país. O equivalente a uma demanda de 2,2 GW e um

consumo de 9 bilhões de kWh/ano. (ELETROBRAS, 2009)

No Brasil, esse tipo de iluminação possui um número expressivo de lâmpadas de

vapor mercúrio, que mesmo apresentando uma vida útil satisfatória, não possuem uma

eficácia luminosa satisfatória, quando comparadas com as lâmpadas HPS. (MARCHESAN,

2007)

43

Tal justificativa fez o Governo Federal Brasileiro lançar em junho de 2000 o

programa nacional de iluminação eficiente, RELUZ, sendo que em 2002 teve o seu prazo

estendido até 2010. A proposta do programa é abranger 96% do potencial de conservação de

energia da rede nacional de iluminação pública, que atualmente é composta por 13 milhões de

pontos de iluminação, sendo que 7,5 milhões devem ganhar eficiência. (MARCHESAN,

2007)

O programa RELUZ tem como um dos principais objetivos, substituir os pontos de

iluminação pública que possuem lâmpadas de vapor mercúrio por lâmpadas HPS. É nesse

contexto que projetos e desenvolvimentos mais eficientes, confiáveis e de baixo custo

contribuem para todo o sistema de iluminação. (MARCHESAN, 2007)

44

3 RESSONÂNCIA ACÚSTICA EM LÂMPADAS DE DESCARGA DE ALT A PRESSÃO

O emprego de reatores eletrônicos para alimentar lâmpadas fluorescentes em alta

freqüência já é uma tecnologia bem consolidada pela literatura, assim como comercialmente

também. Entretanto, os conversores que alimentam as lâmpadas fluorescentes não podem ser

empregados em lâmpadas HID, devido às freqüências onde operam entre 20 a 50 kHz.

A lâmpada de vapor de sódio, bem como as demais lâmpadas HID, quando

alimentadas com freqüências entre 1 kHz a 300 kHz, podem apresentar instabilidades no

arco, cuja excitação é causada pela variação da potência instantânea que alimenta à lâmpada.

Tal fato é denominado ressonância acústica. (ANDRE, 2004)

A ressonância acústica é a principal barreira a ser superada no desenvolvimento de

reatores eletrônicos para lâmpadas HPS, sendo este o principal motivo pelo qual ainda se

utiliza reatores eletromagnéticos para este tipo de lâmpada. (MARCHESAN, 2007)

Nesta seção, serão apresentadas as principais causas da ocorrência da ressonância

acústica em lâmpadas HID, bem como as principais estratégias citadas pela literatura para

alimentar essas lâmpadas sem excitar o fenômeno. Ao término deste capitulo, será possível

determinar uma topologia de reator eletrônico onde se alimente a lâmpada HPS sem a

ocorrência da ressonância acústica.

3.1 PRINCIPAIS CAUSAS DA RESSONÂNCIA ACÚSTICA E SUAS CONSEQÜÊNCIAS

A ressonância acústica em lâmpadas HID esta relacionada diretamente ao gás que

está no interior do tubo de descarga, o qual pode ser considerado como um sistema mecânico

que apresenta suas freqüências naturais de ressonância. (GARCÍA, 2003)

Na ressonância, a energia transferida entre a fonte de excitação e o sistema vibrante

é máxima. Desta forma, uma pequena energia de excitação pode produzir grandes amplitudes

de vibração. Sendo uma característica indesejável à operação de lâmpadas HID.

(MARCHESAN, 2007)

45

Quando se alimenta uma lâmpada em alta freqüência o que varia é a potência

elétrica instantânea de entrada, devido à forma de onda da corrente que circula pela descarga.

Quando se tem variação da potência também ocorre variação da temperatura do gás, desta

forma essas variações na temperatura promovem variações na pressão do gás. Se a freqüência

da potência é igual ou muito próxima à freqüência de ressonância mecânica do tubo de

descarga, surgem ondas de pressão que viajam através do tubo e refletem na sua parede. Ao

retornarem, formam ondas estacionárias de pressão com elevada amplitude geradas pela

interferência das ondas anteriores. As conseqüentes variações da densidade do gás distorcem

o caminho da descarga, ocasionando também uma distorção térmica que provoca o

aparecimento de ondas de pressão. (GARCÍA, 2003)

A figura 3.1 representa uma lâmpada com o arco de descarga estável, sendo que a

segunda imagem representa a distorção do caminho da descarga gerada pelas ondas de

pressão.

Figura 3.1: a) Arco estável; b) Arco instável

Fonte: (GARCÍA, 2003)

Os principais fatores que determinam as freqüências de ressonância mecânicas do

tubo de descarga são a geometria do tubo, o tipo de gás e as suas variáveis de estado

termodinâmicas. Porém, as características termodinâmicas dos gases variam com o

envelhecimento da lâmpada. Desta forma, fazem que as bandas de freqüência de ressonâncias

se movam ao longo da vida útil da lâmpada. (GARCÍA, 2003)

A ressonância acústica em lâmpadas de descarga de alta pressão ocasiona flutuações

de baixa freqüência, na ordem de 0 a 20 Hz, no arco de descarga e geram cintilações na luz,

desgaste nos eletrodos, extinção do arco e nos casos extremos, a destruição total da lâmpada.

(DALLA COSTA, 2008)

46

O campo elétrico entre os eletrodos da lâmpada aceleram os íons que colidem com

os átomos neutros, os quais recebem energia cinética. Esse é o fenômeno físico que causa a

flutuação na pressão do gás, desta forma, a ressonância acústica é mais problemática em

lâmpadas que possuem maior campo elétrico e maior densidade atômica. A potência da

lâmpada é definida pela distância entre os eletrodos, assim, a densidade atômica e o campo

elétrico são menores ao se aumentar a potência da lâmpada. Portando, é possível afirmar que

o surgimento da ressonância acústica é mais evidente em lâmpadas de potências menores.

(GARCÍA, 2003)

Desta forma, métodos de alimentação que visam minimizar a ocorrência da

ressonância acústica em lâmpadas de baixa potência podem ser utilizados em lâmpadas de

potências maiores. A ressonância acústica é mais severa em lâmpadas de vapor metálico de

baixa potência, por exemplo, 35 W. (DALLA COSTA, 2008)

3.2 MÉTODOS DE ALIMENTAÇÃO DE LÂMPADAS HID PARA EVITAR O SURGIMENTO DA RESSONÂNCIA ACÚSTICA

A ressonância acústica é o fator mais importante a ser analisado no desenvolvimento

de reatores eletrônicos para lâmpadas HID. A instabilidade ocorre nas faixas entre 1 a 300

kHz. (ANDRE, 2004)

A figura 3.2 mostra como são classificadas na literatura as faixas de freqüência onde

as lâmpadas HID podem operar.

47

Figura 3.2: Zonas de ocorrência da ressonância acústica Fonte: Elaborado pelo autor com base nos dados fornecidos por (ANDRE, 2004)

A partir da classificação das zonas de operação para lâmpadas HID, entre as quais

está lâmpada de vapor de sódio, serão apresentadas as possíveis técnicas citadas na literatura

para alimentar essas lâmpada sem excitar a ressonância acústica. Ao término desta seção, uma

topologia será elencada para o desenvolvimento do reator eletrônico.

3.2.1 Alimentação em corrente contínua (DC)

O fenômeno da ressonância acústica pode ser evitado alimentando a lâmpada com

corrente contínua, porém a sua aplicação se torna inviável devido ao fenômeno da cataforese.

Esse fenômeno gera a erosão desproporcional de um dos eletrodos, proporcionando uma vida

útil menor à lâmpada. (YAN, 2001)

O emprego desta técnica ocasiona durante o seu funcionamento, o depósito de vapor

de sódio ou metálico sobre os eletrodos, o qual promove a deformação no arco elétrico,

alteração da cor, escurecimento do tubo de quartzo e a diminuição da intensidade luminosa

principalmente se a lâmpada for instalada na posição horizontal. (ANDRE, 2004)

48

3.2.2 Alimentação em baixa freqüência

Uma forma de alimentar a lâmpada sem a ocorrência da ressonância acústica está na

região da baixa freqüência. O método mais comum deste tipo de alimentação está na

utilização de reatores eletromagnéticos. Entretanto, um reator eletrônico também pode

fornecer corrente elétrica à lâmpada em baixa freqüência, porém com forma de onda

quadrada. Tal método é apresentado a seguir.

3.2.2.1 Alimentação em baixa freqüência com forma de onda quadrada

Quando se analisa a potência instantânea de uma forma de onda quadrada perfeita é

possível afirmar, que a mesma é constante. Desta forma como não há variação na potência,

também não há flutuações na pressão do gás da lâmpada e conseqüentemente a ressonância

acústica não é excitada. (DALLA COSTA, 2008)

Em alguns casos, quando se alimentam as lâmpadas com forma de onda quadrada de

baixa freqüência, a expectativa de vida da lâmpada pode ser de 1,5 a 2 vezes superior quando

comparadas ao funcionamento com os reatores tradicionais. (GARCÍA, 2003)

Esse método, além de proporcionar uma expectativa de vida superior à lâmpada pelo

fato de não ocasionar o fenômeno da re-ignição, também proporciona um melhor conforto

visual. (MARCHESAN, 2007)

A figura 3.3 mostra as formas de onda de tensão, corrente e potência teóricas na

lâmpada quando alimentada com forma de onda quadrada em baixa freqüência. Sendo que A

representa à tensão, B representa à corrente e C representa à potência da lâmpada.

49

Figura 3.3: Formas de onda teóricas sobre a lâmpada Fonte: Elaborado pelo autor com base nos dados fornecidos por (DALLA COSTA, 2008)

3.2.3 Alimentação em alta freqüência

Conforme foi apresentado anteriormente, à faixa de alta freqüência é a região onde a

ressonância acústica é mais intensa. Mesmo assim, algumas técnicas são empregadas para

alimentar essas lâmpadas nesta região e serão apresentadas a seguir.

3.2.3.1 Alimentação com freqüência fixa

Para determinar uma freqüência de operação fixa é necessário que se conheça as

zonas livres de ressonância para cada tipo de lâmpada. Porém a ressonância é fortemente

influenciada pela geometria interna do tubo, sendo que, esse parâmetro varia de lâmpada para

lâmpada, tornando muito difícil determinar uma freqüência livre de ressonância acústica para

todas as lâmpadas. (YAN, 2001)

Este método é utilizado principalmente em lâmpadas de vapor de sódio, pois as

zonas livres de ressonância são maiores entre todas às lâmpadas HID. Porém, como as

50

grandezas que influenciam na localização das zonas livres estão ligadas diretamente aos

aspectos construtivos, esses podem variar durante a vida útil da lâmpada, conforme o

fabricante e o modelo da lâmpada. Desta forma, se torna difícil garantir a alimentação em uma

freqüência de alimentação fixa. (MARCHESAN, 2007)

3.2.3.2 Modulação da potência entregue à lâmpada

A modulação da forma de onda aplicada na lâmpada, faz com que se distribua a

potência em bandas laterais de freqüência. Neste método, a potência contida em cada

harmônico deve ser inferior aos valores de potência que ativam a ressonância acústica da

lâmpada. (DALLA COSTA, 2008)

A figura 3.4 mostra um exemplo do espalhamento da potência em bandas laterais de

freqüência.

Figura 3.4: Espalhamento da potência em diversos harmônicos Fonte: (INTRAL, 2008)

Mesmo espalhando a potência em um vasto espectro, não é um método totalmente

eficaz, pois com o envelhecimento da lâmpada, os valores de potência que ativam a

ressonância acústica em determinadas freqüências se alteram. O circuito eletrônico que

produz tais características apresenta alguns inconvenientes como maior complexidade o que

proporciona um custo mais elevado. (DALLA COSTA, 2008)

51

3.2.3.3 Monitoramento em tempo real das grandezas elétricas da lâmpada

Esta técnica consiste em monitorar os parâmetros elétricos da lâmpada, tensão e

corrente, quando alimentadas em alta freqüência e no caso de algum distúrbio nos valores

obtidos o circuito muda a freqüência de alimentação da lâmpada até o sistema estabilizar.

