Desenvolvimento de um Filtro Ativo Paralelo Monofásico...

Raul Fernando Silva Almeida

Desenvolvimento de um Filtro Ativo ParaleloMonofásico Compacto e Didático UtilizandoMOSFETs

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Universidade do MinhoEscola de Engenharia

outubro de 2013

Tese de MestradoCiclo de Estudos Integrados Conducentes ao Grau deMestre em Engenharia Eletrónica Industrial e Computadores

Trabalho efetuado sob a orientação doProfessor Doutor João Luiz Afonso

Raul Fernando Silva Almeida

Desenvolvimento de um Filtro Ativo ParaleloMonofásico Compacto e Didático UtilizandoMOSFETs

Universidade do MinhoEscola de Engenharia

À minha mãe e irmã.

Desenvolvimento de um Filtro Ativo Paralelo Monofásico Compacto e Didático Utilizando MOSFETs v Raul Fernando Silva Almeida – MIEEIC – Universidade do Minho

Agradecimentos

Este trabalho só foi possível graças à preciosa colaboração de algumas pessoas, às

quais transmito os mais sinceros agradecimentos:

Ao meu orientador Doutor João Luiz Afonso, pelo empenho, dedicação e

interesse demostrado ao longo da execução deste trabalho, bem como pelas sugestões e

críticas apresentadas durante a orientação.

Aos meus colegas e amigos, bolseiros de investigação Gabriel Pinto, Vítor

Monteiro, Henrique Gonçalves, Delfim Pedrosa, Bruno Exposto, Rui Moreira e Rui

Araújo, pelo incondicional espírito de equipa e entreajuda, bem como pelo excelente

ambiente vivido no laboratório.

Um especial e marcante agradecimento à minha mãe Maria Lúcia e irmã Susana

Patrícia, pelo incondicional apoio e sacrifícios realizados para que eu pudesse completar

esta importante etapa.

À Susana por me ter acompanhado em todos os momentos ao longo do

desenvolvimento deste trabalho, pela amizade e carinho sempre demostrados.

A todos os alunos que realizaram a dissertação de mestrado no Laboratório de

Eletrónica de Potência, pelo apoio constante e bom ambiente de trabalho proporcionado.

Desenvolvimento de um Filtro Ativo Paralelo Monofásico Compacto e Didático Utilizando MOSFETs vii Raul Fernando Silva Almeida – MIEEIC – Universidade do Minho

Resumo

A crescente modernização dos setores económicos e sociais, a par do aumento da

qualidade de vida das pessoas, deve-se em larga escala à crescente utilização de

equipamentos eletrónicos, capazes de realizar as mais variadas e complexas tarefas.

Estes equipamentos absorvem correntes distorcidas, provocando efeitos prejudiciais à

qualidade da energia no sistema elétrico, manifestando-se numa sequela de

consequências, como aumento das perdas em diferentes dispositivos ou mesmo o mau

funcionamento de determinados equipamentos. No sector industrial podem causar uma

diminuição da eficiência na produção, e consequentemente reverter em perdas

económicas elevadas.

No seguimento dos trabalhos de investigação na área da Qualidade de Energia

Elétrica desenvolvidos pelo Grupo de Eletrónica de Potência e Energia (GEPE) da

Universidade do Minho, esta dissertação descreve o desenvolvimento de um Filtro

Ativo Paralelo monofásico, utilizado para mitigar harmónicas na corrente e o baixo

fator de potência. Pretende-se que o equipamento desenvolvido seja o mais eficiente e

compacto possível, sendo a utilização de MOSFETs no inversor de potência um dos

pontos fulcrais para conquistar esse objetivo. Através da utilização de frequências de

comutação elevadas é conseguida a diminuição dos componentes constituintes do

mesmo, tornando-o mais compacto e leve. Um dos desígnios deste equipamento é a sua

utilização em demostrações públicas da tecnologia, para tal foi desenvolvida uma

interface gráfica com o utilizador, onde é possível visualizar formas de onda do sistema,

bem como outras variáveis importantes para o entendimento do funcionamento do

equipamento e da tecnologia envolvida.

Ao longo deste documento é realizado um levantamento dos vários componentes

constituintes do Filtro Ativo Paralelo, por forma a perceber o seu funcionamento, bem

como as diversas topologias de hardware e teorias de controlo exequíveis de

implementar. De forma a avaliar o funcionamento do Filtro Ativo Paralelo monofásico,

são realizadas simulações computacionais, analisando a sua operação para diferentes

condições de carga. Por fim, é apresentada toda a implementação prática deste

equipamento, terminando com os resultados experimentais.

Palavras-Chave: Qualidade da Energia Elétrica, Filtro Ativo Paralelo Monofásico,

Inversor a MOSFETs, Compensação de Harmónicas, Interface Gráfica com o

Utilizador.

Desenvolvimento de um Filtro Ativo Paralelo Monofásico Compacto e Didático Utilizando MOSFETs ix Raul Fernando Silva Almeida – MIEEIC – Universidade do Minho

Abstract

The growing modernization of economic and social sectors, along with the

increase of quality of life, is due in large measure to the growing use of electronics

equipment, capable of performing the most varied and complex tasks. These devices

absorb distorted currents, causing pernicious effects to the power quality of the

electrical system, manifesting itself in several consequences, such as, increased losses

on different devices, or even malfunctioning of some equipment. In the industrial sector

it may cause a decrease in production efficiency, and consequently revert to high

economic losses.

Following the research in the area of Power Quality developed by the Group of

Energy and Power Electronics (GEPE), of the University of Minho, this dissertation

describes the development of a single-phase Shunt Active Power Filter, used to mitigate

current harmonics and low power factor. The main goal is that the developed equipment

is as efficient and compact as possible, and for that, the use of MOSFETs in the power

inverter is of crucial importance in order to achieve this purpose. Through the use of

high switching frequencies is achieved a reduction in the size of the components,

making it more compact and lightweight. One of the purposes of this equipment is its

use in public technology demonstrations, and in this way, an graphical user interface

was developed, where is possible to view the waveforms of the system, as well as other

important variables, in order to understand the operation of the equipment and the

technology involved.

Throughout this document the various constituent components of the Shunt Active

Power Filter are presented, in order to understand its operation, as well as the various

hardware topologies and control theories feasible to be implemented. In order to

evaluate the performance of the single-phase Shunt Active Power Filter, computational

simulations are performed, and its operation is analyzed for different load conditions.

Finally, every practical implementation of this equipment is presented, and this

dissertation ends with the experimental results.

Keywords: Power Quality, Single-Phase Shunt Active Power Filter, MOSFETs

Inverter, Harmonics Compensation, Graphical User Interface.

Desenvolvimento de um Filtro Ativo Paralelo Monofásico Compacto e Didático Utilizando MOSFETs xi Raul Fernando Silva Almeida – MIEEIC – Universidade do Minho

Índice Agradecimentos .................................................................................................................................... v

Resumo ............................................................................................................................................... vii

Abstract ............................................................................................................................................... ix

Lista de Figuras ................................................................................................................................. xiii

Lista de Tabelas ................................................................................................................................ xix

Lista de Siglas e Acrónimos .............................................................................................................. xxi

CAPÍTULO 1 Introdução .................................................................................................................... 1

1.1. Qualidade da Energia Elétrica ................................................................................................. 1

1.2. Definição e Origem das Harmónicas ....................................................................................... 2

1.3. Efeitos das Harmónicas ........................................................................................................... 4

1.4. Cargas em Sistemas Monofásicos ............................................................................................ 7

1.5. Motivações ........................................................................................................................... 12

1.6. Objetivos e Contribuições ..................................................................................................... 13

1.7. Organização e Estrutura da Dissertação ................................................................................. 14

CAPÍTULO 2 Filtro Ativo Paralelo Monofásico ............................................................................... 15

2.1. Introdução ............................................................................................................................ 15

2.2. Filtros Ativos de Potência ..................................................................................................... 15

2.3. Princípio de Funcionamento do Filtro Ativo Paralelo Monofásico .......................................... 16

2.4. Topologias de Inversores de Potência .................................................................................... 17

2.4.1. Inversor Fonte de Tensão em Meia Ponte ..................................................................................... 18 2.4.2. Inversor Fonte de Tensão em Ponte Completa .............................................................................. 20 2.4.3. Inversores Fonte de Tensão Multinível ......................................................................................... 22

2.5. Modulação PWM Sinusoidal para Inversores Monofásicos .................................................... 28

2.6. Estratégias de Controlo para Inversores Fonte de Tensão com Controlo de Corrente .............. 30

2.6.1. Comparador com Histerese .......................................................................................................... 30 2.6.2. Periodic Sampling ....................................................................................................................... 31 2.6.3. Controlo PI com Modulação PWM Sinusoidal .............................................................................. 33 2.6.4. Controlo Preditivo com Modulação PWM Sinusoidal ................................................................... 34

2.7. Teorias de Controlo para Filtros Ativos Paralelos .................................................................. 37

2.7.1. Método de Fryze-Buchholz-Depenbrock (FBD) ............................................................................ 37 2.7.2. Teoria p-q ................................................................................................................................... 38 2.7.3. Método de Cálculo Através da Tensão do Barramento CC ............................................................ 40 2.7.4. Método de Cálculo Utilizando a Transformada de Fourrier........................................................... 40

2.8. Conclusão ............................................................................................................................. 42

CAPÍTULO 3 Simulações do Filtro Ativo Paralelo Monofásico ....................................................... 43

3.1. Introdução ............................................................................................................................ 43

3.2. Modelo de Simulação do Filtro Ativo Paralelo Monofásico ................................................... 43

3.3. Sistema de Controlo .............................................................................................................. 44

3.3.1. Phase Locked Loop...................................................................................................................... 46 3.3.2. Teoria de Controlo ....................................................................................................................... 48 3.3.3. Técnicas de Comutação ............................................................................................................... 50

3.4. Filtro Passivo RLC de Saída .................................................................................................. 51