(MARCHESAN, 2007)

Um estudo interessante é realizado por André (2004), onde a grandeza monitorada é

a envoltória da corrente. Um circuito analógico composto por um transformador de corrente,

um filtro passa baixas e um detector de níveis é utilizado para comparar a ondulação da

corrente da lâmpada com a ondulação da tensão do capacitor do barramento DC. No caso da

rede elétrica ser 60 Hz a ondulação no capacitor de barramento é de 120 Hz e naturalmente é

refletida na corrente que alimenta à lâmpada. Assim, o circuito detector de nível gera um sinal

simétrico para um microcontrolador que compara os valores. Portanto, havendo ressonância

acústica o sinal gerado pelo detector de nível é totalmente assimétrico e o microcontrolador ao

comparar este sinal modifica imediatamente à freqüência de operação do conversor.

No entanto, em algumas vezes o circuito de detecção não é capaz de identificar

pequenos distúrbios, ou pode vir a identificar variações de outra natureza que não estejam

ligados à ocorrência da ressonância acústica na lâmpada. (MARCHESAN, 2007)

Dalla Costa (2008) afirma que o controle do circuito pode ser complexo, pois a

busca de novas freqüências deve ser aleatória, sendo que sua implantação se torna complicada

de se programar na rotina de um microcontrolador.

3.2.4 Alimentação em extra-alta freqüência

A operação em extra-alta freqüência consiste em alimentar à lâmpada em freqüências

superiores aos limites onde há ocorrência da ressonância acústica. Como há uma histerese

térmica envolvida, a constante de tempo do plasma é bem superior do que a constante de

tempo da fonte de alimentação, desta forma a descarga se comporta como um arco de corrente

contínua. (YAN, 2001)

52

Este tipo de reator encontra alguns inconvenientes por trabalhar nestes limites de

freqüência, sendo eles o alto custo dos componentes e as elevadas perdas por chaveamento,

ocasionando um menor rendimento do sistema. (DALLA COSTA, 2008)

3.3 REATOR ELETRÔNICO DE ONDA QUADRADA DE BAIXA FREQÜÊNCIA

As técnicas que operam a lâmpada em alta freqüência não garantem totalmente a

ausência da ressonância acústica, pois os parâmetros que influenciam a ocorrência de

instabilidades do arco podem variar entre fabricantes e por variações nas características físicas

com o envelhecimento da lâmpada.

Desta forma, o método que alimenta a lâmpada em baixa freqüência e com forma de

onda quadrada é a solução mais confiável apresentada na literatura.

Para o projeto do conversor eletrônico se tornar uma solução comercialmente viável

a confiabilidade na operação da lâmpada é extremamente fundamental. Desta forma, a

alimentação das lâmpadas HID, em especial a lâmpada HPS, com forma de onda quadrada de

baixa freqüência será estudada no presente trabalho.

A topologia escolhida para ser desenvolvida é a de três estágios de potência, a qual

será apresentada a seguir.

3.4 ESTRUTURA DO REATOR ELETRÔNICO COM TRÊS ETAPAS DE POTÊNCIA

A estrutura básica de um reator eletrônico com três etapas de potência é composta

pelos seguintes estágios:

- Estágio de correção do fator de potencia (PFC): É necessário para atender as

especificações na norma IEC 61000-3-2, (Limits for harmonic current emissions (equipment

input current ≤ 16 Α per fhase)), que limita o conteúdo harmônico da corrente introduzida na

rede elétrica. (MARCHESAN, 2007)

53

- Estágio de Controle da corrente ou potência: Em reatores de onda quadrada de

baixa freqüência, um conversor DC/DC é utilizado entre a etapa de PFC e o inversor para

controlar a corrente ou a potência da lâmpada. Esse conversor é necessário devido à

característica de impedância negativa que à lâmpada possui. (MARCHESAN, 2007)

- Estágio do Inversor: É utilizado para converter a tensão continua gerada pelo

conversor DC/DC em uma tensão alternada de baixa freqüência com forma de onda quadrada

e simétrica para ser aplicada à lâmpada. (MARCHESAN, 2007)

A figura 3.5 mostra em diagramas de bloco a estrutura do reator eletrônico.

Figura 3.5: Reator eletrônico com 3 estágios de potência Fonte: Elaborado pelo autor com base nos dados fornecidos por (DALLA COSTA, 2008)

Os próximos capítulos irão tratar de cada uma das etapas de potência do reator

eletrônico de três etapas.

54

4 ETAPA DE CORREÇÃO DO FATOR DE POTÊNCIA (PFC)

O circuito de correção do fator de potência, denominado PFC, (Power Factor

Correction) é utilizado para reduzir o conteúdo harmônico da corrente elétrica consumida

pelo circuito e, conseqüentemente, elevar o fator de potência, FP, para um índice maior ou

igual a 0,92 conforme estabelece as normas brasileiras vigentes. (POMÍLIO, 2007a)

Nesta seção serão apresentados os conceitos relacionados ao fator de potência, taxa

de distorção harmônica, normas vigentes e circuitos para corrigir o FP. Ao término desse

capítulo será apresentada a topologia para o circuito de PFC bem como a metodologia de

projeto dos componentes de potência.

4.1.1 Definição do fator de potência (FP)

Atualmente no Brasil, o fator de potência mínimo estabelecido pelos órgãos

regulamentadores deve ser maior ou igual a 0,92. (POMÍLIO, 2007a)

O fator de potência pode ser definido pela relação entre a potência ativa, expressa em

Watts, e a potência aparente expressa em VA (Volt-Ampères), consumida por um

equipamento qualquer, independente da forma de onda da tensão e da corrente, a equação 5.1

relaciona estas grandezas. (POMÍLIO, 2007a)

= = ∙ ∙∙ Eq. 4.1

Quando as formas de onda da tensão e corrente são senoidais o FP pode ser definido

diretamente pela equação 5.2, onde o ângulo em questão é a defasagem entre a tensão e a

corrente. (POMÍLIO, 2007a)

= cos & Eq. 4.2

Entretanto, quando apenas a tensão apresentar a forma de onda senoidal, o fator de

potência se torna dependente da defasagem entre a tensão e o primeiro harmônico da corrente,

55

cosθ1 e também da taxa de distorção harmônica, denominada como THD, conforme é

apresentado na equação 5.3. (POMÍLIO, 2007a)

'( = )*+ ,-.-/0123 Eq. 4.3

Atualmente, no Brasil não existe uma norma específica para os limites dos

harmônicos da corrente injetados pelos equipamentos na rede elétrica, desta forma, utiliza-se

os limites estabelecidos em normas internacionais. Alguns equipamentos podem ser

prejudicados pelo elevado THD da rede elétrica, pois são projetados para trabalharem com

formas de onda perfeitamente senoidais, como é o caso de transformadores, motores,

geradores, capacitores e inclusive alguns equipamentos eletrônicos. (POMÍLIO, 2007a)

4.1.2 Norma IEC 61000-3-2 limites para emissão de correntes na rede elétrica

No Brasil não existe uma norma de reatores eletrônicos para lâmpadas de descarga

de alta pressão, porém se vir a ser publicada, ela poderá ter como referência uma norma

européia. Tal fato já aconteceu com reatores eletrônicos para lâmpadas fluorescentes. (TOSS,

2004)

A norma européia que estabelece o limite de harmônicos injetados na rede pública de

alimentação é a IEC 61000-3-2, onde há uma classificação específica para equipamentos de

iluminação com potência superior a 25 W. Tal norma obriga os mesmos a terem níveis de

THD, de forma a serem classificados como equipamentos de baixa distorção harmônica e alto

fator de potência. (TOSS, 2004)

A tabela 4.1 estabelece os limites para os harmônicos da corrente dos equipamentos

de iluminação, classificados na norma como classe C.

56

Tabela 4.1: Limites para os harmônicos de corrente para equipamentos de iluminação

Fonte: (TOSS, 2004)

4.1.3 Solução passiva para correção do fator de potência

Uma das formas de corrigir o fator de potência de conversores eletrônicos é com a

utilização de componentes passivos, como por exemplo, resistores, diodos, capacitores e

indutores.

A solução passiva é uma técnica que proporciona para o circuito uma elevada

robustez, confiabilidade, insensibilidade a surtos e operação silenciosa. Entretanto, quando

comparados à solução ativa, os componentes passivos são mais volumosos e pesados.

(POMÍLIO, 2007a)

Duas configurações de circuito são citadas na literatura, para obter-se uma solução

passiva para correção do FP. A primeira consiste em introduzir um indutor entre a ponte

retificadora de diodos e o filtro capacitivo, ilustrada na figura 4.1, porém o fator de potência

dessa configuração não atinge 0,92 chegando ao máximo a valores de 0,90. (POMÍLIO,

2007a)

Figura 4.1: Circuito passivo para correção do FP Fonte: (POMÍLIO, 2007a)

57

Com objetivo de melhorar os valores de fator de potência, um filtro LC sintonizado

na terceira harmônica da corrente é colocado na entrada do retificador, conforme mostra a

figura 4.2.

Figura 4.2:Circuito passivo para correção do FP com filtro sintonizado Fonte: (POMÍLIO, 2007a)

Tal configuração pode atingir um fator de potência de até 0,95, principalmente pela

redução do terceiro harmônico da corrente. (POMÍLIO, 2007a)

Outras estratégias para a correção do fator de potência passiva, como o circuito

Valley-Fill e Charge Pump podem sem empregadas, porém não serão abordadas nesse

trabalho.

4.1.4 Solução ativa para correção do fator de potência

O método ativo para correção do fator de potência é feito através de interruptores

controlados, associados a componentes passivos. (POMÍLIO, 2007a)

Para obter um elevado fator de potência é utilizado um conversor DC/DC, cujo

objetivo principal é emular uma resistência de entrada, desta maneira se obtém um FP

próximo ao unitário. Entretanto, os conversores DC/DC só aceitam tensões de entrada

positivas sendo necessária a utilização da ponte retificadora com diodos como mostra a figura

4.3. (MELLO, 2000)

58

Figura 4.3: Conversor DC/DC como PFC Fonte: Elaborado pelo autor com base nos dados fornecidos por (MELLO, 2000)

Para realizar o controle dos interruptores, são utilizados conversores DC/DC. Desta

forma, a corrente de entrada possui uma componente de alta freqüência, na forma de dente de

serra ou triangular, porém com uma envoltória de baixa freqüência que segue a tensão da rede

garantindo um alto fator de potência. (MARCHESAN, 2007)

A figura 4.4 apresenta a corrente resultante modulada em baixa freqüência.

Figura 4.4: Corrente no indutor operando em modo descontínuo Fonte: (POMÍLIO, 2007a)

Porém, a corrente pulsada em alta freqüência faz dos conversores de PFC um dos

principais causadores da existência de interferência eletromagnética conduzida pela rede.

Atualmente, no Brasil ainda não há uma norma que regulamente a interferência

eletromagnética para equipamentos eletrônicos em geral, porém a adoção de normas

específicas já está em discussão, seguindo-se a princípio à norma CISPR-IEC que

59

regulamenta os limites de interferência e os métodos de medição. A norma CISPR 15 é

específica para equipamentos de iluminação. (POMÍLIO, 2007a)

O principal objetivo ao se estabelecer limites para a interferência eletromagnética

conduzida pela rede elétrica é evitar que haja interferência no funcionamento de outros

equipamentos alimentados pela mesma rede. (POMÍLIO, 2007a)

Entretanto, é possível filtrar as componentes harmônicas de alta freqüência da

corrente de entrada do conversor utilizando um filtro LC, porém muito diferente da solução

passiva. O filtro é projetado para uma freqüência de corte normalmente situada uma década

abaixo da freqüência de operação do conversor DC/DC, desta forma o seu peso e volume são

inferiores aos da solução passiva. A figura 4.5 ilustra a inserção do filtro LfCf antes do circuito

de PFC. (MARCHESAN, 2007)

Figura 4.5: Filtro LC para altas freqüências Fonte: (MARCHESAN, 2007)

Pomílio (2009) apresenta um exemplo de filtragem das componentes harmônicas de

alta freqüência de um conversor elevador, Boost, operando em modo descontínuo. Na

figura 4.6 é possível verificar a corrente no indutor do conversor a qual seria injetada na rede,

entretanto com a adição de um filtro as componentes de alta freqüência são atenuadas,

ocasionando uma forma de onda muito similar a da rede elétrica.