3.5. Compensação do Dead-Time nas Comutações ....................................................................... 52

3.6. Regulação do Barramento CC ............................................................................................... 54

Índice

xii Desenvolvimento de um Filtro Ativo Paralelo Monofásico Compacto e Didático Utilizando MOSFETs

Raul Fernando Silva Almeida – MIEEIC – Universidade do Minho

3.7. Resultados de Simulação Obtidos.......................................................................................... 56

3.7.1. Retificador com Carga RC ........................................................................................................... 56 3.7.2. Retificador com Carga RL ........................................................................................................... 60 3.7.3. Retificador com Carga RC e Indutância Série Baixa ..................................................................... 62 3.7.4. Carga RL .................................................................................................................................... 64 3.7.5. Operação do FAP com Alteração de Cargas ................................................................................. 66

3.8. Conclusão............................................................................................................................. 70

CAPÍTULO 4 Implementação do Filtro Ativo Paralelo Monofásico ................................................ 71

4.1. Introdução ............................................................................................................................ 71

4.2. Andar de Potência................................................................................................................. 72

4.2.1. Inversor em Ponte Completa ........................................................................................................ 72 4.2.2. Bobina de Acoplamento à Rede Elétrica ....................................................................................... 75 4.2.3. Placa de Interface do FAP com o Sistema Monofásico .................................................................. 76

4.3. Sistema de Controlo .............................................................................................................. 77

4.3.1. Sensor de Corrente ...................................................................................................................... 78 4.3.2. Sensor de Tensão ......................................................................................................................... 79 4.3.3. Sensor de Temperatura ................................................................................................................ 80 4.3.4. Placa de Condicionamento de Sinal, Proteção e Comando ............................................................. 80 4.3.5. Placa de Drive e Sensores de Tensão ............................................................................................ 81 4.3.6. Ligação dos Vários Circuitos ....................................................................................................... 83 4.3.7. Microprocessador DSP ................................................................................................................ 83 4.3.8. Controlo Digital .......................................................................................................................... 85

4.4. Desenvolvimento da Interface com o Utilizador .................................................................... 88

4.4.1. Implementação da Interface Gráfica ............................................................................................. 88 4.4.2. Comunicação entre o DSP e a Interface Gráfica ............................................................................ 91

4.5. Conclusão............................................................................................................................. 93

CAPÍTULO 5 Resultados Experimentais do Filtro Ativo Paralelo .................................................. 95

5.1. Introdução ............................................................................................................................ 95

5.2. Resultados Obtidos do Filtro Ativo Paralelo .......................................................................... 96

5.2.1. Regulação do Barramento CC ...................................................................................................... 97 5.2.2. Retificador com Carga RC ........................................................................................................... 97 5.2.3. Retificador com Carga RL ......................................................................................................... 100 5.2.4. Carga RL .................................................................................................................................. 102 5.2.5. Retificador com Carga RC e Indutância Série Baixa ................................................................... 104 5.2.6. Operação do Filtro Ativo Paralelo com Alteração de Cargas ....................................................... 106 5.2.7. Rendimento do FAP .................................................................................................................. 107

5.3. Resultados Obtidos da Interface Gráfica com o Utilizador .................................................... 108

5.4. Conclusão............................................................................................................................ 111

CAPÍTULO 6 Conclusão .................................................................................................................. 113

6.1. Conclusões .......................................................................................................................... 113

6.2. Sugestões de Trabalho Futuro .............................................................................................. 116

Referências ........................................................................................................................................ 119

Apêndice I ......................................................................................................................................... 123

Apêndice II ........................................................................................................................................ 125

Desenvolvimento de um Filtro Ativo Paralelo Monofásico Compacto e Didático Utilizando MOSFETs xiii Raul Fernando Silva Almeida – MIEEIC – Universidade do Minho

Lista de Figuras

Figura 1.1 – Sinal com distorcido e respetivos sinais sinusoidais que o compõem. ................................... 2

Figura 1.2 – Espetro harmónico do sinal original mostrado na Figura 1.1. ............................................... 2

Figura 1.3 – Distorção harmónica da tensão na carga devido às harmónicas da corrente........................... 3

Figura 1.4 – Esquema elétrico do circuito LC paralelo. ........................................................................... 4

Figura 1.5 – Lâmpada incandescente: (a) Forma de onda da tensão e corrente; (b) Espetro

harmónico da corrente. ................................................................................................................... 8

Figura 1.6 – Lâmpada fluorescente compacta: (a) Forma de onda da tensão e corrente; (b) Espetro


Figura 1.7 – Televisão com tecnologia LCD: (a) Forma de onda da tensão e corrente; (b) Espetro


Figura 1.8 – Aspirador no modo máximo de aspiração: (a) Formas de onda da tensão e corrente;

(b) Espetro harmónico da corrente. ................................................................................................. 9

Figura 1.9 – Aspirador no modo mínimo de aspiração: (a) Formas de onda da tensão e corrente;

(b) Espetro harmónico da corrente. ................................................................................................. 9

Figura 1.10 – Secador de cabelo no modo mínimo de funcionamento: (a) Formas de onda da tensão e corrente; (b) Espetro harmónico da corrente. .................................................................... 10

Figura 1.11 – Micro-ondas: (a) Formas de onda da tensão e corrente; (b) Espetro harmónico da

corrente. ....................................................................................................................................... 10

Figura 1.12 – Frigorífico antigo: (a) Formas de onda da tensão e corrente; (b) Espetro harmónico

da corrente. .................................................................................................................................. 11

Figura 1.13 – Frigorífico moderno: (a) Formas de onda da tensão e corrente; (b) Espetro

harmónico da corrente. ................................................................................................................. 11

Figura 1.14 – Computador portátil: (a) Formas de onda da tensão e corrente; (b) Espetro


Figura 1.15 – Impressora: (a) Formas de onda da tensão e corrente; (b) Espetro harmónico da

corrente. ....................................................................................................................................... 12

Figura 1.16 – Máquina de Oxigénio: (a) Formas de onda da tensão e corrente; (b) Espetro


Figura 2.1 – Diagrama de blocos simplificado da ligação de um FAP monofásico à rede elétrica. .......... 16

Figura 2.2 – Diagrama de blocos simplificado da ligação de um FAS monofásico à rede elétrica. .......... 16

Figura 2.3 – Diagrama de blocos com os principais constituintes de um FAP monofásico. ..................... 17

Figura 2.4 – Esquema elétrico do inversor do tipo VSI em meia ponte utilizando MOSFETs. ................ 18

Figura 2.5 – Estado 1 de funcionamento do inversor em meia ponte: (a) iout > 0, barramento CC a

fornecer energia; (b) iout < 0, barramento CC a receber energia. ..................................................... 19

Figura 2.6 – Estado 2 de funcionamento do inversor em meia ponte: (a) iout > 0, barramento CC a

fornecer energia; (b) iout < 0, barramento CC a receber energia. ..................................................... 20

Figura 2.7 – Esquema elétrico do inversor tipo VSI em ponte completa. ................................................ 20

Figura 2.8 – Estado 1 de funcionamento do inversor em ponte completa: (a) iout > 0, barramento CC a fornecer energia; (b) iout < 0, barramento CC a receber energia.............................................. 21

Figura 2.9 – Estado 2 de funcionamento do inversor em ponte completa: (a) iout > 0, barramento

CC a receber energia; (b) iout < 0, barramento CC a fornecer energia.............................................. 21

Figura 2.10 – Estado 3 de funcionamento do inversor em meia ponte: (a) iout > 0; (b) iout < 0. ................ 22

Figura 2.11 – Estado 4 de funcionamento do inversor em meia ponte: (a) iout > 0; (b) iout < 0. ................ 22

Figura 2.12 – Sinal de saída de um inversor: (a) 2 níveis; (b) 3 níveis; (c) 5 níveis; (d) 9 níveis. ............ 23

Lista de Figuras

xiv Desenvolvimento de um Filtro Ativo Paralelo Monofásico Compacto e Didático Utilizando MOSFETs


Figura 2.13 – Inversor do tipo Diode Clamped de 3 níveis. ................................................................... 23

Figura 2.14 – Estados de funcionamento do inversor do tipo Diode Clamped: (a) Vout = +Vcc/2 e iout

> 0, barramento CC a fornecer energia; (b) Vout = -Vcc/2 e iout < 0, barramento CC a fornecer

energia; (c) Vout = 0 V. .................................................................................................................. 24

Figura 2.15 – Inversor do tipo Capacitor Clamped de 3 níveis. ............................................................. 25

Figura 2.16 – Estados 3 e 4 de funcionamento do inversor Capacitor Clamped: (a) iout > 0; (b) iout

< 0. .............................................................................................................................................. 26

Figura 2.17 – Inversor do tipo Cascade Multicell de 5 níveis. ............................................................... 27

Figura 2.18 – Tensão de saída do comparador utilizando a modelação PWM......................................... 28

Figura 2.19 – Princípio de funcionamento do inversor com modulação PWM bipolar. ........................... 29

Figura 2.20 – Princípio de funcionamento do inversor com modulação PWM unipolar. ......................... 29

Figura 2.21 – Diagrama de blocos do controlo por comparador com histerese. ...................................... 30

Figura 2.22 – Corrente na saída do inversor com controlo com comparador com histerese. .................... 31

Figura 2.23 – Diagrama de blocos do controlo periodic sampling.......................................................... 32

Figura 2.24 – Corrente na saída do inversor com controlo periodic sampling, frequência

máxima de 20 kHz. ...................................................................................................................... 32


máxima de 100 kHz...................................................................................................................... 32

Figura 2.26 – Diagrama de blocos do controlo PI com modulação PWM bipolar. .................................. 33

Figura 2.27 – Corrente de referência e corrente de saída de um inversor controlado por corrente,

utilizando o controlo PI: (a) Vista geral das correntes; (b) Vista pormenorizada da resposta da corrente de saída a uma variação brusca na corrente de referência. ................................................ 34