60

Figura 4.6: Corrente no indutor e após a filtragem Fonte: (POMÍLIO, 2007a)

Outros aspectos também contribuem para a produção de interferência

eletromagnética, contudo não serão abordados nesse trabalho, mas podem ser vistos em

(POMÍLIO, 2007a).

Qualquer conversor DC/DC pode ser utilizado para corrigir o fator de potência.

Assim, o conversor mais difundindo na literatura quando se trata de reatores eletrônicos, entre

outras aplicações, é o conversor elevador (Boost).

Algumas vantagens são apontadas, quando comparado aos demais conversores,

sendo elas: (POMÍLIO, 2007a)

- As variações que ocorrem na rede elétrica, “spikes”, podem ser absorvidas pelo

indutor de entrada, desta forma o restante do circuito não é afetado.

- A tensão de saída do conversor é superior ao valor da rede elétrica, isso faz com

que o valor do capacitor de saída seja relativamente menor.

- O controle da forma de onda é mantido por todo valor instantâneo da tensão de

entrada, inclusive o zero.

- Quando opera em modo de condução contínuo, a exigência quanto ao filtro para

interferência eletromagnética conduzida é menor, pois a corrente de entrada não é

interrompida.

61

- O acionamento do interruptor controlado, transistor, é simples, de forma que apenas

um sinal de baixa tensão, referenciado à terra, seja necessário. O transistor fica exposto

somente à tensão de saída do conversor.

4.2 CONVERSOR BOOST PARA CORREÇÃO DO FATOR DE POTÊNCIA

O conversor DC/DC, Boost, é uma das topologias mais citadas na literatura como

opção para a correção de fator de potência ativa em reatores eletrônicos. Nesse circuito, a

tensão de saída será sempre maior ao valor da entrada. A estrutura básica desse conversor está

ilustrada na figura 4.7.

Figura 4.7: Conversor Boost, topologia básica Fonte: (POMÍLIO, 2007a)

Para o entendimento das suas etapas de funcionamento a tensão de entrada será

considerada uma fonte DC.

A primeira etapa de funcionamento é quando o transistor é polarizado e carrega o

indutor L com a energia fornecida pela fonte. O diodo D está bloqueado, pois Vo>E. Nesta

situação o capacitor Co é quem alimenta à carga. (POMÍLIO, 2007a)

A figura 4.8 ilustra a primeira etapa de funcionamento.

62

Figura 4.8: Primeira etapa de funcionamento do conversor Bost Fonte: Elaborado pelo autor com base nos dados fornecidos por (POMÍLIO, 2007a)

A segunda etapa inicia quando o transistor S é desligado, sendo que neste instante o

diodo D é polarizado, vez que o indutor polariza-se reversamente e a sua tensão é somada à

fonte E alimentando o capacitor Co e a carga.

A figura 4.9 ilustra a segunda etapa de funcionamento.

Figura 4.9: Segunda etapa de funcionamento do conversor Boost Fonte: Elaborado pelo autor com base nos dados fornecidos por (POMÍLIO, 2007a)

A corrente de saída io é sempre descontínua, porém, a corrente de entrada i i pode ser

contínua, descontínua ou crítica, dependendo do projeto do conversor. A figura 4.10 mostra as

duas formas de onda básicas, o modo crítico será ilustrado mais adiante. (POMÍLIO, 2007a)

Figura 4.10: Formas de onda de condução típicas do conversor Fonte: (POMÍLIO, 2007a)

63

O conversor Boost, quando utilizado na etapa de correção do fator de potência pode

operar em três modos de condução: (POMÍLIO, 2007a)

- Modo de condução contínua (MCC)

Nessa condição, o indutor sempre possui energia armazenada para o próximo ciclo

de chaveamento, isto é, a corrente nunca chega à zero. Para se obter um elevado FP, o

controle do conversor sincroniza a corrente do indutor com a forma de onda da tensão da rede,

a figura 4.10 mostra a forma de onda da corrente no indutor. A freqüência de chaveamento do

transistor pode ser fixa.

- Modo de condução descontínua (MCD)

Neste modo de condução, em um determinado instante, dentro do período de

chaveamento, a corrente no indutor chega a zero e permanece por um determinado tempo

como foi apresentado na figura 4.10. A corrente do indutor, cuja é a mesma da entrada, é

modulada naturalmente pela freqüência da rede, desta forma se obtém o elevado FP em malha

aberta. Neste método a freqüência de chaveamento do transistor também pode ser fixa, o que

causaria uma pequena distorção na corrente de entrada, pois além da componente fundamental

também haveria a terceira harmônica superposta à fundamental.

- Modo de condução crítica (MCCR)

Esse método apresenta uma diferença quando comparado ao MCD, o tempo tx,

ilustrado na figura 4.10 não existe. Quando a corrente no indutor chega a zero o transistor é

acionado novamente. A figura 4.11 ilustra a forma de onda da corrente do indutor, neste caso

a freqüência de chaveamento do transistor é variável e não haveria distorção na corrente de

entrada do conversor.

Figura 4.11: Boost em MCCR Fonte: (POMÍLIO, 2007a)

64

Como já foi citado anteriormente, o conversor DC/DC necessita de uma tensão

positiva na entrada, assim uma ponte de diodos é necessária para retificar a tensão da rede

elétrica em uma forma de onda pulsada. A estrutura básica do conversor Boost é apresentada

na figura 4.12.

Figura 4.12: Conversor Boost utilizado como PFC Fonte: (POMÍLIO, 2007a)

Todos os métodos citados possuem suas vantagens e desvantagens entre si, porém o

conversor Boost operando em MCD ou MCCR é a solução ativa com a melhor relação custo

benefício quando a potência envolvida é de até 300 W. (DOS SANTOS, 2004)

Atualmente há no mercado diversos modelos de circuitos integrados dedicados para

aplicação dedicada em circuitos de PFC, o que auxilia o desenvolvimento do conversor. Esses

dispositivos, em alguns casos, são específicos para um determinado modo de condução,

tornando o componente mais simples e barato.

A seguir será apresentada a metodologia de projeto dos componentes de potência de

um circuito de PFC utilizando o conversor Boost em MCCR.

4.2.1 Metodologia de projeto dos componentes de potência

A metodologia de projeto do conversor Boost empregada nesta seção irá considerar

somente os principais componentes de potência do conversor de PFC, os demais componentes

não serão abordados, pois fazem parte da etapa de controle do CI e podem variar de acordo

com o fabricante. A figura 4.13 mostra um circuito típico de PFC com o CI dedicado para

operar o conversor Boost em MCCR.

65

Figura 4.13: Circuito de PFC em MCCR com CI FAN7527 Fonte: Application note AN4107 da Fairchild

Os cálculos do indutor, capacitor de saída e o diodo do Boost seguem o application

note AN4107 da Fairchild. (FAIRCHILD, 2009)

1 - Cálculo do indutor L

4 = 56∙789:;< ∙=>∙?>:@A ∙B -=?CDE@F:@A 3/ -=?CDE@F:@A ∙G=>H=?CDE@F:@A IJ Eq. 4.4

2 - Cálculo do Capacitor de saída Co

K* ≥ ?>:@A 3∙M∙7@)∙∆=>:@A Eq. 4.5

3- Cálculo do diodo do Boost, considerando a corrente média

?2OP=Q = (>=> Eq. 4.6

4 – Cálculos do interruptor controlado

O interruptor controlado do conversor é um transistor do tipo MOSFET. Os cálculos

para o dimensionamento do mesmo seguem a metodologia apresentada no o application note

lx1562/1563 da Linfinity. (LINFINITY, 2009)

Cálculo para determinar a máxima tensão reversa sobre o transistor.

=28 ≥ -. 3 ∙ =>:@A Eq. 4.7

A corrente RMS do transistor é calculada da seguinte forma:

?4( = 3 ∙ R 3∙(>5∙=?C DE@F:;< S Eq. 4.8

66

TUV = 1 − XYZ[\ ∙√^_` Eq. 4.9

?ab8 = c. d ∙ ?4( ∙ e2>Cf Eq. 4.10

gh ≡ jkêmnop q orrospçãj pvorríxqy Cálculo da resistência série do transistor

a28 ≤ (2K?ab83 Eq. 4.11

5- Cálculo dos diodos da ponte retificadora.

Metodologia de cálculo conforme (LINFINITY, 2009).

?DE@F = 3∙(>5∙=?C DE@F:;< Eq. 4.12

?2(aP=Q = ?DE@FM Eq. 4.13

67

5 ETAPA DE CONTROLE DE CORRENTE OU POTÊNCIA

Em reatores eletrônicos para lâmpadas HID, onde se utiliza alimentação em baixa

freqüência e onda quadrada, um conversor DC/DC é inserido entre a etapa de PFC e o

inversor para efetuar o controle da corrente ou potência da lâmpada. Os conversores mais

utilizados para tal são, o conversor abaixador, Buck e o conversor Flyback. (MARCHESAN,

2007)

O motivo pelo qual se utiliza um conversor DC/DC intermediário entre o circuito de

PFC e o inversor, está relacionado à característica de fonte de tensão que as lâmpadas HID

apresentam, as quais não podem ser conectadas em paralelo com outra fonte de tensão.

(DALLA COSTA, 2008)

Nesta seção serão apresentados os parâmetros relacionados ao conversor de controle

de corrente, desde as etapas de funcionamento até os parâmetros necessários para o projeto do

conversor.

5.1 ESCOLHA DO CONVERSOR PARA O CONTROLE DA CORRENTE

Nessa etapa pode-se admitir que a entrada conversor de controle da corrente é uma

fonte DC proveniente da saída do circuito de PFC, conforme mostra a figura 5.1.

Figura 5.1:Diagrama de blocos das demais etapas de potência do reator eletrônico

Fonte: (DALLA COSTA, 2008)

68

O conversor de controle de corrente é o responsável por garantir a operação estável

da lâmpada, pois a corrente fornecida pelo mesmo será absorvida pela lâmpada através do

circuito inversor. Muitos são os conversores citados na literatura clássica de eletrônica de

potência, mas alguns critérios na escolha do conversor devem ser considerados, como

simplicidade do circuito e baixo custo.

Neste trabalho será utilizado nessa etapa o conversor abaixador, Buck, como

conversor para o controle da corrente pelos seguintes motivos:

- Necessidade de reduzir a tensão de barramento do circuito de PFC (>400V) para a

etapa do inversor (≈100V);

- Simplicidade do circuito;

- O conversor Buck utiliza apenas duas chaves, um diodo e um transistor, e dois

componentes armazenadores de energia, um capacitor e um indutor. Conversores como Cuk,

Sepic e Zeta também utilizam duas chaves, porém necessitam de dois indutores e dois

capacitores, tornando o circuito mais oneroso e complexo; (MELLO, 2000)

- A tensão de saída do conversor Buck possui a mesma polaridade da tensão de

entrada e a ondulação de tensão e corrente na saída do circuito é baixa, devido ao filtro LC de

saída. O conversor abaixador-elevador, Buck-Boost, também pode rebaixar a tensão de

entrada, porém o mesmo inverte a polaridade da tensão de saída em relação à entrada. A

ondulação de saída é elevada, devido às características de funcionamento do circuito;

(MELLO, 2000)

- O conversor Buck não necessita de um transformador para reduzir a tensão de

entrada, desta forma, a construção do indutor é simples ao contrário de conversores como

Flyback e Forward, cujo funcionamento é caracterizado pela relação do transformador. Com

isso é necessário mais um enrolamento no indutor tornando a construção do elemento

magnético mais complexo. (MELLO, 2000)

Uma revisão mais detalhada sobre o conversor Buck como etapa de controle da

corrente será apresentada a seguir.

69

5.1.1 Princípio de funcionamento do conversor Buck

O conversor abaixador, Buck, é utilizado quando é necessário fornecer uma tensão

de saída inferior à entrada e com a mesma polaridade. (MELLO, 2000)

O circuito do conversor é apresentado na figura 5.2. A fonte de tensão E representa

uma fonte de tensão DC.

Figura 5.2: Circuito equivalente do conversor Buck Fonte: (POMÍLIO, 2008b)

O princípio de operação do conversor Buck em MCC será descrito a seguir.

A primeira etapa de funcionamento é quando o transistor T está em condução, neste

instante a energia da fonte E é transferida para Ro, L e Co. O diodo está reversamente

polarizado e deve suportar a tensão da fonte E. A corrente io cresce até que o transitor T é

desligado. (POMÍLIO, 2008b)

A figura 5.3 mostra o circuito na primeira etapa de funcionamento.

Figura 5.3: Primeira etapa de funcionamento do conversor Buck Fonte: Elaborado pelo autor com base nos dados fornecidos por (POMÍLIO, 2008b)

70

A segunda etapa de funcionamento inicia quanto o transistor T deixa de conduzir,

nesse instante o diodo D passa a conduzir dando início à descarga do indutor L. A energia

armazenada em L é transferida para Ro e ao capacitor Co. Enquanto a corrente instantânea no

indutor for maior ao que a carga necessita, parte dela é transferida para carregar o capacitor

Co. Porém, quando a corrente for menor o capacitor passa a fornecer a diferença para a carga

Ro. (POMÍLIO, 2008b)

A figura 5.4 apresenta a segunda etapa de funcionamento do conversor Buck.

Figura 5.4: Segunda etapa de funcionamento do conversor Buck

Fonte: Elaborado pelo autor com base nos dados fornecidos por (POMÍLIO, 2008b)

O conversor Buck pode operar em MCC e MCD, cujas formas de onda são

apresentadas na figura 5.5.

Figura 5.5: Formas de onda do conversor Buck em MCC e MCD Fonte: (POMÍLIO, 2008b)

71

Alguns parâmetros devem ser avaliados no projeto do conversor para garantir o

funcionamento estável da lâmpada, dessa forma, uma breve revisão referente aos requisitos

necessários serão abordados a seguir.

5.1.1.1 Requisitos necessários para o conversor garantir a estabilidade da lâmpada

O circuito de controle de corrente pode operar em MCD ou MCC, onde a ondulação

na saída do conversor é filtrada por um capacitor ligado em paralelo a saída do conversor. Em

ambos os modos, há componentes em alta freqüência na corrente de saída decorrente da alta

freqüência de chaveamento do conversor DC/DC. Tais componentes podem excitar o

fenômeno da ressonância acústica. (DALLA COSTA, 2008)

Com relação à ondulação de saída, Dalla Costa (2008), afirma que há um consenso

na literatura quanto ao percentual máximo onde não há incidência da ressonância acústica,

sendo que, tal valor não deve ser superior a 5%. A figura 5.6 mostra a forma de onda teórica

aplicada à lâmpada pelo circuito inversor. Vrp% é a ondulação da tensão na saída do conversor

DC/DC.

Figura 5.6: Tensão da lâmpada com ondulação Vrp%

Fonte: (DALLA COSTA, 2008)

Um estudo interessante é apresentado pelo mesmo autor, onde o valor limítrofe de

ondulação, 5% pode ser comprovado com lâmpadas de vapor metálico de 35 W alimentadas

com onda quadrada de baixa freqüência.

72

Dessa forma é importante que o projeto do conversor Buck tenha na saída uma

ondulação na corrente de no máximo 5%.

O segundo ponto a ser abordado está em garantir que o conversor Buck opere como

uma fonte de corrente. Desta forma o capacitor de saída, Co, cuja principal função é filtrar a

ondulação da corrente da lâmpada, deve ser reduzido ao máximo. (DALLA COSTA, 2008)

Nesse contexto, a utilização do conversor Buck em MCC torna-se uma opção segura

para garantir uma baixa ondulação de saída, pois o capacitor da saída do conversor pode ser

menor quando comparado ao que deveria ser utilizado no conversor em MCD.

Na próxima seção será feito o estudo para o projeto do conversor Buck.

5.1.2 Análise estática do conversor de controle de corrente

A análise estática do conversor tem por objetivo estabelecer os componentes

necessários para o mesmo operar em MCC. O circuito envolvido na análise está ilustrado na

figura 5.2 onde Ro pode ser considerada a resistência equivalente da lâmpada HPS.

A relação entre a entrada e a saída do conversor é feita a partir do balanço de energia

do indutor. Tal relação resulta em D. (POMÍLIO, 2008b)

=*Q = 2 = 0*<0+ Eq. 5.1

A seguir deve ser definido o valor da indutância crítica, ou seja, o limite entre o

modo MCC e MCD, desta forma para o conversor operar em MCC o valor da indutância deve

ser superior ao do modo crítico. Para se determinar tal valor, deve-se calcular a indutância

quando a carga for mínima. (POMÍLIO, 2008b)

?*:;< = (*:;<=* Eq. 5.2

4);| = Q∙-2 ∙23∙?*:;< ∙7+~ Eq. 5.3

Logo, para garantir o modo de condução crítico, LMcc deve ser:

4bKK ≫ 4);| Eq. 5.4

73

O fator K do conversor determina se o mesmo opera em MCD, MCCR ou MCC.

Para o conversor Buck operar em MCC, K deve ser maior do que D.

a:;< = (*:;< =*3 Eq. 5.5

b)) = 3∙4bKKa*:;<∙0+ Eq. 5.6

5.1.3 Análise dinâmica do conversor de controle de corrente

A análise dinâmica do conversor é importante para garantir a estabilidade do sistema

conversor-lâmpada. Tal análise tem por objetivo determinar o valor máximo de Co, de forma

que o conversor Buck tenha característica de fonte de corrente. (DALLA COSTA, 2008)

Inicialmente, para analisar a estabilidade do conversor é necessário obter o seu

modelo dinâmico. Para modelar esse comportamento é necessário introduzir perturbações de

pequenos sinais na razão cíclica do conversor, D e na corrente da lâmpada, iL. (DALLA

COSTA, 2008)

O modelo equivalente do conversor Buck como fonte de corrente é apresentado na figura 5.7.

Figura 5.7: Modelo equivalente do conversor Buck Fonte: (DALLA COSTA, 2008)

A equação diferencial que representa o circuito é descrita como:

;+: = =;=4 20+4 Eq. 5.7

;+: = ;K + ;4 Eq. 5.8

74

=;=4 20+4 = K =4| + ;4 Eq. 5.9

=;4;4 20+4 = 4K ;4| + ;4 Eq. 5.10

A partir da equação 5.10 é necessário linearizar o primeiro termo e introduzir

perturbações de pequenos sinais na razão cíclica do conversor, D, e na corrente da lâmpada da

iL. (DALLA COSTA, 2008)

Logo, a equação resultante é:

=;=4 0+4 − 420+4 î4 = 4K î4| + î4 Eq. 5.11

Aplicando a transformada de Laplace na equação 5.11:

r = or [r + 1 + g ] Eq. 5.12

Para auxiliar a análise são atribuídos a α e β os seguintes termos:

= =;=4 0+4 e = 20+4 Eq. 5.13

Logo, a função de transferência da corrente da lâmpada i(s) pela razão cíclica do

conversor, d(s) é:

= h// Eq. 5.14

A impedância incremental da lâmpada de descarga de alta pressão, ZL, é definida

pela seguinte equação: (DALLA COSTA, 2008)

4 = + +/D Eq. 5.15

Substituindo na equação 5.14 se obtém o modelo dinâmico do conversor Buck.

;+ + = +/D K+3//-K +/D Eq. 5.16

Conforme o critério de estabilidade de Routh-Hurwitz, para um sistema ser estável,

todos os coeficientes do denominador da função de transferência devem ser positivos. Com

isso, a partir da equação 5.16 é possível estabelecer o máximo valor de Co, se e somente se:

K < /- Eq. 5.17

Sendo que, o termo s − também deve ser maior do que zero para garantir a

estabilidade e dependerá exclusivamente do projeto do conversor.

75

6 CONVERSOR DC/AC

O inversor é responsável pela transformação de uma corrente DC, fornecida pelo

estágio de controle de corrente, em uma corrente quadrada simétrica a ser aplicada à lâmpada.

Nessa etapa define-se a freqüência fundamental de operação da lâmpada. (MARCHESAN,

2007)

A forma de onda desejada nessa etapa é representada na figura 3.3.

Segundo Marchesan (2007), reatores eletrônicos em baixa freqüência para lâmpadas

HPS normalmente utilizam inversores em ponte completa. Na literatura consultada, os

reatores com três etapas de potência geralmente utilizam tal configuração.

Como já foi citado anteriormente, o inversor é responsável em inverter a polaridade

da corrente fornecida pelo conversor Buck. O inversor de ponte completa utiliza somente as

chaves para fazer a inversão, ao contrário do inversor meia ponte que necessita de dois

capacitores como fontes de tensão para efetuar a mesma inversão.

Portanto, o inversor de ponte completa será empregado no presente trabalho, pois

fornece diretamente a corrente fornecida pelo conversor Buck.

6.1 ETAPAS DE FUNCIONAMENTO DO INVERSOR DE PONTE COMPLETA

Para demonstrar o princípio de funcionamento do inversor, uma fonte de corrente

representa a saída do conversor Buck. A carga será representada pela resistência equivalente

da lâmpada, RLa. A figura 6.1 apresenta o circuito equivalente.

76

Figura 6.1: Circuito inversor ponte completa Fonte: Elaborado pelo autor com base nos dados fornecidos por (MARCHESAN, 2007)

A primeira etapa de funcionamento inicia quando os transistores S1 e S4 fecham.

Neste instante a corrente elétrica passa a circular no sentido apresentado na figura 6.2. Os

transistores são como chaves, quando não estão em condução podem ser representados como

um circuito aberto.

Figura 6.2: Primeira etapa de funcionamento do inversor Fonte: Elaborado pelo autor com base nos dados fornecidos por (MARCHESAN, 2007)

Na segunda etapa de funcionamento, os transistores S2 e S3 fecham, invertendo a

polaridade da tensão na lâmpada, conforme mostra a figura 6.3. Os transistores que não estão

77

conduzindo em cada uma das duas etapas ficam com a tensão reversa igual à saída do

conversor Buck.

Figura 6.3: Segunda etapa de funcionamento do inversor Fonte: Elaborado pelo autor com base nos dados fornecidos por (MARCHESAN, 2007)

A seqüência de chaveamento dos transistores segue a figura 6.4 e a forma de onda

da corrente da lâmpada está na figura 6.5.

Figura 6.4: Seqüência de chaveamento dos transistores Fonte: Elaborado pelo autor

78

Figura 6.5: Forma de onda da corrente na lâmpada Fonte: Elaborado pelo autor com base nos dados fornecidos por (MARCHESAN, 2007)

6.2 EQUACIONAMENTO DO CONVERSOR DC/AC

As formas de onda de saída do inversor são consideradas ideais, ou seja, tensão e

corrente quadradas e simétricas, com isso a potência de saída da lâmpada é constante.

O valor médio de tensão e corrente da figura 6.5 é igual à zero, dessa forma é

necessário obter os valores eficazes dessas grandezas.

O valor eficaz de uma onda periódica corresponde à mesma potência média

fornecida para uma carga resistiva por uma fonte DC, assim obtendo os valores eficazes de

tensão e corrente se obtém a potência. (IRWIN, 2004)

A tensão da lâmpada, VRLA, e a corrente da lâmpada, ILA, são definidos conforme

as equações 6.1 e 6.2. (IRWIN, 2004)

=a4Pab8 = e-0 =3| ∙ |0c Eq. 6.1

?a4Pab8 = e-0 ?3| ∙ |0c Eq. 6.2

79

Onde T é definido como o período de chaveamento, calculado a partir da freqüência

de comutação do inversor:

0 = -7+~ Eq. 6.3

Para uma onda quadrada e simétrica o valor eficaz da corrente ou da tensão é igual

ao valor de pico da mesma.

Logo a potência da lâmpada PL é definida como: (IRWIN, 2004)

(4 = =a4Pab8 ∙ ?a4Pab8 Eq. 6.4

6.3 PROJETO E SIMULAÇÕES DAS ETAPAS DE POTÊNCIA DO REATOR ELETRÔNICO

Nesta seção serão apresentados os cálculos e simulações de cada etapa de potência.

Para tal será considerada à lâmpada HPS de 70 W que será representada no circuito por uma

resistência ideal. Os componentes envolvidos nas simulações serão considerados ideais e os

conversores irão operar em malha aberta.