Figura 2.28 – Esquema elétrico do inversor em ponte completa ligado à rede elétrica. ........................... 34


utilizando o controlo preditivo: (a) Vista geral das correntes; (b) Vista pormenorizada da

resposta da corrente de saída a uma variação brusca na corrente de referência. .............................. 36

Figura 2.30 – Circuito equivalente da carga utilizando a teoria FBD. .................................................... 37

Figura 2.31 – Fluxo de potência num sistema elétrico monofásico com carga não linear a ser

compensada pelo FAP. ................................................................................................................. 39

Figura 2.32 – Diagrama de blocos do controlo pela tensão do barramento CC. ...................................... 40

Figura 3.1 – Modelo de simulação do FAP monofásico no software PSIM. ........................................... 44

Figura 3.2 – Bloco de simulação em linguagem C e respetivo ambiente de programação. ...................... 45

Figura 3.3 – Sinal de comando dos MOSFETs com atualização no incremento e decremento da

portadora triangular. ..................................................................................................................... 45

Figura 3.4 – Diagrama de blocos da PLL com ajuste de fase e amplitude. ............................................. 46

Figura 3.5 – Sinal de entrada (tensão da rede no laboratório de eletrónica de potência) e

correspondente sinal de saída da PLL: (a) Vista do ajuste da fase e amplitude do sinal de

saída da PLL; (b) Vista pormenorizada do sinal de entrada e saída da PLL. ................................... 47

Figura 3.6 – Resposta da PLL a uma variação de amplitude do sinal de entrada. .................................... 47

Figura 3.7 – Diagrama de blocos da implementação do controlo FBD. .................................................. 48

Figura 3.8 – Teste ao funcionamento da teoria de controlo FBD: (a) Tensão da rede e corrente

absorvida por uma carga não linear; (b) Corrente de compensação calculada pelo método

FBD. ............................................................................................................................................ 49

Figura 3.9 – Corrente teórica na fonte em virtude da corrente de compensação calculada. ..................... 49

Figura 3.10 – Diagrama de blocos do controlo PI com modelação PWM unipolar. ................................ 50

Figura 3.11 – Diagrama de blocos do controlo preditivo com modelação PWM unipolar. ...................... 50

Figura 3.12 – Esquema elétrico do filtro passa-baixo RLC. ................................................................... 51

Lista de Figuras

Desenvolvimento de um Filtro Ativo Paralelo Monofásico Compacto e Didático Utilizando MOSFETs xv Raul Fernando Silva Almeida – MIEEIC – Universidade do Minho

Figura 3.13 – Resposta em frequência e diagrama de fase do filtro passa-baixo. .................................... 52

Figura 3.14 – Sinais de gate dos MOSFETs de um braço do inversor em ponte completa, e

respetiva tensão de saída com efeito do dead-time. ........................................................................ 52

Figura 3.15 – Corrente sinusoidal injetada na rede com controlo preditivo: (a) Sem compensação

do efeito do dead-time; (b) Com compensação do efeito do dead-time. .......................................... 53

Figura 3.16 – Fases da regulação da tensão nos condensadores do barramento CC do inversor. ............. 54

Figura 3.17 – Corrente no FAP e tensão da rede nos três estágios da regulação do barramento CC:

(a) Na pré-carga dos condensadores; (b) No by-pass do relé, ligado diretamente à rede; (c) A

regular a tensão nos condensadores. .............................................................................................. 55

Figura 3.18 – Esquema elétrico do sistema simulado no PSIM. ............................................................. 56

Figura 3.19 – Esquema elétrico da carga utilizada na simulação (retificador em carga RC). ................... 57

Figura 3.20 – Formas de onda da corrente e tensão na fonte do sistema monofásico (retificador

com carga RC): (a) FAP desligado; (b) FAP ligado com controlo preditivo. .................................. 57

Figura 3.21 – Formas de onda no sistema monofásico (retificador com carga RC), quando é ligado

o FAP: (a) Tensão e corrente na fonte; (b) Correntes de referência e de compensação, com

controlo preditivo. ........................................................................................................................ 58

Figura 3.22 – Tensão no condensador do barramento CC do inversor do FAP. ...................................... 58

Figura 3.23 – Espetro harmónico da corrente na fonte do sistema (retificador com carga RC): (a)

FAP desligado, THD = 37,9%; (b) FAP ligado com controlo preditivo, THD = 0,69%.................. 59

Figura 3.24 – Forma de onda da corrente e tensão na fonte do sistema monofásico (retificador

com carga RC), com o FAP ligado utilizando o controlo PI. .......................................................... 59

Figura 3.25 – Esquema elétrico da carga utilizada na simulação (retificador em carga RL). ................... 60

Figura 3.26 – Formas de onda da corrente e tensão na fonte do sistema monofásico (retificador

com carga RL): (a) FAP desligado; (b) FAP ligado com controlo preditivo. ................................... 60

Figura 3.27 – Formas de onda no sistema (retificador com carga RL), quando é ligado o FAP: (a)

Tensão e corrente na fonte; (b) Correntes de referência e de compensação, com controlo

preditivo. ...................................................................................................................................... 61

Figura 3.28 – Espetro harmónico da corrente na fonte do sistema (retificador com carga RL): (a)

FAP desligado, THD = 39,8%; (b) FAP ligado com controlo preditivo, THD = 0,98%................... 61

Figura 3.29 – Forma de onda da corrente e tensão na fonte do sistema monofásico (retificador

com carga RL), com o FAP ligado utilizando o controlo PI. .......................................................... 62

Figura 3.30 – Formas de onda da corrente e tensão na fonte do sistema monofásico (retificador com carga RL e indutância série baixa): (a) FAP desligado; (b) FAP ligado com controlo

preditivo. ...................................................................................................................................... 63

Figura 3.31 – Formas de onda no sistema (retificador com carga RC e indutância série baixa),

quando é ligado o FAP: (a) Tensão e corrente na fonte; (b) Correntes de referência e de

compensação, com controlo preditivo. .......................................................................................... 63

Figura 3.32 – Espetro harmónico da corrente na fonte do sistema (retificador com carga RC e

indutância série baixa): (a) FAP desligado, THD = 119,4%; (b) FAP ligado com controlo

preditivo, THD = 2,0%. ................................................................................................................ 64

Figura 3.33 – Esquema elétrico da carga utilizada na simulação (carga RL)........................................... 65

Figura 3.34 – Formas de onda no sistema (carga RL), quando é ligado o FAP: (a) Tensão e

corrente na fonte; (b) Correntes de referência e de compensação, com controlo preditivo. .............. 65

Figura 3.35 – Esquema elétrico das duas cargas utilizadas nesta simulação............................................ 66

Figura 3.36 – Correntes no sistema monofásico com a alteração de cargas, utilizando a

compensação do FAP: (a) Corrente na carga; (b) Corrente na fonte; (c) Corrente de referência

e de compensação injetada pelo FAP. ........................................................................................... 67

Figura 3.37 – Tensão no barramento CC no instante em que é ligada a segunda carga ao sistema........... 68

Lista de Figuras

xvi Desenvolvimento de um Filtro Ativo Paralelo Monofásico Compacto e Didático Utilizando MOSFETs


Figura 3.38 – Formas de onda das correntes no sistema, com limitação da corrente do FAP: (a)

Corrente na fonte com o FAP ligado; (b) Corrente de referência e de compensação no FAP,

limitada aos 30 A. ........................................................................................................................ 68

Figura 3.39 – Formas de onda da corrente no sistema: (a) Na carga, com saída de uma das cargas

no sistema monofásico; (b) Na fonte com compensação do FAP. .................................................. 69

Figura 3.40 – Tensão no barramento CC no instante em que é desligada uma das cargas do

sistema. ........................................................................................................................................ 69

Figura 4.1 – Diagrama de blocos dos elementos constituintes do FAP monofásico. ............................... 71

Figura 4.2 – Esquema elétrico do inversor em ponte completa desenvolvido. ........................................ 72

Figura 4.3 – MOSFET IRFPS40N60K (Fonte: Vishay): (a) Encapsulamento; (b) Símbolo elétrico. ........ 73

Figura 4.4 – Vista superior do inversor desenvolvido para o FAP monofásico. ...................................... 73

Figura 4.5 – Vista inferior do inversor desenvolvido para o FAP monofásico. ....................................... 74

Figura 4.6 – Inversor instalado no dissipador de calor. .......................................................................... 74

Figura 4.7 – Condensadores constituintes do barramento CC do inversor. ............................................. 75

Figura 4.8 – Gráfico do valor da indutância em função da Corrente (Fonte: Micrometals). .................... 76

Figura 4.9 – Bobinas de acoplamento à rede com núcleos de pó de ferro. .............................................. 76

Figura 4.10 – Esquema elétrico do circuito de interface entre o FAP e a rede elétrica. ........................... 77

Figura 4.11 – Placa desenvolvida para o interface entre o FAP, carga e rede elétrica. ............................ 77

Figura 4.12 – Sensor de efeito de Hall utilizado para medição das correntes do sistema (Fonte:

LEM): (a) Aspeto físico; (b) Esquema elétrico............................................................................... 78

Figura 4.13 – Sensor de tensão utilizado para medição das tensões do sistema: (a) Aspeto físico; (b) Esquema elétrico (Fonte: Chang Yang). ................................................................................... 79

Figura 4.14 – Modelo elétrico do sensor de temperatura LM35 (Fonte: Texas Instruments). .................. 80

Figura 4.15 – Placa de condicionamento de sinal, proteção e comando desenvolvida. ............................ 81

Figura 4.16 – Diagrama de blocos do driver ADUM3223 (fonte: Analog Device). ................................. 82

Figura 4.17 – Placa de drive e dos sensores de tensão. .......................................................................... 82

Figura 4.18 – Implementação do sistema de controlo e inversor. ........................................................... 83

Figura 4.19 – Placa do DSP da Texas Instruments TMS320F28335. ...................................................... 84