6.3.1 Simulação do estágio de PFC

Pela ausência de um modelo computacional para o circuito integrado envolvido na

etapa de PFC, será feita a análise com a freqüência de comutação fixa. As etapas de controle

da corrente, inversor e a lâmpada serão substituídas por uma resistência equivalente. O

objetivo da simulação é obter as formas de onda aproximadas aos abordados na literatura.

Os dados do projeto são:

V IN: 220 V VIN (peak): 311 V VIN (min): 200 V VIN peak (min): 283 V

V IN (max): 250 V VIN peak (máx): 354 V VO: 400 V IO (max): 0,2 A

PO: 77 W η: 0,90 fsw (min): 50 kHz fac: 60 Hz ∆VO (max): 30 V

80

Conforme a equação 4.4 o indutor pode ser calculado:

4 = c.c6∙cccc∙6cc∙c,3G -f63/ -f66ccHf6 I = 6c ¡1 Eq. 6.5

O período de condução do transistor é determinado pela equação 4.9. Para a

simulação será considerada à tensão nominal 220 V.

2>C = - − X33c∙√3_6cc = c, 3f Eq. 6.6

O capacitor de saída do conversor é calculado pela equação 4.5.

K* ≥ c.33∙M∙¢c∙fc = - ¡' Eq. 6.7

O circuito utilizado para simulação está ilustrado na figura 6.6. O software utilizado

na simulação foi o PSIM® 6 da Powersim.

Figura 6.6: Circuito para simulação do conversor Boost como PFC Fonte: Elaborado pelo autor com auxílio do software PSIM 6

A figura 6.7 mostra as características de entrada do circuito é possível ver a corrente

em alta freqüência modulada em 60 Hz.

81

Figura 6.7: Corrente de entrada (vermelho) e tensão de entrada (azul) Fonte: Elaborado pelo autor com auxílio do software PSIM 6

A tensão de saída, Vo, simulada está representada na figura 6.8.

Figura 6.8: Tensao de saída Vo Fonte: Elaborado pelo autor com auxílio do software PSIM 6

6.3.2 Circuito de Controle de Corrente

Para a simulação da etapa de controle de corrente a saída do conversor Boost será

considerada uma fonte DC fixa. O circuito Inversor e a lâmpada HPS de 70 W serão

substituídos por uma resistência equivalente.

82

Os dados necessários para o projeto são:

EIN: 400 V IO: 0,98 A PO(min): 70 W fsw: 50 kHz Romin: 73Ω

O valor do indutor para o conversor operar no modo crítico de condução é calculado

pela equação 5.3.

2 = c, ∙df6cc = c, - Eq. 6.8

4);| = 6cc∙-c,- ∙c,- 3∙c, ∙cccc = ¢c3, 6 ¡1 Eq. 6.9

Para o indutor operar em modo contínuo o mesmo deve ser maior do que o cálculo

para o modo crítico, dessa forma atribui-se LBuck = 0,8 mH.

A partir da análise dinâmica do conversor é possível determinar o valor máximo do

capacitor de saída. Porém para calcular os coeficientes k e p é necessário conhecer à

impedância incremental da lâmpada HPS de 70 W.

Dessa forma, utiliza-se a impedância incremental obtida por Marchesan (2007),

conforme é apresentado na 6.10.

4 = d ∙ +f-6-, +/- 6 Eq. 6.10

Sendo que:

= c,- ∙ -ccccc, ∙-cHf = 6, ∙ -cf Eq. 6.11

K < 6,∙-cHf∙d/-d∙f-6-, = , ¢d ¡' Eq. 6.12

O termo s − também é positivo, desta forma é possível afirmar que o sistema

é estável.

- 6 − 6, ∙ -cf ∙ d ∙ f-6-, > 0 Eq. 6.13

O circuito utilizado na simulação está ilustrado na figura 6.9

83

Figura 6.9: Circuito de controle de corrente simulado Fonte: Elaborado pelo autor com auxílio do software PSIM 6

A forma de onda da potência sobre a lâmpada, representada por uma resistência

equivalente está representada na figura 6.10. A figura 6.11 ilustra a corrente da lâmpada em

regime permanente e na figura 6.12 é possível constatar uma ondulação inferior a 5% na

corrente em regime permanente.

Figura 6.10: Potência na lâmpada simulada Fonte: Elaborado pelo autor com auxílio do software PSIM 6

84

Figura 6.11: Forma de onda da corrente em regime permanente Fonte: Elaborado pelo autor com auxílio do software PSIM 6

Figura 6.12: Ondulação na forma de onda da corrente da lâmpada Fonte: Elaborado pelo autor com auxílio do software PSIM

A figura 6.13 mostra a corrente resultante no indutor Lbuck operando em MCC.

85

Figura 6.13: Corrente no indutor Lbuck

Fonte: Elaborado pelo autor com auxílio do software PSIM 6

6.3.3 Simulação de um circuito inversor de ponte completa ideal

Para exemplificar o funcionamento de um inversor de ponte completa ideal, os

transistores podem ser considerados como simples chaves controladas e a fonte de corrente

representa a saída do conversor Buck.

(4 = c, 3 ∙ df ≅ dc 9 Eq. 6.14

A figura 6.14 apresenta o circuito simulado, onde os transistores foram substituídos

por chaves ideais. As chaves são acionadas por uma fonte simétrica na freqüência de 200 Hz.

86

Figura 6.14: Circuito utilizado na simulação do IPC Fonte: Elaborado pelo autor com auxílio do software PSIM 6

A figura 6.15 mostra as formas de onda resultantes da tensão, corrente e potência da

lâmpada, sendo que tais características são desejadas durante a operação em regime

permanente da mesma.

Figura 6.15: Formas de onda resultantes da simulação Fonte: Elaborado pelo autor com auxílio do software PSIM 6

A estrutura completa das etapas de potência do reator eletrônico pode ser vista na

figura 6.16. Sendo essa a topologia que será desenvolvida no próximo capítulo.

87

Figura 6.16: Circuito completo do reator eletrônico Fonte: Elaborado pelo autor com auxílio do software PSIM 6

88

7 IMPLEMENTAÇÃO DOS CIRCUITOS

Neste capítulo serão apresentadas às implementações das três etapas desenvolvidas

nos capítulos anteriores. A metodologia de projeto é apresentada seguindo o estudo realizado

para cada conversor. Também são demonstrados os circuitos, componentes utilizados e os

resultados experimentais.

7.1 CIRCUITO DE CORREÇÃO DO FATOR DE POTÊNCIA PFC

Dados de entrada do projeto do conversor Boost:

V IN: 220 V VIN (min): 198 V VIN (max): 242 V

VO: 400 V IO: 0,2 A PO: 77 W

η: 0,93 fsw (min): 35 kHz fac: 60 Hz

∆VO (max): 30 V ∆VOvp: 40 V

Inicialmente, são calculados os diodos da ponte retificadora a qual é conectada antes

do conversor de PFC. Desta forma, todos os circuitos são substituídos por uma carga resistiva

equivalente.

Figura 7.1: Circuito equivalente

Fonte: Elaborado pelo autor

89

Conforme as equações 4.12 e 4.13 calculam-se a corrente de pico e a corrente média

que circula pelos diodos.

?DE@F = 3∙ddc,f∙- ∙√3 = c, ¢P Eq.7.1

Logo, a corrente média que circula pelos diodos é:

?2(aP=Q = c,¢M = c, -P Eq.7.2

A máxima tensão reversa que os diodos são submetidos pode ser definida por:

=aab = 363 ∙ √3 = f6f = Eq.7.3

Por sua vez, são utilizados 4 diodos 1N4007 na ponte retificadora.

7.1.1 Circuito integrado FAN7527B

Para auxiliar no controle do circuito de PFC é utilizado o circuito integrado dedicado

da Fairchild FAN7527B, cuja aplicação é muito difundida em reatores eletrônicos devido a

sua simplicidade e baixo custo. A figura 7.2 ilustra o CI. A funcionalidade dos pinos não será

abordada no presente trabalho, mas podem ser consultadas em (FAIRCHILD, 2009a)

Figura 7.2: CI FAN 7527B da Fairchild Fonte: (FAIRCHILD, 2009a)

90

7.1.2 Cálculo e desenvolvimento do indutor Boost

O valor da indutância necessária é calculado de acordo com a equação 4.4.

4- = c,f6∙fccc∙6cc∙c,3 G -f633/ -f636ccHf63 I = -, 6c :1 Eq.7.4

Inicialmente é necessário dimensionar o núcleo magnético, desta forma, utiliza-se o

método baseado nas perdas do cobre, denominado como Kg. A equação 7.5 apresenta a o

método de cálculo. (LINFINITY, 2009)

¦ = §()¨ ∙ ©4∙?4D3O ª3

Eq.7.5

A máxima dissipação é sugerida pelo application note da (LINFINITY, 2009) em 2%

da potência de saída, desta forma é adotado tal valor para o cálculo.

¦ = -,d36∙-cH -,6 ∙ «-,6c∙-cHf∙-,363

c,f ¬3 = c, cc ): Eq. 7.6

O núcleo a ser utilizado deve ter o Kg maior do que o valor acima calculado. A

equação 7.7 apresenta o método de cálculo para obter o coeficiente do núcleo. (LINFINITY,

2009)

¦<¨) = P~∙PE3~ ∙ F Eq. 7.7

A figura 7.3 ilustra os coeficientes Ae e Aw que são considerados na construção do

indutor.

Figura 7.3: Ae e Aw do núcleo de ferrite Fonte: (BARBI, 2009)

91

Desta forma, é escolhido o núcleo de ferrite da marca Thornton, referência NEE –

25/10/6, cuja dimensional é apresentado na figura 7.4.

Figura 7.4: Dimensões do núcleo de ferrite Fonte: Catálogo comercial (THORNTON, 2008)

Com as dimensões acima se obtém o valor do Kg do núcleo. O fator lw é estimado a

partir das dimensões do carretel utilizado.

¦<¨) = Gc, ∙c,f-3¢ I ∙ c, 6 = c, cc d): Eq. 7.8

Após a escolha do núcleo, utiliza-se o fator de indutância para determinar o número

de espiras do indutor, que é definido pela equação 7.9. (THORNTON, 2008)

C- = e 4P4 Eq. 7.9

O núcleo escolhido possui um AL de 110 nH, conforme o catálogo comercial do

fabricante.

Logo, o número de espiras é calculado:

C- = e-,6c∙-cHf--c∙-cH = --f E+D;@+ Eq. 7.10

O circuito integrado utilizado no projeto do circuito de PFC necessita de um circuito

auxiliar para detectar o momento em que a corrente no indutor chega a zero e fornecer

alimentação para o mesmo. Portanto, é utilizado um enrolamento auxiliar no indutor do

Boost. O número de espiras necessário para o enrolamento é definido segundo (FAIRCHILD,

2009a).

C@¨A = =))∙C-=*3∙√3M ∙=;<:áA Eq. 7.11

92

A partir da equação 7.11 se obtém o número de espiras do enrolamento auxiliar.

C@¨A = 3c∙--f6cc3∙√3M ∙363 = -3 E+D;@+ Eq. 7.12

O dimensionamento dos condutores deve considerar a corrente eficaz que circula

pelo indutor. Também é considerado o efeito pelicular, denominado efeito Skin. (BARBI,

2009)

A máxima penetração, ∆ é definida pela equação 7.13. (BARBI, 2009)

∆ = d..7+~ Eq. 7.13

Sendo assim, ∆ é calculado:

∆ = d.√fccc = c, 6:: Eq. 7.14

A corrente eficaz máxima que circula no indutor ocorre quando a tensão da rede

elétrica é mínima, desta maneira é calculada da seguinte forma:

?4-@¯¦ = (*=;<:;< Eq. 7.15

Logo, a corrente eficaz que circula pelo indutor é definida:

?4-@¯¦ = dd- = c, f P Eq. 7.16

A densidade de corrente utilizada no projeto é de 450 A/cm2, desta forma a seção do

condutor é:

87;*° c,fP6c P):3 °c,ccc d ):3 Eq. 7.17

Sendo assim, são utilizados 3 condutores de 32 AWG de cobre.

Tabela 7.1: Características do Indutor do Boost

INDUTOR DO CIRCUITO DE PFC

Núcleo Utilizado NEE–25/10/06 - THORNTON

Número de espiras do primário 113 espiras

Número de espiras do secundário 12 espiras

Fio 3 x 32 AWG de cobre

Fonte: Elaborado pelo Autor

93

7.1.3 Cálculo dos componentes de potência

A partir da equação 4.5 é calculado o capacitor de saída, C1, que é definido a partir

dos valores inicias do projeto.

K- ≥ c,33∙M∙¢c∙fc = -d, ¢ ¡' Eq. 7.18

É utilizado um capacitor eletrolítico de com valor comercial de 22 µF x 450V.

De acordo com a equação 4.6 determina-se a corrente média que circula pelo diodo

do Boost, D5. Além da corrente média, deve-se levar em consideração a tensão reversa que o

mesmo deve suportar, cujo valor é igual à Vo.

?2@¯¦ = dd6cc = c, - P Eq. 7.19

Para tal, é escolhido o diodo da On-Semi, cujas características elétricas são

apresentadas na tabela 7.2.

Tabela 7.2: Características elétricas do diodo D5

DIODO DO DO CONVERSOR BOOST

Referência MUR160

Tipo de recuperação Ultrafast

Máxima tensão reversa (VBK) 600 V

Máxima corrente média (IF(avg)) 1A

Fonte: (ONSEMI, 2009)

A chave controlada utilizada no projeto é um transistor do tipo MOSFET.

Inicialmente é calculada pela equação 4.7 a máxima tensão reversa que o mesmo deve

suportar.

=28 = -, 3 ∙ 6cc = cc = Eq. 7.20

Também é determinada à corrente RMS que circula pelo transistor. Pata tal, utiliza-

se as equações 4.8, 4.9 e 4.10. A partir disso se obtém:

± = 2 ∙ G ^∙³³´,µ¶∙µ·∙√^I = 1,23 ¸ Eq. 7.21

94

TUV = 1 − Xµ·∙√^_¹´´ = 0,3 Eq. 7.22

±º» = 0.7 ∙ 1,23 ∙ e´,¶¶ = 0,27 ¸ Eq. 7.23

Assim, é utilizado o transistor da Fairchild apresentado na tabela 7.3.

Tabela 7.3: Características elétricas do transistor T1

TRANSISTOR DO CONVERSOS BOOST

Referência FQP5N50C

Máxima tensão entre Dreno e Surce (VDSS) 500 V

Máxima corrente do dreno (ID) 5 A@ 25 ºC

Resistência de estado ligado (RDS(ON)) 1,4 Ω

Máxima tensão entre Gate e Surce (VGS) +/- 30 V

Fonte: (FAIRCHILD, 2009b)

7.1.4 Cálculo dos componentes de controle

O dimensionamento dos componentes de controle é feito segundo a o application

note da Fairchild, AN 4107. Alguns componentes são utilizados como sugestão do fabricante

dispensando os cálculos.

Os resistores R1 e R2 formam um divisor de tensão que é conectado ao pino 3, sendo

que a máxima tensão nesse pino deve ser de 3,8 V.

Logo, determina-se a R1 o valor de 1MΩ e R2 é calculado da seguinte forma:

a3 < =D;<f∙a-X=;<:@A∙√3_=D;<f Eq. 7.24

Substituindo os valores se obtém R2.

a3 < f, ∙-cFX363∙√3_f, = -- F§ Eq. 7.25

É utilizado um resistor de 10 kΩ para R2.

95

Em série com o gate do transistor é utilizado um resistor para limitar a corrente, desta

forma calcula-se R3 pela equação 7.26.

af ≥ =D;<d?¦@|E Eq. 7.26

af > -¢ =c, P = f3 § Eq. 7.27

Os resistores R4 e R5 são utilizados para formar um divisor de tensão no barramento

para ser conectado ao pino 1, sendo que o valor de referência é 2,5 V. Os resistores são

calculados conforme as equações 7.28 e 7.29. (FAIRCHILD, 2009a)

a6 = ∆=*¯D6c¡P Eq. 7.28

a6 = 6c =6c¡P = -b § Eq. 7.29

a = 3, =∙a6=*3, = Eq. 7.30

a = 3, ∙-∙-c¢6cc3, = ¢, f F§ Eq. 7.31

7.1.5 Implementação do circuito

Segue abaixo a figura 7.5 que ilustra o esquemático do circuito e a figura 7.6 que

apresenta o protótipo implementado em uma placa padrão.

96

Figura 7.5: Esquemático do circuito implementado Fonte: Elaborado pelo autor com auxílio do software Multsim

Figura 7.6: Circuito implementado na placa padrão Fonte: Elaborado pelo autor

7.1.6 Resultados experimentais

O circuito apresentado na figura 7.6 é submetido em alguns ensaios com o objetivo

de validar o projeto. Para tal é conectado na saída do circuito duas lâmpadas incandescentes

em série cuja potência equivalente é de aproximadamente 80 W. A figura 7.7 apresenta o

circuito conectado nas duas lâmpadas incandescentes.

Figura 7 Fonte: Elaborado pelo autor

Com a carga conectada ao conversor, é medida a tensão no barramento de saída

conforme mostra a figura 7

Figura Fonte: Elaborado

7.7: Estrutura utilizada nos ensaios Fonte: Elaborado pelo autor

Com a carga conectada ao conversor, é medida a tensão no barramento de saída

7.8 e também a ondulação de Vo conforme a figura

Figura 7.8: Tensão no barramento de saída (Vo) Fonte: Elaborado pelo autor

97

Com a carga conectada ao conversor, é medida a tensão no barramento de saída,

figura 7.9.

Figura Fonte: Elaborado pelo autor

Outras duas medições são feitas no

corrente que circula pelo indutor

transistor T1. A figura 7.10

figura 7.11 ilustra a corrente


Figura 7.9: Ondulação na tensão de saída (∆Vo) Fonte: Elaborado pelo autor

Outras duas medições são feitas no circuito, a primeira consiste em visualizar a

corrente que circula pelo indutor L1, e a segunda é a verificação da corrente que circula pelo

10 mostra a corrente em modo de condução crítico no i

ilustra a corrente no transistor.

Figura 7.10: Corrente em modo crítico no indutor Fonte: Elaborado pelo autor

98

circuito, a primeira consiste em visualizar a

e a segunda é a verificação da corrente que circula pelo

mostra a corrente em modo de condução crítico no indutor e a


Também é realizado um ensaio para determinar as principais características elétr

do circuito. As medições são

tensão de entrada do conversor a fim de avaliar o comportamento da saída e rendimento d

mesmo. A tabela 7.4 ilustra os valores obtidos no ensaio.

distintos da tensão da rede o barramento de saída permanece constante.

Tabela

Tensão da rede [V]

Corrente de entrada [A]

Potência de entrada [W]

Fator de potência

Tensão de saída [V]

Corrente de saída [A]

Potência de saída [W]

Rendimento [%]


A seguir é apresentado o desenvol

conversor de controle de corrente.

Figura 7.11: Corrente no transistor T1 Fonte: Elaborado pelo autor

lizado um ensaio para determinar as principais características elétr

são realizadas sob tensão nominal e nos limites

do conversor a fim de avaliar o comportamento da saída e rendimento d

ilustra os valores obtidos no ensaio. É possível comprovar que em níveis

ão da rede o barramento de saída permanece constante.

Tabela 7.4: Ensaio elétrico do conversor de PFC

ENSAIO ELÉTRICO

Tensão da rede [V] 198,0 220,0 242,0

Corrente de entrada [A] 0,448 0,404 0,367

Potência de entrada [W] 88,9 88,4 87,9

Fator de potência 0,993 0,994 0,982

Tensão de saída [V] 401,3 400,8 401,0

Corrente de saída [A] 0,207 0,206 0,207

Potência de saída [W] 83,2 83,04 83,1

Rendimento [%] 93,6 93,9 94,5


A seguir é apresentado o desenvolvimento e os resultados experimentais do

conversor de controle de corrente.

99

lizado um ensaio para determinar as principais características elétricas

nos limites inferior e superior da

do conversor a fim de avaliar o comportamento da saída e rendimento do

É possível comprovar que em níveis

vimento e os resultados experimentais do

100

7.2 CIRCUITO DE CONTROLE DE CORRENTE

O conversor Buck é responsável em fornecer a corrente nominal à carga. Para o

desenvolvimento dessa etapa, o conversor de correção do fator de potência será substituído

por uma fonte ideal de 400 Vdc e a lâmpada por uma resistência equivalente.

Dados de entrada do conversor Buck:

V IN: 400 V IO: 0,98 A Vo: 72V

PO(min): 70 W fsw: 50 kHz Ro:74Ω

7.2.1 Cálculo de desenvolvimento do indutor do Buck

A partir dos dados de entrada com o cálculo da razão cíclica do conversor é possível

calcular o valor da indutância para o conversor trabalhar no modo de condução crítico. Com

as equações 5.1 e 5.3 é possível obter tais parâmetros.

d36cc = c, - Eq. 7.32

43);| = 6cc∙-c,- ∙c,- 3∙c, ∙cccc = ¢cf ¡1 Eq. 7.33

Para indutor operar em modo de condução contínuo, o valor da indutância deve ser

superior ao modo de condução crítica. Desta forma, utiliza-se um indutor com 1,0 mH.

O dimensionamento do núcleo de ferrite que será utilizado no transformador é

utilizado o método AeAw, o qual consiste no produto da área de seção transversal do núcleo

pela área da janela. A figura 7.3 ilustra essas áreas.

A metodologia de cálculo é apresentada por Barbi (2009).

¸q ∙ ¸½ = ∙¾¿À∙ÁÂ¿ÃÄÅ[ÃÆ∙Ç[ÃÆ∙ÈÉ ∙ 10¹ Eq. 7.34

Dessa maneira, para calcular a corrente de pico do indutor, é necessário calcular a

ondulação da corrente do mesmo. A figura 7.12 ilustra a forma de onda da corrente no

indutor.

101

Figura 7.12: Forma de onda da corrente no indutor Fonte: (POMÍLIO, 2008b)

Segundo Pomílio (2008b), ∆I pode ser calculado da seguinte forma:

∆? = =;<∙2∙ -7+~∙-2 4 Eq. 7.35

?D;)* = ∆?3 + ?* Eq. 7.36

Logo:

?D;)* = ÊË 6cc∙c,- ∙ -cccc∙-Hc,- -∙-cHf3 Ì + c, Í = -, d P Eq. 7.37

PE ∙ P~ = -∙-cHf∙-,d∙c, cc,f∙fcc∙c, ∙ -c6 = c, f6 ):6 Eq. 7.38

A partir disso, é utilizado o núcleo de ferrite da Thornton NEE – 28/10/11, cujas

dimensões estão apresentadas na figura 7.13.

Figura 7.13: Dimensões do núcleo de ferrite

Fonte: (THORNTON, 2008)

102

O produto das áreas do núcleo escolhido é calculado a seguir.

PE ∙ P~<¨) = c, ∙ c, ¢ = c, ):6 Eq. 7.39

A partir da equação 7.9 é calculado o número de espiras para se obter a indutância

desejada. Segundo o fabricante o AL é de 200 nH. Por sua vez, o número de espiras é

definido.

C- = e -∙-cHf3cc∙-cH = dc E+D;@+ Eq. 7.40

Os condutores são dimensionados levando em consideração o efeito skin conforme a

equação 7.13.

∆ = d.√cccc = c, ff:: Eq. 7.41

A densidade de corrente utilizada para o projeto do núcleo é de 300 A/cm2 e a

corrente média que circula pelo indutor é a corrente nominal da lâmpada, ou seja, 0,980 A.

87;*° c, c Pfcc P):3 ° c,ccf3d ):3 Eq. 7.42

Levando em consideração o máximo raio do condutor e a área necessária é utilizado

3 condutores de 28 AWG de cobre. A tabela 7.5 ilustra as especificações do projeto do

indutor.