Figura 4.20 – DSP TMS320F28335 inserido na placa de desenvolvimento da Texas Instruments. .......... 84

Figura 4.21 – Placa do DAC. ................................................................................................................ 85

Figura 4.22 – Diagrama de blocos da sequência de operações no controlo digital. ................................. 85

Figura 4.23 – Diagrama da máquina de estados do controlo do FAP...................................................... 86

Figura 4.24 – Fluxograma geral do sistema de controlo......................................................................... 87

Figura 4.25 – Diagrama de blocos do processo de paragem de emergência do FAP. .............................. 87

Figura 4.26 – Aspeto gráfico do IDE de desenvolvimento Qt Creator. .................................................. 88

Figura 4.27 – Página inicial quando se corre a interface gráfica. ............................................................ 89

Figura 4.28 – Aspeto gráfico do modo “Scope” selecionado. ................................................................ 90

Figura 4.29 – Aspeto gráfico do modo “Harmonics” selecionado. ......................................................... 91

Figura 4.30 – Aspeto gráfico do modo “Elearning” selecionado. ........................................................... 91

Figura 4.31 – Fluxograma da gestão da interface gráfica por parte do DSP. ........................................... 92

Figura 5.1 – Vista geral da bancada de ensaios do FAP monofásico. ..................................................... 95

Figura 5.2 – Vista pormenorizada do FAP monofásico desenvolvido. ................................................... 96

Figura 5.3 – Estágios de carga dos condensadores do barramento CC (20V/div). ................................... 97

Lista de Figuras

Desenvolvimento de um Filtro Ativo Paralelo Monofásico Compacto e Didático Utilizando MOSFETs xvii Raul Fernando Silva Almeida – MIEEIC – Universidade do Minho

Figura 5.4 – Retificador com carga RC ligado ao sistema monofásico, sem compensação do FAP:

(a) Tensão e corrente na fonte (vS: 20V/div; iS: 10A/div); (b) Espetro harmónico da corrente

na fonte. ....................................................................................................................................... 98

Figura 5.5 – Tensão e corrente na fonte com a compensação do FAP monofásico, retificador com

carga RC (vS: 20V/div; iS: 10A/div): (a) Utilizando o controlo preditivo; (b) Utilizando o

controlo PI. .................................................................................................................................. 98

Figura 5.6 – Espetro harmónico resultante da corrente da fonte após a compensação do FAP

(retificador com carga RC): (a) Com controlo preditivo; (b) Com controlo PI. ............................... 99

Figura 5.7 – Fator de potência total e potências no sistema monofásico (retificador com carga RC): (a) Sem compensação do FAP; (b) Com compensação do FAP. ..................................................... 99

Figura 5.8 – Resposta transitória do FAP quando é iniciada a compensação (retificador com carga

RC): (a) Tensão e corrente na fonte (vS:20V/div; iS:10A/div); (b) Corrente de referência e de

compensação (iF e iF_ref:5A/div)................................................................................................... 100

Figura 5.9 – Espetro harmónico da tensão da rede elétrica (retificador com carga RC): (a) Sem o

FAP a compensar; (b) Com o FAP a compensar. ......................................................................... 100

Figura 5.10 – Retificador com carga RL ligado ao sistema monofásico, sem compensação do FAP:

(a) Tensão e corrente na fonte (vS: 20V/div; iS: 10A/div); (b) Espetro harmónico da corrente

na fonte. ..................................................................................................................................... 101


carga RL (vS:20V/div; iS:10A/div): (a) Utilizando o controlo preditivo; (b) Utilizando o

controlo PI. ................................................................................................................................ 101


(retificador com carga RL): (a) Com controlo preditivo; (b) Com controlo PI. ............................. 102

Figura 5.13 – Potências e fator de potência total no sistema (retificador com carga RL): (a) Sem

compensação do FAP; (b) Com compensação do FAP. ................................................................ 102

Figura 5.14 – Sistema monofásico com carga RL, sem compensação do FAP: (a) Tensão e

Corrente na fonte (vS:20V/div; iS:10A/div); (b) Espetro harmónico da corrente absorvida pela

carga. ......................................................................................................................................... 102

Figura 5.15 – Tensão e corrente na fonte com a compensação do FAP monofásico, carga RL

(vS:20V/div; iS:10A/div): (a) Utilizando o controlo preditivo; (b) Utilizando o controlo PI. .......... 103


(carga RL): (a) Com controlo preditivo; (b) Com controlo PI....................................................... 103

Figura 5.17 – Resposta transitória do FAP quando é iniciada a compensação (carga RL): (a)

Tensão e Corrente na fonte (vS:20V/div; iS:10A/div); (b) Corrente de referência e de

compensação (iF e iF_ref:5A/div)................................................................................................... 104


(carga RL): (a) Com controlo preditivo; (b) Com controlo PI....................................................... 104

Figura 5.19 – Retificador com carga RC e indutância série baixa ligado ao sistema monofásico,

sem compensação do FAP: (a) Tensão e corrente na fonte (vS: 20V/div; iS: 10A/div);

(b) Espetro harmónico da corrente na fonte. ................................................................................ 105


carga RC e indutância série baixa (vS:20V/div; iS:10A/div): (a) Utilizando o controlo

preditivo; (b) Utilizando o controlo PI......................................................................................... 105


(retificador com carga RC e indutância série baixa): (a) Com controlo preditivo; (b) Com

controlo PI. ................................................................................................................................ 106

Figura 5.22 – Resposta transitório ao início da compensação FAP (retificador com carga RC e

indutância série baixa), com controlo PI (vS:20V/div; iS:10A/div; iF e iF_ref:5A/div). ..................... 106

Figura 5.23 – Alteração de cargas ligádas ao sistema monofásico: (a) Tensão e corrente na fonte

(vS:20V/div; iS:10A/div); (b) Corrente na carga (iL:5A/div). ......................................................... 107

Figura 5.24 – Esquema elétrico da montagem dos wattímetros. ........................................................... 107

Lista de Figuras

xviii Desenvolvimento de um Filtro Ativo Paralelo Monofásico Compacto e Didático Utilizando MOSFETs


Figura 5.25 – Tensão e corrente na fonte (retificador com carga RL): (a) Sem compensação do

FAP; (b) Com compensação do FAP........................................................................................... 108

Figura 5.26 – Fotografia tirada ao wattímetro, Zimmer LMG95, instalado no sistema monofásico:

(a) A montante do FAP; (b) A jusante do FAP. ............................................................................ 108

Figura 5.27 – Tensão e corrente na fonte do sistema monofásico sem compensação do FAP: (a)

No modo “Scope” da interface gráfica; (b) No analisador de QEE Fluke 435. ............................... 109

Figura 5.28 – Formas de onda no modo “Scope”, com o FAP ligado. ................................................... 109

Figura 5.29 – Formas de onda do sistema monofásico com o FAP a compensar: (a) Corrente e

tensão na fonte; (b) Corrente no FAP. .......................................................................................... 110

Figura 5.30 – Gráfico do espetro harmónico da corrente na fonte sem compensação do FAP: (a)

Na interface gráfica; (b) No Fluke 435. ........................................................................................ 110

Figura 5.31 – Gráfico do espetro harmónico da corrente na fonte com compensação do FAP: (a)

Na interface gráfica; (b) No Fluke 435. ........................................................................................ 111

Desenvolvimento de um Filtro Ativo Paralelo Monofásico Compacto e Didático Utilizando MOSFETs xix Raul Fernando Silva Almeida – MIEEIC – Universidade do Minho

Lista de Tabelas

Tabela 2.1 – Estados válidos de funcionamento do inversor em meia ponte. .......................................... 19

Tabela 2.2 – Estados válidos de funcionamento do inversor em ponte completa. ................................... 21

Tabela 2.3 – Estados válidos de funcionamento do inversor multinível do tipo Diode Clamped. ............ 24

Tabela 2.4 – Estados válidos de funcionamento do inversor multinível do tipo Capacitor Clamped. ...... 25

Tabela 2.5 – Estados válidos de funcionamento do inversor do tipo Cascade Multicell de 5 níveis. ........ 27

Tabela 3.1 – Valores dos componentes utilizados nas simulações. ......................................................... 56

Tabela 3.2 – Valores dos componentes utilizados na carga (retificador com carga RC). ......................... 57

Tabela 3.3 – Valor eficaz, THD, e fator de potência total no sistema monofásico (retificador com

carga RC), com o FAP ligado utilizando o controlo preditivo. ....................................................... 59


carga RC), com o FAP ligado utilizando o controlo PI. ................................................................. 59

Tabela 3.5 – Valores dos componentes utilizados na carga (retificador com carga RL). ......................... 60


carga RL), com o FAP ligado utilizando o controlo preditivo. ....................................................... 61

Tabela 3.7 – Valor eficaz, THD, e fator de potência total no sistema monofásico (retificador com carga RL), com o FAP ligado utilizando o controlo PI. .................................................................. 62

Tabela 3.8 – Valores dos componentes utilizados na carga (retificador com carga RC e indutância

série baixa). .................................................................................................................................. 62


carga RC e indutância série baixa), com o FAP ligado utilizando o controlo preditivo. ................... 64


carga RC e indutância série baixa), com o FAP ligado utilizando o controlo PI. ............................. 64

Tabela 3.11 – Esquema elétrico da carga utilizada na simulação (carga RL). ......................................... 65

Tabela 3.12 – Valor eficaz, THD, e fator de potência total no sistema monofásico (carga RL), com

o FAP ligado utilizando o controlo preditivo. ................................................................................ 66

Tabela 3.13 – Valores dos componentes utilizados nas duas cargas. ...................................................... 66

Tabela 4.1 – Valores nominais de funcionamento do FAP monofásico. ................................................. 72

Desenvolvimento de um Filtro Ativo Paralelo Monofásico Compacto e Didático Utilizando MOSFETs xxi Raul Fernando Silva Almeida – MIEEIC – Universidade do Minho