Tabela 7.5: Especificação do indutor do conversor Buck

INDUTOR DO CIRCUITO DE CONTROLE DE CORRENTE

Núcleo Utilizado NEE–28/10/11 – THORNTON

Número de espiras 70 espiras

Fio 3 x 28 AWG de cobre


103

7.2.2 Cálculo dos componentes de potência

No instante em que o transistor está conduzindo o diodo fica polarizado

inversamente e fica exposto a toda a tensão de entrada. Desta forma, a primeira característica

necessária é a máxima tensão reversa que o mesmo deve suportar, neste caso é estabelecido

que o mesmo tenha um coeficiente de segurança mínimo de 20 %.

A corrente média que circula pelo diodo é definido pelas equações 7.43. (AHMED,

2000)

?2 @¯¦ = 0>''∙?>0 Eq. 7.43

0>'' = -7+~ ∙ - − 2 Eq. 7.44

Assim, a corrente média é calculada.

0>'' = -cccc ∙ - − c, - = -¢, 6 ¡+ Eq. 7.45

?2 @¯¦ = -¢,6∙-cH¢∙c, c-cccc = c, cf P Eq. 7.46

O diodo deve ser do tipo ultra-rápido (ultrafast), ou seja, o tempo de recuperação

reversa, (trr), é muito menor quando comparada com diodos convencionais. (AHMED, 2000)

É utilizado o diodo da ST Microeletronics cujas principais características estão

apresentadas na tabela 7.6.

Tabela 7.6: Características do diodo do conversor Buck

DIODO DO CONVERSOR BUCK

Referência STTH306

Tipo de recuperação Ultrafast

Máxima tensão reversa (VBK) 600 V

Máxima corrente média (IF(avg)) 3A

Fonte: (ST, 2009)

A chave controlada atua no circuito transferindo a energia da fonte para a carga.

Quando o diodo entra em condução o transistor encontra-se bloqueado e a tensão reversa em

104

seus terminais é igual a do barramento, sendo essa a primeira especificação do componente.

Igualmente ao diodo utiliza-se um coeficiente de segurança de 20 %. (LINFINITY, 2009)

A corrente média a qual circula pelo transistor é definida facilmente pela razão entre

a potência de saída pela tensão de entrada.

?03 = dc6cc = c, - P Eq. 7.47

As principais características do transistor utilizado no projeto estão descritos na

tabela 7.7.

Tabela 7.7: Características do transistor do conversor Buck

TRANSISTOR DO CONVERSOR BUCK

Referência IRF840

Máxima tensão entre Dreno e Surce (VDSS) 500 V

Máxima corrente do dreno (ID) 8 A@ 25 ºC

Resistência de estado ligado (RDS(ON)) 0,850 Ω

Máxima tensão entre Gate e Surce (VGS) +/- 20 V

Fonte: (RECTIFIER I. , 2002b)

O cálculo do capacitor de saída é definido segundo o estudo da estabilidade do

conversor apresentado no capítulo 5. Através das equações 5.13 e 5.17 é estabelecido o valor

do capacitor.

= c,- ∙ -cccc-∙-cHf = f, ¢ ∙ -cf Eq. 7.48

K¢ < f,¢∙-cHf∙d/-d∙f-6-, = , 6c ¡' Eq. 7.49

É utilizado um capacitor eletrolítico de 4,7 µF.

O termo s − também é positivo, desta forma é possível afirmar que o sistema

é estável.

- 6 − f, ¢ ∙ -cf ∙ d ∙ f-6-, > 0 Eq. 7.50

A etapa de controle do conversor será apresentada a seguir.

105

7.2.3 Circuito de controle do conversor Buck

O circuito de controle tem a função de monitorar a tensão e a corrente de saída e a

partir disso coordenar o chaveamento do transistor do conversor. Para tal, é utilizado um

circuito integrado de controle de PWM dedicado para fontes chaveadas da Texas Instruments,

UC 3842. A figura 7.14 ilustra a pinagem do circuito integrado utilizado.

Figura 7.14: Circuito Integrado UC3842

Fonte: (Texas, 2007)

Entretanto, no conversor Buck o transistor possui o dreno (drain) conectado no

barramento de entrada e a fonte (source) conectada diretamente ao catodo do diodo e ao

indutor. Tal configuração faz que o transistor não tenha nenhuma referência com o terra do

circuito, com isso a saída do controlador PWM não pode ser ligada diretamente ao gate do

transistor.

Desta forma, é necessária a utilização de um circuito auxiliar que faça um “terra

virtual” garantindo assim que o sinal do controlador de PWM seja enviado a gate do

transistor de forma adequada. Tal componente pode ser definido como MGD (Mosfet Gate

Driver).

O presente projeto utiliza um circuito integrado dedicado da International Rectifier

IRS2117. A figura 7.15 ilustra a pinagem do circuito integrado IRS2117 e a figura 7.16 a

apresenta a aplicação típica do componente.

106

Figura 7.15: Circuito Integrado IRS2117

Fonte: (RECTIFIER I. , 2001d)

Figura 7.16: Aplicação típica do Circuito IRS2117

Fonte: (RECTIFIER I. , 2001d)

O esquemático do circuito está ilustrado na figura 7.17. Os cálculos dos componentes

de controle serão apresentados a seguir, sendo que alguns itens são utilizados conforme

sugestão do fabricante.

Figura 7.17: Esquemático do circuito implementado Fonte: Elaborado pelo autor com auxílio do software Multsim

107

O controlador de PWM estabelece a freqüência de chaveamento a partir de um sinal

dente de serra oriundo do resistor R12 e do capacitor C8 conectados aos pinos 4 e 8. A

equação 8.50 estabelece o cálculo para se obter a freqüência desejada. (Texas, 2007)

7+~ = -,d3K ∙a-3 Eq. 7.51

Logo, para se obter 50 kHz é utilizado em C8 um resistor de 8.2 kΩ e um capacitor

de 4.4 nF.

Os resistores R13 e R14 formam um divisor de tensão de forma que se obtenha uma

referência de 2,5 V quando a tensão do barramento de saída esteja com a tensão Vo. A partir

dessa referência de tensão o controlador ajusta a razão cíclica do conversor. Logo para R14 é

atribuído 10 kΩ e R13 é calculado a partir da equação 7.52 e 7.53.

a-f = a-6∙=* a-6∙3, = 3, = Eq. 7.52

a-f = -cF∙d3 -cF∙3, = 3, = = 3d F§ Eq. 7.53

Entretanto, R14 é formado por dois resistores em série, um de 220 kΩ e outro de 68

kΩ.

O sensor de corrente é calculado segundo a equação 7.54. (Texas, 2007)

a-c < - =?+:áA Eq. 7.54

Sendo que Ismáx é igual à corrente de pico que circula no circuito no instante em que

o transistor T2 está conduzindo. Assim, R10 é calculado a seguir.

a-c < - =-,d P = c, ¢f Ω Eq. 7.55

Desta forma, é R10 é definido como 0,25 Ω, em conjunto com um filtro formado por

R15 e C9, conforme sugestão do fabricante.

O capacitor C12 é utilizado como filtro na alimentação do circuito integrado e os

componentes C10, C11 e R16 são utilizados na compensação e também seguem o modelo

sugerido pelo fabricante, sendo que os mesmos foram ajustados a partir dos resultados

experimentais.

Por ser um circuito muito simples, o MGD da International Rectifier necessita de

poucos componentes para o seu funcionamento. Basicamente é necessário dimensionar

108

adequadamente o capacitor C7 e o diodo D9. O capacitor C13 é utilizado somente como filtro

na alimentação do circuito integrado.

Duas especificações são exigidas para o dimensionamento do diodo D9.

(RECTIFIER I. , 2007a).

- Quando o transistor T2 estiver em condução o diodo fica inversamente polarizado,

desta forma, o mesmo é submetido a toda tensão do barramento, ou seja, 400 V.

- O diodo deve bloquear quando T2 estiver conduzindo e conduzir para carregar C7

quando T2 estiver bloqueado, desta forma o mesmo deve ser rápido para acompanhar essas

transições.

Levando-se em consideração essas características, é utilizado um diodo do tipo

MUR160 da ONSEMI cujas especificações podem ser consultadas na tabela 7.2.

O cálculo do capacitor é feito segundo algumas especificações, conforme a equação

7.56. (RECTIFIER I. , 2007a)

Kd ≥ 3∙«3∙Î¦/?ÏÐ+7+~ /Î+/?)Ð+E@F 7+~ ¬=))=7=:;<=+ Eq. 7.56

A partir das especificações técnicas do diodo, transistor e do MGD C7 é calculado

conforme a equação 7.57 Icbs pode ser desprezada por ser muito pequeno quando comparado

aos demais valores. (RECTIFIER I. , 2007a)

O termo Vls também não é utilizado, pois o mesmo é utilizado em circuitos de ponte

completa ou meia ponte.

Kd ≥ 3∙©3∙¢f∙-cH/36c∙-cH¢cccc /∙-cH/cª-c,d6c = - <' Eq. 7.57

Como sugestão do fabricante o valor calculado deve se multiplicado por 10 ou 15,

logo o valor utilizado para C7 é de 180 nF. Tal capacitor fornece a corrente necessária para o

transistor T2 conduzir.

109


Os resultados experimentais do conversor Buck são apresentados nesta seção. Para

simular o barramento de entrada de 400 Vdc foi desenvolvida uma fonte a partir de uma ponte

retificadora e uma série de capacitores eletrolíticos. Uma Segunda fonte foi utilizada para

alimentar os circuitos de controle do circuito e a carga de 70 W foi obtida a partir de uma

resistência de potência.

A figura 7.18 mostra a o conversor com a resistência e a fonte que simula a saída do

conversor de PFC.

Figura 7.18: Estrutura de ensaio do conversor Fonte: Elaborado pelo autor

A figura 7.19 mostra o circuito implementado na placa padrão. O cabo azul

conectado ao anodo do diodo separa o fluxo de corrente da parte de potência dos dispositivos

de controle, tal modificação contribuiu para a redução dos ruídos no circuito de controle.

110

Figura 7.19: Circuito implementado Fonte: Elaborado pelo autor

A resistência utilizada nos ensaios é do tipo variável e foi ajustada para o valor de 74

Ω. A figura 7.20 mostra à carga utilizada nos ensaios.

Figura 7.20: Resistência equivalente utilizada no ensaio Fonte: Elaborado pelo autor

A figura 7.21 mostra as formas de onda da tensão de entrada e saída do conversor,

sendo que em verde é o barramento de 400 Vdc e em roxo a tensão de saída do conversor

Buck. A figura 7.22 mostra as formas de onda da tensão de entrada, saída e o sinal enviado ao

MGD pelo circuito de controle do PWM.



A figura 7.23 ilustra a ondulação na tensão de saída do conversor.


Figura 7.21: Tensão de entrada e de saída Fonte: Elaborado pelo autor

Figura 7.22: Tensão de entrada, saída e controle Fonte: Elaborado pelo autor

ilustra a ondulação na tensão de saída do conversor.

Figura 7.23: Ondulação na tensão de saída Fonte: Elaborado pelo autor

111

ilustra a ondulação na tensão de saída do conversor.

112

O ensaio elétrico foi realizado para medir o rendimento do conversor, sendo que o

mesmo apresentou um rendimento de 88,4 %, conforme está descrito na tabela 7.8.

Tabela 7.8: Ensaio do conversor Buck

ENSAIO ELÉTRICO

Tensão de entrada [V] 400,0

Corrente de entrada [A] 0,201

Potência de entrada [W] 79,6

Tensão de saída [V] 74,1

Corrente de saída [A] 0,950

Potência de saída [W] 70,4

Rendimento [%] 88,4


Nesta etapa foram apresentados os dimensionamentos dos componentes e os ensaios

do conversor de controle de corrente. Na próxima seção será desenvolvido projeto referente

ao circuito inversor em ponte completa.

7.3 CIRCUITO INVERSOR DC/AC

O objetivo do circuito em ponte completa é transformar a corrente contínua fornecida

pelo conversor Buck em corrente alternada do tipo quadrada em baixa freqüência, conforme

foi apresentado no capítulo 7.

Para o desenvolvimento desta etapa é utilizado o circuito integrado da International

Rectifier IRS2453D, cuja finalidade é controlar o chaveamento dos 4 transistores da ponte na

freqüência de 200 Hz. A figura 7.24 mostra a configuração do circuito integrado.