Lista de Siglas e Acrónimos

ADC Analog to Digital Converter

CC Corrente Contínua

CSI Current Source Inverter

DAC Digital to Analog Converter

DFT Discrete Fourier Transform

DSP Digital Signal Processor

FAP Filtro Ativo de Paralelo

FAS Filtro Ativo Série

FBD Fryze-Buchholz-Depenbrock

FFTW Fastest Fourier Transform in the West

GEPE Grupo de Eletrónica de Potência e Energia

GPIO General Propose Input Output

IDE Integrated Development Environment

IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor

ISR Interrupt Service Routine

JTAG Join Test Action Group

MIT Massachusetts Institute of Technology

MOSFET Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor

PCB Printed Circuit Board

PCC Point of Common Coupling

PI Proporcional Integral

PLL Phase Locked Loop

PWM Pulse With Modulation

QEE Qualidade de Energia Elétrica

QML Qt Meta Language

Lista de Siglas e Acrónimos

xxii Desenvolvimento de um Filtro Ativo Paralelo Monofásico Compacto e Didático Utilizando MOSFETs


RMS Root Mean Square

SCI Serial Communication Interface

SoC System on Chip

THD Total Harmonic Distortion

USB Universal Serial Bus

VSI Voltage Source Inverter

Desenvolvimento de um Filtro Ativo Paralelo Monofásico Compacto e Didático Utilizando MOSFETs 1 Raul Fernando Silva Almeida – MIEEIC – Universidade do Minho

CAPÍTULO 1

Introdução

1.1. Qualidade da Energia Elétrica

A energia elétrica tem sido o grande motor para o crescimento da economia

global, a par com o aumento da qualidade de vida das pessoas. Esta energia, há muito

tempo se tornou fundamental para todos os setores de atividade económica e social.

Devido aos enormes benefícios da energia elétrica e sua utilização em massa no

nosso quotidiano, tornou-se essencial que o seu fornecimento aos consumidores fosse

efetuado com boa qualidade, para um correto e eficiente funcionamento dos

equipamentos cada vez mais sensíveis e complexos alimentados com esta energia.

Quando surgiu o conceito de Qualidade da Energia Elétrica (QEE), somente eram

indiciados problemas no fornecimento contínuo da energia elétrica [1-2], ou seja, que a

tensão e frequência se mantivessem dentro de determinados limites. Contudo, com a

grande evolução dos equipamentos e sistemas cada vez mais sofisticados conectados à

rede elétrica, este conceito tem vindo a sofrer alterações [3]. Esses equipamentos

originaram problemas anteriormente não conhecidos, devido aos seus consumos de

energia de forma não linear. Atualmente, além da continuidade do fornecimento da

energia elétrica tem-se considerado aspetos como a qualidade do sinal fornecido. Este

especto é mais difícil de detetar aos olhos do consumidor, sendo normalmente apenas

percebido através de falhas e mau funcionamento de certos equipamentos.

Com base nestes problemas têm surgido vários estudos do impacto da QEE na

economia, apesar dos números de estudos distintos resultarem em valores bastante

diferentes, todos apresentam em comum prejuízos de dezenas de milhares de milhões de

euros [4-5]. Devido a este facto, a comunidade científica tem alocado recursos na

investigação de várias soluções com o propósito de mitigar os problemas de QEE,

reduzindo assim os prejuízos contabilizados.

Por forma a regular e definir os problemas de QEE existem uma série de entidades

normativas, na União Europeia foi criada a IEC (International Electrotechnical

Commission), o CISPR (Comité International Spécial des Perturbations

Radioélectriques) e a CEN (Comité Europeén de Normalisation).

Capítulo 1 – Introdução

2 Desenvolvimento de um Filtro Ativo Paralelo Monofásico Compacto e Didático Utilizando MOSFETs


1.2. Definição e Origem das Harmónicas

Segundo o Teorema de Fourier um qualquer sinal periódico pode ser representado

por uma série de sinais sinusoidais, apelidados de harmónicas, com frequências

múltiplas da frequência fundamental. Na Figura 1.1 pode-se ver um sinal distorcido e a

sua respetiva decomposição em vários sinais sinusoidais, com frequências múltiplas da

frequência fundamental e com diferentes amplitudes.

Figura 1.1 – Sinal com distorcido e respetivos sinais sinusoidais que o compõem.

Para a quantificação da distorção harmónica utiliza-se o conceito da THD (Total

Harmonic Distortion), esta corresponde à razão entre a parcela dos valores eficazes das

diferentes harmónicas de um sinal distorcido, em relação ao valor eficaz da componente

fundamental desse sinal (equação (1.1)), podendo tomar valores superiores a 100%.

)(1

2

)(

2

)(3

2

)(2

)(1

2

2

)( ....100(%)

RMS

RMSnRMSRMS

RMS

n

RMSn

I

III

I

I

THD

(1.1)

Uma forma bastante útil para analisar um sinal com harmónicas é recorrer à

análise espectral, onde o sinal é convertido para o domínio das frequências, sendo assim

possível analisar cada harmónica individualmente. Na Figura 1.2 é mostrado o espetro

harmónico do sinal apresentado na Figura 1.1, como se pode verificar são apresentadas

as várias frequências que concebem o sinal original, e o respetivo valor percentual da

amplitude em relação à harmónica fundamental.

Figura 1.2 – Espetro harmónico do sinal original mostrado na Figura 1.1.



As harmónicas são o problema mais recente e popular de QEE, a presença destas

na corrente ou tensão traduz-se numa distorção do sinal sinusoidal. O aparecimento

deste problema na corrente deve-se à grande evolução dos semicondutores de

potência [6], utilizados em quase todos os equipamentos ligados atualmente à rede

elétrica. Estes permitem um controlo cada vez mais preciso e eficiente do fluxo de

energia entre sistemas, em contrapartida as cargas que possuem sistemas de eletrónica

de potência absorvem correntes não sinusoidais, causando assim o aparecimento de

harmónicas.

Com o aparecimento das harmónicas na corrente surge outro problema que se

deve à impedância de linha da rede elétrica. Como ilustrado na Figura 1.3, a tensão da

rede elétrica, vS, é sinusoidal, mas como a carga ligada ao sistema é não-linear, a

corrente da fonte, iS, possui harmónicas. Esta ao percorrer a impedância de linha faz

com que a queda de tensão na mesma, vz, seja distorcida, provocando assim a

aparecimento de harmónicas na tensão da carga, vL.

Figura 1.3 – Distorção harmónica da tensão na carga devido às harmónicas da corrente.

A presença de harmónicas na corrente altera o conceito geralmente utilizado do

fator de potência, este é definido como o ângulo entre a tensão e a corrente fundamental,

sendo válido para o caso em que não existam harmónicas. O fator de potência é

expresso como a razão entre a potência ativa e a potência aparente do sistema

monofásico (equação (1.2)).

)cos()cos(

1

1

11

IU

IU

S

PFP

(1.2)

Com a presença de harmónicas na corrente, o fator de potência passa a ser

calculado tendo em consideração a corrente eficaz resultante de todas as harmónicas,

que contribuem apenas para o aumento da potência aparente. Nestas circunstâncias o

fator de potência passa a ser designado por fator de potência total (equação (1.3)).

)cos()cos()cos(

122

3

2

2

2

1

111

nIIII

I

IU

IU

S

PFPT

(1.3)

Carga

Rede Elétrica

vS vL

iS

vZ




1.3. Efeitos das Harmónicas

As harmónicas de corrente e tensão conduzem a uma série de consequências

prejudiciais à instalação elétrica e aos próprios equipamentos conectados a esta [7]. Tais

como o aumento de perdas, perturbações ao funcionamento de cargas sensíveis,

ineficácia de atuação de sistemas de proteção, perturbação de redes de dados (internet,

telefone), entre outras. Nesta secção vão ser brevemente apresentadas algumas das

principais consequências das harmónicas em sistemas elétricos.

Efeito em condensadores

Numa instalação elétrica, principalmente em meios industriais, predominam

elementos de natureza indutiva, são estes as próprias linhas da instalação elétrica,

transformadores, motores, entre outros. Muitas vezes torna-se necessário recorrer a

bancos de condensadores para diminuir o fator de potência da instalação. Com a

presença destes dois elementos na mesma instalação, e com a existência de frequências

elevadas na corrente e na tensão devido às harmónicas, podem surgir fenómenos de

ressonância. Estes traduzem-se numa ampliação do valor de algumas harmónicas

presentes na corrente ou tensão [7], podendo ser prejudiciais ao funcionamento de

alguns equipamentos, em especial aos próprios bancos de condensadores. Na Figura 1.4

encontra-se o esquema elétrico de um circuito LC paralelo capaz de provocar um

fenómeno de ressonância.

L C

Figura 1.4 – Esquema elétrico do circuito LC paralelo.

A impedância do circuito LC é dada pela equação (1.4), neste circuito a

ressonância acontece quando a impedância do circuito tende para infinito, para isso

acontecer o denominador 21 LC tem de tender para zero. A frequência de

ressonância do circuito é dada pela equação (1.5).

21

LC

jLZ

(1.4)

LCf

2

1

(1.5)



Efeito em condutores

Nos condutores de uma instalação elétrica a presença de corrente com harmónicas

provoca um aumento nas perdas por efeito de joule. Estas perdas devem-se em primeira

instância ao aumento do valor eficaz da corrente, consequentemente, maiores são as

perdas devido à resistência intrínseca ao condutor.

Em segundo lugar, o facto de existirem harmónicas na corrente com frequências

elevadas reflete-se num aumento do efeito pelicular [8], este efeito ocorre em

condutores tubulares, quando percorridos por corrente alternada. Essa condução de

corrente tende a ser efetuada na periferia do condutor, assim, a secção efetiva do

condutor que é percorrida pela corrente diminui, aumentando a resistência do mesmo,

provocando consequentemente um aumento das perdas por efeito de joule. Quanto

maior for a frequência da corrente e a secção do condutor, maior proporção tem o

efeito pelicular.

Por último, o efeito de proximidade [8] também é afetado pela presença de

harmónicas nos condutores. Este efeito deve-se aos campos magnéticos do condutor que

distorcem a distribuição da corrente em condutores próximos deste, agravando-se com a

presença de harmónicas na corrente.

Efeito nos condutores de neutro em sistemas trifásicos

No caso de sistemas trifásicos, a corrente que circula no neutro resulta da soma

vetorial da corrente nas três fases (equação (1.6)). Se o sistema for equilibrado, ou seja,

a corrente consumida nas três fases apresenta o mesmo valor, a corrente no neutro vai se

anular devido ao ângulo de desfasamento entre estas. Já no caso da corrente da carga

possuir terceira harmónica, esta tem a particularidade de apresentar o mesmo ângulo nas

três fases do sistema trifásico (equação (1.7)), o mesmo acontece com harmónicas

múltiplas da terceira. Devido a este facto, as correntes de terceira harmónica e múltiplas

desta somam-se no neutro. Com isto, a corrente no neutro pode assumir valores muito

elevados, por vezes maiores que a própria corrente nas fases.

)3

2sin(

)3

2sin(

)sin(

11

11

11

tIi

tIi

tIi

pc

pb

pa

(1.6)




)23sin(

)23sin(

)3sin(

33

33

33

tIi

tIi

tIi

pc

pb

pa

(1.7)

Como as correntes num sistema equilibrado sem harmónicos se anulam, muitas

das instalações trifásicas possuem um fio de neutro com uma secção menor que as fases.

Com o aparecimento de terceira harmónica este fio pode estar subdimensionado para a

instalação, o que pode provocar o seu aquecimento e possível rompimento do

isolamento elétrico.

Efeito em transformadores

A distorção harmónica na corrente e tensão provoca sérios problemas ao bom

funcionamento dos transformadores de potência [9]. Um dos problemas é o aumento da

vibração, esta vibração resulta do movimento provocado pela variação do fluxo

magnético nas chapas de ferro que constituem o núcleo do transformador. Com o

aumento da frequência da variação do fluxo magnético, devido às harmónicas, a

vibração aumenta, aumentando por sua vez o ruido audível.

Outro problema das harmónicas nos transformadores é o aumento das perdas por

efeito de joule e magnéticas. As perdas por efeito de joule ocorrem nos enrolamentos do

transformador da mesma forma como as perdas nos condutores mencionados

anteriormente, sobreaquecendo os enrolamentos. Nas perdas magnéticas, as correntes de

Foucault também se agravam devido à maior dispersão magnética provocada pelas

harmónicas, provocando assim um maior aquecimento do núcleo do transformador. Da

mesma forma também existe um aumento das perdas por histerese, estas são devidas à

energia necessária para magnetizar o material do núcleo.

Devido a todos estes problemas a que os transformadores estão sujeitos na

presença de harmónicas, tanto na tensão como na corrente, o seu tempo de vida pode ser

bastante reduzido. Para combater este problema foi desenvolvido o conceito de

K-Factor e Factor K [10]. O K-Factor é dado na fabricação do transformador, significa

que este suporta uma certa percentagem de cargas não lineares. Já o Factor K representa

uma forma de desclassificar transformadores que já se encontram em utilização numa

dada instalação, reduzindo assim a potência nominal a que este pode operar, sendo este

valor inferior ao atribuído inicialmente na sua conceção.



Efeito em sinais de telecomunicações

As harmónicas podem degradar sinais de correntes fracas devido a perturbações

indutivas, como os sinais de telecomunicações [7]. Por vezes pode ser necessário

aumentar a distância entre cabos de potência e os cabos de sinal.

Efeito nos sistemas de proteção

Em certos sistemas de proteção, o corte no fornecimento de energia pode ser

dificultado devido a uma elevada concentração de harmónicas na corrente [7]. Este

facto deve-se às elevadas frequências e aos elevados valores de di/dt que podem acorrer

durante a transição na passagem por zero, dificultando assim a interrupção do sistema.

Outro problema associado às harmónicas da corrente em sistemas de proteção

deve-se à existência de sinais com elevados picos de corrente, mas com valores eficazes

reduzidos, característicos de algumas cargas, como por exemplo equipamentos de

escritórios (computadores, impressoras, entre outros). Esses valores elevados da

corrente de pico podem levar ao disparo intempestivo de sistemas de proteção mais

sensíveis, apesar do valor eficaz ser baixo. Em sistemas de proteção termomagnéticos

pode ainda um existir sobreaquecimento relacionado com o elevado conteúdo

harmónico, levando estes dispositivos a atuar de forma indevida.

1.4. Cargas em Sistemas Monofásicos

As harmónicas na corrente encontram-se presentes em praticamente todos os

equipamentos eletrónicos utilizados atualmente no nosso quotidiano. Nesta secção vão

ser apresentadas formas de onda da corrente e tensão, bem como o espetro harmónico

da corrente em cargas de uso comum em habitações e escritórios. As medições foram

realizadas recorrendo a um analisador de Qualidade da Energia Elétrica, o Fluke 435.

Como foi referido anteriormente, a evolução dos semicondutores de potência tem

permitido o desenvolvimento de equipamentos mais eficientes, em contrapartida a

corrente absorvida passa a ser distorcida. Um bom exemplo disso são as lâmpadas de

iluminação, antigamente eram utilizadas lâmpadas incandescentes que consumiam

corrente sinusoidal, como se pode constatar na Figura 1.5 (a), esta apenas apresenta as

harmónicas que se encontram na tensão da rede elétrica (Figura 1.5 (b)). Em

contrapartida a sua eficiência é muito baixa. Atualmente as lâmpadas, como as

fluorescentes compactas, já possuem eficiências muito elevadas, o reverso da moeda é a

elevada distorção harmónica presente na corrente absorvida (Figura 1.6 (a)). Na

Figura 1.6 (b) pode-se observar o elevado conteúdo harmónico presente na corrente.




(a)

(b)

Figura 1.5 – Lâmpada incandescente: (a) Forma de onda da tensão e corrente; (b) Espetro harmónico da corrente.

(a)

(b)

Figura 1.6 – Lâmpada fluorescente compacta: (a) Forma de onda da tensão e corrente;

(b) Espetro harmónico da corrente.

Um equipamento muito utilizado numa habitação nos tempos modernos é a

televisão. Na Figura 1.7 (a) pode-se ver a forma de onda da corrente e tensão de uma

televisão com tecnologia LCD. A corrente possui uma forma muito distorcida. Na

Figura 1.7 (b) é apresentado o espetro harmónico da corrente, onde se pode constatar a

presença de muitas componentes harmónicas, algumas com amplitudes próximas à

amplitude da fundamental, a THD apresenta um valor elevado de 133,1%. Por outro

lado o consumo de energia é muito baixo, influenciando pouco a THD total do sistema

monofásico.

(a)

(b)

Figura 1.7 – Televisão com tecnologia LCD: (a) Forma de onda da tensão e corrente; (b) Espetro harmónico da corrente.



Algumas cargas utilizadas numa habitação são constituídas por componentes que

consomem corrente linear, como por exemplo secadores de cabelo, aquecedores,

aspiradores, entre outros. Atualmente os mesmos utilizam sistemas de eletrónica de

potência para controlar o fluxo de energia, por exemplo em aquecedores para permitir

diferentes níveis de aquecimento. Esses sistemas de eletrónica são construídos para

serem o mais barato e simples possível, muitas das vezes são só utilizados díodos ou

tirístores. Os próximos exemplos mostram equipamentos que se previam lineares, mas

que produzem bastantes harmónicas em determinados modos de funcionamento.

Um primeiro exemplo é um aspirador, este possui cerca de quatro velocidades de

aspiração, isso significa aumentar ou diminuir a velocidade do motor. Na Figura 1.8

pode-se observar a corrente no aspirador no modo de aspiração máxima, este apresenta

alguma THD, cerca de 15,4%.

(a)

(b)

Figura 1.8 – Aspirador no modo máximo de aspiração: (a) Formas de onda da tensão e corrente; (b) Espetro harmónico da corrente.

Na Figura 1.9 pode-se observar a corrente e o espetro harmónico do mesmo

aspirador, mas agora no modo mínimo de aspiração, como se pode constatar a forma de

onda da corrente piorou muito, ficando com um valor da THD de 92,4%.

(a)

(b)

Figura 1.9 – Aspirador no modo mínimo de aspiração: (a) Formas de onda da tensão e corrente; (b) Espetro harmónico da corrente.




Outro exemplo muito interessante deste tipo de cargas é o secador de cabelo, este

no modo máximo possui uma THD muito baixa, devida apenas à tensão da rede elétrica.

Contudo, no modo mínimo de funcionamento a corrente absorvida fica assimétrica

como se pode verificar na Figura 1.10, ficando esta com uma grande percentagem de

harmónicas pares, traduzindo-se num aparecimento de valor médio na corrente. Este

fenómeno causa sérios problemas ao bom funcionamento de transformadores [11-12].

(a)

(b)

Figura 1.10 – Secador de cabelo no modo mínimo de funcionamento: (a) Formas de onda da tensão e corrente; (b) Espetro harmónico da corrente.

Um equipamento de cozinha que tem ganho muita popularidade e tornou-se um

bem essencial em muitas habitações é o micro-ondas, mais uma vez é uma carga que

absorve uma quantidade significativa de harmónicos como se pode ver na Figura 1.11.

(a)

(b)

Figura 1.11 – Micro-ondas: (a) Formas de onda da tensão e corrente; (b) Espetro harmónico da corrente.

Um dos equipamentos mais essenciais para uma habitação é o frigorífico, é o

único equipamento que se encontra ligado em permanência durante todos os dias. Na

Figura 1.12 é apresentado o consumo de corrente do um frigorífico. Pode-se verificar

que a corrente é praticamente sinusoidal, possui apenas uma THD de cerca de 8%,

apresentando um fator de potência baixo.