113

Figura 7.24:Aplicação típica do circuito integrado IRS2453D Fonte: (RECTIFIER I. , 2009c)

Nesta etapa serão dispensados os cálculos dos componentes de potência, pois à

corrente que circula pelas chaves é idêntica a corrente nominal da carga, ou seja, 0,980 A e a

tensão reversa que as mesmas são submetidas é inferior a 100 V.

Neste contexto, são utilizados 4 transistores mosfet IRF 840 da International

Rectifier, cujas especificações foram apresentadas na seção anterior.

Inicialmente, o projeto contemplou a utilização de transistores do tipo IGBT,

entretanto, para essa aplicação o circuito é mais eficiente com transistores do tipo mosfet pela

baixa resistência série quando comparado a queda de tensão típica de um transistor IGBT

quando o mesmo está conduzindo.

O circuito integrado utilizado para o controle das chaves necessita de poucos

componentes para o seu funcionamento, sendo que para definir a freqüência de chaveamento

são utilizados um resistor e um capacitor ligados aos pinos 3 e 4, cujos componentes são

definidos de acordo com a figura 7.25. Logo é atribuído a C4 10 nF e a R31 300 kΩ.

114

Figura 7.25: Ábaco para definir a freqüência de chaveamento do inversor Fonte: (RECTIFIER I. , 2009c)

Para a alimentação do circuito integrado é utilizado um regulador de tensão LM7812,

com o objetivo de regular a tensão do mesmo quando for realizada a interligação das etapas.

Tal dispositivo é necessário devido a tensão de alimentação do conversor Buck que é de 16 V.

Os transistores da parte inferior da ponte são conectados diretamente a saída do

circuito de controle, pois os mesmos possuem a fonte (source) ligados ao terra do circuito.

Porém, os dois transistores da parte superior necessitam de um “terra virtual” por não

possuírem tal referência, desta forma são necessários dois capacitores externos para

auxiliarem no chaveamento.

O procedimento de cálculo é idêntico ao apresentado na equação 7.56, porém é

adicionada a queda de tensão aproximada do transistor da parte inferior da ponte que é cerca

de 1 V. Desta forma, C14 e C15 são calculados pela equação 7.58.

K ≥ 3∙©3∙¢f∙-cH/-cc∙-cH¢3cc /∙-cH/cª-c,d6- = c, -f¡' Eq. 7.58

Logo, são utilizados dois capacitores de 1,5 µF, pois o valor calculado é multiplicado

por 10.

O circuito implementado nessa etapa é apresentado na figura 7.26.

115

Figura 7.26: Esquemático do circuito implementado Fonte: Fonte: Elaborado pelo autor com auxílio do software Multsim


Os resultados do inversor de ponte completa são apresentados nesta seção.

Novamente é utilizada uma fonte DC com 74 V para simular o barramento de saída do

conversor Buck e a resistência equivalente no lugar da lâmpada. A figura 7.27 mostra a

estrutura do ensaio do conversor em ponte completa e a figura 7.28 apresenta o circuito

eletrônico implementado na placa padrão.

Figura 7.27: Estrutura de ensaio do inversor Fonte: Elaborado pelo autor

Figura 7.28: Circuito imple Fonte:Elaborado pelo autor

A as formas de onda da tensão e corrente estão ilustradas na


As ondulações na tensão de saída são causadas pel

conforme mostra a figura 7

Estrutura de ensaio do inversor Fonte: Elaborado pelo autor

Circuito implementado Fonte:Elaborado pelo autor

A as formas de onda da tensão e corrente estão ilustradas na figura

Figura 7.29: Forma de onda da tensão e corrente Fonte: Elaborado pelo autor

As ondulações na tensão de saída são causadas pelo ripple da fonte de entrada,

7.30.

116

figura 7.29.

o ripple da fonte de entrada,

Figura de entrada Fonte: Elaborad

A figura 7.31 mostra, em vermelho, a potência constante resultante das formas de

onda da tensão e corrente na carga.


Os sinais de controle dos transistores gerados pelo circuito integrado IRS2453D

estão apresentados na figura

permanecem bloqueados.

A tabela 7.9 apresenta os valores do ensaio elétrico do inversor

Figura 7.30: Ondulação causada pelo barramento de entrada Fonte: Elaborado pelo autor

mostra, em vermelho, a potência constante resultante das formas de

onda da tensão e corrente na carga.

Figura 7.31: Potência constante na carga Fonte: Elaborado pelo autor


figura 7.32. Enquanto dois transistores de ponte conduzem, dois

apresenta os valores do ensaio elétrico do inversor

117

mostra, em vermelho, a potência constante resultante das formas de


. Enquanto dois transistores de ponte conduzem, dois

apresenta os valores do ensaio elétrico do inversor DC/AC.


Na próxima seção serão interligadas todas as etapas

sistema completo.

7.4 INTERLIGAÇÃO DAS ETA

Nesta etapa todos os conversores são interligados para avaliar as

saída e desempenho do conjunto.

controle e a lâmpada novamente é substituída por uma resistência equivalente.

Figura 7.32: Sinais de controle dos transistores Fonte: Elaborado pelo autor

Tabela 7.9: Ensaio elétrico do inversor

ENSAIO ELÉTRICO

Tensão de entrada [V] 76,0

Corrente de entrada [A] 1,090

Potência de entrada [W] 72,9

Tensão de saída [V] 74,8

Corrente de saída [A] 0,954

Potência de saída [W] 71,2

Rendimento [%] 97,7

Fonte: Elaborado pelo Autor

Na próxima seção serão interligadas todas as etapas a fim de avaliar

INTERLIGAÇÃO DAS ETAPAS

Nesta etapa todos os conversores são interligados para avaliar as

saída e desempenho do conjunto. É utilizado uma fonte auxiliar para alimentar os circuitos de


118

avaliar o rendimento do

Nesta etapa todos os conversores são interligados para avaliar as formas de onda da

para alimentar os circuitos de


119

O rendimento do sistema é avaliado quando a rede está na tensão nominal, nos

limites, inferior e superior de 10 %. A figura 7.33 mostra o ensaio com as três etapas

interligadas e figura 7.34 apresenta os três conversores interligados.

Figura 7.33: Experimento completo Fonte: Elaborado pelo autor

Figura 7.34: Conversores interligados Fonte: Elaborado pelo autor


A partir da estrutura é realizado o ensaio elétrico, que consiste nas formas de onda da

tensão e corrente na carga equivalente, conforme mostra a figura 7.35 e o levantamento de

120

potência de todas as características elétricas do conjunto formado pelas três etapas de

potência.

Figura 7.35: Tensão e corrente na carga equivalente

Fonte:Elaborado pelo autor

Tabela 7.10: Ensaio elétrico do conjunto completo

ENSAIO ELÉTRICO

Tensão da rede [V] 198,0 220,0 242,0

Corrente de entrada [A] 0,423 0,384 0,348

Potência de entrada [W] 84,1 83,3 83,5

Fator de potência 0,996 0,986 0,993

Tensão de saída [V] 72,7 72,7 72,7

Corrente de saída [A] 0,960 0,962 0,962

Potência de saída [W] 69,4 69,7 69,6

Rendimento [%] 82,6 83,7 83,4


121

CONCLUSÃO

Ao término desse trabalho conclui-se que os objetivos estabelecidos foram obtidos e

a estrutura de potência do reator eletrônico foi apresentada e desenvolvida.

A partir da revisão bibliográfica foram apresentados os conceitos básicos sobre

iluminação, tipos de lâmpada e princípios de funcionamento de cada sistema. Nesse contexto,

destacam-se as lâmpadas de descarga de alta pressão, cujo funcionamento é dependente de um

elemento que controle a sua potência.

Os reatores eletromagnéticos ainda são quase unânimes no controle da potência de

lâmpadas HID, pois como operam na freqüência da rede elétrica não excitam fenômeno da

ressonância acústica, sendo esse o principal impedimento no desenvolvimento da tecnologia

eletrônica.

O estudo da ressonância acústica contribuiu na escolha da alimentação da lâmpada,

sendo a forma de onda quadrada simétrica de baixa freqüência a topologia mais confiável

apresentada na literatura para a alimentação da mesma sem que ocorram instabilidades no

arco.

As estratégias para alimentar a lâmpada em alta freqüência, são atrativas, porém não

garantem a ausência da ressonância acústica por toda a vida útil da lâmpada, sendo que a

mesma pode variar de lâmpada para lâmpada devido às suas características construtivas.

O reator eletrônico de três estágios de potência é uma topologia bastante difundida

entre os autores consultados, dessa forma foi escolhida para fornecer a forma de onda de

corrente e tensão quadrada simétrica em baixa freqüência para a lâmpada, com isso se obtém

uma potência praticamente constante, o que contribui para a não ocorrência da ressonância

acústica.

As normas brasileiras vigentes obrigam o reator proposto a ter um elevado fator de

potência, com isso uma das etapas é dedicada exclusivamente para a etapa de PFC, sendo que,

com a utilização de um circuito integrado dedicado, é possível ter variações na tensão da rede

elétrica sem haver alterações da potência de lâmpada.

A análise da estabilidade da lâmpada também foi abordada e pode ser considerada a

mais importante no projeto do reator. O modelo dinâmico do conversor de controle da

122

corrente auxiliou o dimensionamento do capacitor de saída do mesmo, sendo esse responsável

pela filtragem das componentes de alta freqüência presentes na corrente fornecida para a

lâmpada. Tal estudo garante que o mesmo tenha característica de fonte de corrente, ao

contrário da lâmpada que possui característica de fonte de tensão.

Após o desenvolvimento de cada etapa, foi possível observar o funcionamento dos

conversores separadamente, substituindo parte dos circuitos e a lâmpada por uma carga

resistiva equivalente. Isso permitiu que ambos fossem avaliados eletricamente sem que as

etapas posteriores estivessem implementadas fisicamente. Desta forma, os problemas

puderam ser avaliados e corrigidos sem colocar em risco a integridade dos outros circuitos.

O circuito para correção do fator de potência apresentou os resultados esperados e

manteve o barramento de saída constante e o elevado fator de potência nos três níveis de

tensão. Entretanto, para atenuar as componentes de alta freqüência e evitar problemas de

interferência eletromagnética conduzida, um filtro deve ser colocado na entrada do circuito.

O conversor de controle de corrente fez a ligação entre circuito de PFC e o inversor

fornecendo a carga à potência necessária. O capacitor calculado a partir da análise de

estabilidade garantiu que a ondulação na carga equivalente fosse inferior a 5 %, quando

desconsiderado os ruídos do chaveamento do conversor.

O circuito inversor apresentou um desenvolvimento muito simples, pois o circuito de

controle necessita de poucos componentes.

Ao interligar todas as etapas foi possível obter na saída dos conversores as formas de

onda da tensão e corrente desejadas, obtendo assim potência constante na resistência

equivalente. Entretanto, o rendimento do circuito foi inferior ao esperado em função das

perdas geradas no circuito do conversor Buck. Desta forma, uma análise mais detalhada neste

conversor deve ser realizada futuramente de maneira a reduzir as perdas e melhorar o

rendimento deste circuito.

Para tornar esse projeto acadêmico em um produto, o desenvolvimento de mais

algumas etapas são necessárias, sendo as principais o circuito do ignitor, assim como controle

e proteções. Entre essas etapas, destaca-se o controle da potência da lâmpada, cujo objetivo é

fornecer a potência nominal por toda a sua vida. Para tal, é necessário incluir um circuito de

controle capaz de monitorar a potência e alterar a razão cíclica do conversor de controle de

corrente quando necessário.

123

Também é necessário o desenvolvimento de uma fonte de alimentação para os

circuitos integrados e o projeto do filtro de entrada, responsável por atenuar as componentes

de alta freqüência da corrente de entrada, reduzindo assim a interferência eletromagnética

conduzida pela rede elétrica.

Este trabalho foi apresentado e publicado no XVII encontro de jovens pesquisadores

da Universidade de Caxias do Sul e no XIX seminário de iniciação científica da Universidade

do Estado de Santa Catarina ambos no ano de 2009.

124

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Cesar Augusto Furlanetto - Trabalho de Conclusao de Curso - Eng.eletrica

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