Na Figura 1.13 pode se ver o consumo de energia de um desumidificador, como

no caso do frigorífico, este exibe baixo valor da THD na corrente, contudo apresenta um

baixo fator de potência.



(a)

(b)

Figura 1.12 – Frigorífico antigo: (a) Formas de onda da tensão e corrente; (b) Espetro harmónico da corrente.

(a)

(b)

Figura 1.13 – Desumidificador: (a) Formas de onda da tensão e corrente;

(b) Espetro harmónico da corrente.

Quanto a equipamentos de escritório, o mais utilizado é o computador. Este

apresenta um consumo de corrente baixo, Figura 1.14, mas com elevado conteúdo

harmónico. Pode-se constatar que a corrente consumida possui uma THD de 192,9%.

Um só computador não representa qualquer problema para a instalação elétrica,

devido ao seu baixo consumo. No entanto se se considerar por exemplo um edifício de

escritórios no qual podem encontrar-se ligados à rede elétrica centenas de

computadores, existe já uma grande possibilidade do aparecimento de consequências

negativas para a instalação elétrica [13].

(a)

(b)

Figura 1.14 – Computador portátil: (a) Formas de onda da tensão e corrente; (b) Espetro harmónico da corrente.




Outro equipamento vulgarmente utilizado em escritórios é a impressora. Esta

apresenta durante a impressão uma forma de onda da corrente idêntica a outras

analisadas anteriormente, e mais uma vez com um elevado conteúdo harmónico neste

caso cerca de 153,2%.

(a)

(b)

Figura 1.15 – Impressora: (a) Formas de onda da tensão e corrente; (b) Espetro harmónico da corrente.

Para finalizar analisou-se uma carga pouco vulgar mas interessante devido à

forma da corrente absorvida. Trata-se de uma máquina de oxigénio assistido para

pessoas idosas durante o sono. A Figura 1.16 apresenta a corrente na carga e o espetro

harmónico. O que se destaca nesta carga relativamente às apresentadas anteriormente é

o consumo de praticamente todas as harmónicas pares e impares medidas pelo

analisador de QEE.

(a)

(b)

Figura 1.16 – Máquina de Oxigénio: (a) Formas de onda da tensão e corrente; (b) Espetro harmónico da corrente.

1.5. Motivações

A necessidade crescente do consumo de energia elétrica, de forma controlada e

eficiente, tem provocado um decréscimo na qualidade da mesma. Este facto advém da

utilização de sistemas de eletrónica de potência em praticamente todas as cargas ligadas

atualmente à rede elétrica. Este decréscimo da qualidade da energia traduz-se num mau

funcionamento de certos dispositivos e consequente desconforto para os seus



utilizadores, o que no caso das indústrias ou do comércio se pode traduzir em grandes

prejuízos económicos. Estes factos implicam que atualmente sejam alocados grandes

esforços no estudo e desenvolvimento de soluções para melhorar os problemas de QEE.

O Grupo de Eletrónica de Potência e Energia (GEPE) da Universidade do Minho

tem vindo a realizar um enorme contributo no que diz respeito a esta área, sendo que

esta dissertação se enquadrada nesse trabalho desenvolvido. Um dos equipamentos

desenvolvidos por este grupo é o Filtro Ativo Paralelo (FAP), utilizado para compensar

problemas de energia elétrica, mais precisamente na corrente elétrica.

Como os FAPs desenvolvidos são para grandes potências e sistemas trifásicos,

isto torna-os grandes e pesados. Deste modo foi proposto desenvolver um FAP

monofásico com elevada eficiência, compacto e didático para realizar demostrações

públicas. Uma das técnicas para diminuir o seu peso e tamanho é o aumento da

frequência de comutação através da utilização de um inversor com MOSFETs.

Para o desenvolvimento do FAP monofásico será necessário efetuar simulações

computacionais, desenvolver o software e hardware, bem como a parte da interface com

o utilizador para tornar este equipamento didático. Todos estes processos no

desenvolvimento do trabalho proporcionam uma aprendizagem multidisciplinar e um

grande contacto com a parte prática da montagem e desenvolvimento de hardware.

No final deste trabalho pretende-se possuir um equipamento eficiente, embutido

numa caixa de fácil transporte para demostrações públicas da tecnologia desenvolvida.

1.6. Objetivos e Contribuições

O principal objetivo para este trabalho de dissertação é desenvolver um Filtro

Ativo Paralelo monofásico compacto e com perdas reduzidas. Embutir o mesmo numa

caixa de fácil transporte para futura utilização em demostrações públicas da tecnologia.

Espera-se ainda que o equipamento seja munido com uma interface gráfica para

comandar o mesmo e simultaneamente possibilitar a interação com os utilizadores, de

forma a que estes percebam o seu funcionamento. De acordo com os objetivos acima

mencionados, estes podem ser resumidos às seguintes tarefas:

- Realização de simulações computacionais, utilizando a ferramenta PSIM;

- Desenvolvimento do controlo digital;

- Desenvolvimento do hardware para o sistema de controlo e andar potência;

- Desenvolvimento de uma interface gráfica com o utilizador;

- Testar a operação do FAP em bancada, para diferentes condições carga;

- Implementação do FAP monofásico numa caixa de fácil transporte.




Com esta dissertação pretende-se contribuir para uma melhoria dos Filtros Ativos

Paralelos desenvolvidos pelo GEPE, através da utilização de MOSFETs discretos no

inversor de potência. Desta forma é possível utilizar frequências de comutação mais

elevadas e obter um bom rendimento. Ao utilizar frequências de comutação elevadas, a

indutância de acoplamento à rede vai ser pequena, e com isso torna-se possível utilizar

núcleos toroidais de pó de ferro para a construção da bobina, fazendo assim com que

esta seja mais pequena e que não produza ruídos.

Com todas estas características o equipamento fica bastante compacto e leve e

torna o muito interessante para uma futura utilização em residências.

1.7. Organização e Estrutura da Dissertação

Esta dissertação encontra-se dividida em seis capítulos que se encontram

organizados da seguinte forma:

No primeiro capítulo é realizada uma breve introdução ao problema de QEE, em

especial aos problemas causados pelas harmónicas de corrente. Posteriormente são

exibidos casos reais de cargas monofásicas, utilizadas em habitações e escritórios que

apresentam problemas de QEE na corrente.

O segundo capítulo aborda o FAP monofásico e todos os seus componentes de

forma pormenorizada, sendo apresentadas diferentes topologias de inversores de

potência, bem como as principais técnicas de comutação por controlo de corrente. Por

último, são apresentadas diferentes teorias de controlo utilizadas para o cálculo da

corrente de compensação do FAP monofásico.

Após o estudo de todos os elementos e teorias de controlo, são realizadas no

capítulo três as simulações computacionais, já com todos os elementos utilizados para a

implementação real. É simulada a operação do FAP com diferentes condições de cargas

em regime permanente e transitório.

Todo o processo de implementação do FAP é apresentado no capítulo quatro,

onde é apresentado todo o hardware, andar de potência e sistema de controlo, e software

desenvolvido para o controlo digital. Por último é apresentada a implementação da

interface gráfica com o utilizador.

No quinto capítulo são expostos os resultados experimentais do funcionamento do

FAP desenvolvido. É mostrada a operação deste com diferentes condições de carga,

bem como os resultados obtidos da interface gráfica com o utilizador.

Esta dissertação é finalizada no capítulo seis, que contém a conclusão do trabalho

e sugestões de trabalho futuro para melhoria do equipamento desenvolvido.


CAPÍTULO 2

Filtro Ativo Paralelo Monofásico

2.1. Introdução

Neste capítulo são descritos de uma forma sucinta os Filtros Ativos de Potência,

nomeadamente o Filtro Ativo Paralelo (FAP) e o Filtro Ativo Série (FAS).

Posteriormente é apresentado com maior detalhe o FAP monofásico. Desta forma, são

descritas as várias topologias de inversores com fonte de tensão no barramento CC, que

podem ser utilizadas num FAP monofásico. É efetuada uma análise às principais

técnicas de comutação com controlo de corrente, utilizadas nesses inversores. Por

último são apresentadas as principais teorias de controlo utilizadas para se obter a

corrente de compensação a injetar na rede elétrica.

2.2. Filtros Ativos de Potência

Os Filtros Ativos de Potência são soluções versáteis para atenuar os problemas da

Qualidade de Energia Elétrica (QEE) [14]. Estes são dotados da capacidade de

compensar vários problemas simultaneamente e de forma dinâmica, adaptando-se à

entrada e saída de cargas do sistema a compensar. O FAP compensa os problemas da

corrente elétrica, que podem ser desequilíbrios (no caso de sistemas trifásicos),

harmónicas e fator de potência. O FAS compensa os problemas da tensão, tais como

desequilíbrios, harmónicas, sobretensões e subtensões momentâneas. Dependendo da

configuração do FAS, pode existir uma fonte de energia externa (ex: banco de baterias,

fonte de energias renováveis, entre outras) e assim compensar sobretensões, subtensões

ou mesmo interrupções da rede elétrica de forma mais prolongada.

Os Filtros Ativos de Potência possuem como elemento principal um inversor de

potência. Este pode ser constituído por uma fonte de tensão ou de corrente no

barramento CC [15-16], sendo o primeiro o mais usual. No caso do FAP, o inversor é

controlado por corrente, podendo este ser equiparado a um fonte de corrente. No FAS, o

inversor é controlado por tensão, podendo portanto ser comparado com uma fonte de

tensão. Os FAPs e FASs são ligados à rede elétrica em paralelo e série respetivamente,

como se pode verificar nas Figura 2.1 e Figura 2.2.

Capítulo 2 – Filtro Ativo Paralelo Monofásico



Filtro AtivoParalelo

Rede Elétrica

Carga

Figura 2.1 – Diagrama de blocos simplificado da ligação de um FAP monofásico à rede elétrica.

CargaFiltro Ativo

Série

Rede Elétrica

Figura 2.2 – Diagrama de blocos simplificado da ligação de um FAS monofásico à rede elétrica.

O princípio básico de funcionamento de um Filtro Ativo de Potência passa pela

injeção de corrente, no caso do FAP, ou de tensão no caso do FAS, na rede elétrica, de

forma a reduzir os problemas de QEE. Esta corrente ou tensão é gerada pelos inversores

constituintes dos Filtros Ativos de Potência.

O controlo destas correntes ou tensões é efetuado recorrendo a

microcontroladores, sendo mais usual a utilização de microprocessadores com uma

arquitetura especializada em processamento digital de sinal, que são conhecidos como

DSPs (Digital Signal Processor).

2.3. Princípio de Funcionamento do Filtro Ativo Paralelo Monofásico

Normalmente associam-se os FAPs a sistemas trifásicos, usados principalmente

na indústria. Estes podem ser utilizados para compensar várias cargas ligadas ao mesmo

sistema, ou uma carga trifásica específica, sendo geralmente de elevada potência. Com

o FAP monofásico é possível obter um equipamento de mais baixo custo, que pode ser

utilizado em pontos mais específicos de uma instalação, onde seja necessário compensar

os problemas de corrente numa dada carga monofásica, mesmo estando esta ligada a

uma das fases de um sistema trifásico [17].

Na Figura 2.3 é apresentado um diagrama de blocos com os principais módulos do

FAP monofásico, em que o princípio de funcionamento passa pela aquisição da corrente

da carga, iL, e da tensão na rede, vs. Com estas duas componentes e através da teoria de

controlo adotada, é calculada a corrente de compensação, iF, a ser injetada pelo FAP na

rede elétrica, sendo assim minimizados os problemas de QEE. É ainda necessário fazer



a aquisição da tensão do barramento CC do inversor, vcc. Esta tensão deve ser regulada e

mantida constante num valor suficientemente elevado, para ser possível gerar a corrente

de compensação pretendida. Esta componente entra também na teoria de controlo

do FAP monofásico.

Figura 2.3 – Diagrama de blocos com os principais constituintes de um FAP monofásico.

Para o controlo da corrente produzida pelo inversor é necessário fazer a aquisição

da corrente de saída do mesmo, para assim se obter a diferença entre a corrente de

compensação calculada e a que realmente está a ser injetada na rede elétrica.

A corrente na fonte resultante da utilização do FAP monofásico para compensar

os problemas da QEE é dada pela lei dos nós, aplicada ao PCC (Point of Common

Coupling) entre o FAP, a rede e a carga. Fazendo assim com que a corrente na fonte

apenas contenha as componentes que fornecem potência ativa à carga, e ainda a parcela

de potência ativa necessária para regular a tensão barramento CC do inversor.

2.4. Topologias de Inversores de Potência

Como já foi referido na secção 2.2 o inversor é o principal elemento do FAP.

Podendo ser constituído por uma fonte de tensão no barramento CC, denominado de

VSI (Voltage-Source Inverter), ou com fonte de corrente, designado por CSI (Current-

Source Inverter), sendo que nesta secção apenas são abordados os inversores do

tipo VSI. Estes inversores possuem semicondutores de potência totalmente controlados,

sendo os mais utilizados os IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistor) e os MOSFETs

(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor). Estes semicondutores têm vindo a

evoluir rapidamente, permitindo frequências de comutação mais elevadas e melhores

rendimentos aos sistemas de eletrónica de potência [6].

Teoria de Potência

Controlo Inversor

vs

Li

vs

Li

vcc

F_refi

Inversor

vcc

Fi

Gn

G1

Carga

Rede Elétrica

Fi




Os inversores VSI operam de forma bidirecional, isto significa que podem

fornecer ou receber energia do barramento CC. Apesar dos semicondutores totalmente

controlados utilizados nestes inversores não permitirem que o fluxo de energia seja nos

dois sentidos, estes normalmente já são fabricados com um díodo em antiparalelo,

fazendo assim com que possa existir fluxo de energia de forma bidirecional.

Estes semicondutores totalmente controlados possuem três zonas de

funcionamento, mas em inversores interessam apenas duas das zonas de funcionamento,

sendo estas a zona de saturação e de corte. O objetivo é que estes semicondutores

funcionem como um interruptor, ‘abrindo’ e ‘fechando’ de forma a produzir à saída do

inversor um sinal alternado. Este sinal pode ser ajustável em amplitude, fase e

frequência.

2.4.1. Inversor Fonte de Tensão em Meia Ponte

Esta topologia de inversor é a mais simples que pode ser utilizada num FAP

monofásico. Na Figura 2.4 pode-se ver o esquema elétrico deste inversor, que apenas

necessita de dois MOSFETs (com respetivo díodo em antiparalelo), e de dois

condensadores no barramento CC. Os dois condensadores são necessários para se obter

o ponto médio que será ligado ao neutro da rede elétrica.

A vantagem da utilização deste tipo de inversores no FAP monofásico deve-se ao

seu número reduzido de MOSFETs, o que torna o controlo do mesmo mais simples. Em

contrapartida, tem a desvantagem de ter dois condensadores no barramento CC o que

dificulta a regulação do mesmo, sendo necessário que a tensão seja mantida igual nos

dois condensadores. Outra desvantagem é a elevada tensão que é necessária possuir no

barramento CC, duas vezes superior à necessária noutro tipo de topologia. Esta questão

leva à necessidade de MOSFETs que suportem uma tensão muito elevada, sendo que

para valores elevados de tensão, superiores a cerca de 650 V, torna-se complicado e

dispendioso o uso de MOSFETs.

S1

S2

2C

1CV /2cc

V /2cc

Vout

Figura 2.4 – Esquema elétrico do inversor do tipo VSI em meia ponte utilizando MOSFETs.



Com esta topologia é possível obter dois níveis de tensão na saída do inversor,

sendo para isso definidos dois estados válidos de funcionamento, conforme a

Tabela 2.1. Entende-se por estados válidos de funcionamento quando se conhece o valor

da tensão de saída do inversor, independentemente do sentido da corrente.

Dependendo do sentido da corrente na saída do inversor, o díodo em antiparalelo

com o MOSFET pode entrar em condução, fornecendo energia ao barramento CC. Os

dois MOSFETs nunca podem ser ligados ao mesmo tempo, pois seria provocado um

curto-circuito no barramento CC.

Tabela 2.1 – Estados válidos de funcionamento do inversor em meia ponte.

S1 S2 Vout Estado

ON OFF +Vcc/2 1

OFF ON -Vcc/2 2

Na Figura 2.5 é apontado o percurso da corrente no inversor quando a tensão de

saída é positiva, apresentando metade do valor da tensão total do barramento CC.

Quando a corrente é positiva, e arbitrando o sentido positivo da corrente da esquerda

para a direita, a energia está a ser fornecida pelo barramento CC do inversor

(Figura 2.5 (a)). No caso contrário o barramento CC está a receber energia, com se pode

ver na Figura 2.5 (b).

Estado 1: tensão na saída 2ccV

(a)

(b)

Figura 2.5 – Estado 1 de funcionamento do inversor em meia ponte: (a) iout > 0, barramento CC a fornecer energia; (b) iout < 0, barramento CC a receber energia.

Na Figura 2.6 é apontado o percurso da corrente no inversor quando a tensão de

saída é negativa. Neste caso obtém-se o oposto do apresentado na Figura 2.5, quando a

corrente é positiva, a energia está a ser fornecida ao barramento CC do inversor

(Figura 2.6 (a)). Por outro lado, quando a corrente é negativa, o barramento CC é

responsável por fornecer energia (Figura 2.6 (b)).

iout

S1

S2

2C

1CV /2cc

V /2cc

+V /2cc

iout

S1

S2

2C

1CV /2cc

V /2cc

+V /2cc




Estado 2: tensão na saída 2ccV

(a)

(b)

Figura 2.6 – Estado 2 de funcionamento do inversor em meia ponte: (a) iout > 0, barramento CC a fornecer energia; (b) iout < 0, barramento CC a receber energia.

2.4.2. Inversor Fonte de Tensão em Ponte Completa

Nesta topologia o inversor apenas necessita de um condensador no

barramento CC, em contrapartida, requer 4 MOSFETs. A Figura 2.7 apresenta um

inversor monofásico em ponte completa a dois braços, utilizando MOSFETs.

Dependendo da técnica de modelação utilizada para controlar os MOSFETs, este

inversor pode ser de dois ou três níveis de tensão na saída.

As vantagens da utilização deste inversor em relação ao inversor em meia ponte

são várias. Apenas é necessário um condensador no barramento CC, o que torna mais

fácil a regulação da tensão no mesmo. Apesar de necessitar de mais semicondutores,

estes têm que suportar uma tensão aos seus terminais duas vezes mais pequena do que

no caso do inversor em meia ponte. Por último, o sinal de saída pode ser obtido com três

níveis de tensão, o que torna mais fácil sintetizar o sinal de saída pretendido.

Figura 2.7 – Esquema elétrico do inversor tipo VSI em ponte completa.

Se for considerado que o estado de cada MOSFET de baixo, S2 e S4, é o inverso

do respetivo MOSFET de cima, S1 e S3, podem ser definidos quatro estados válidos de

operação, e assim evitar que os MOSFETs de cada braço se encontrem fechados ao

mesmo tempo. Este facto iria provocar um curto-circuito no barramento CC, podendo

S1

S2

2C

1CV /2cc

V /2cc

-V /2cc

iout iout

S1

S2

2C

1CV /2cc

V /2cc

-V /2cc

S1 S3

S2

C

S4

VoutVcc



causar a destruição do inversor e/ou dos circuitos que possam estar ligados a este. Na

Tabela 2.2 encontram-se descritos os estados válidos de funcionamento do inversor.

Tabela 2.2 – Estados válidos de funcionamento do inversor em ponte completa.

S1 S2 S3 S4 Vout Estado

ON OFF OFF ON +Vcc 1

OFF ON ON OFF -Vcc 2

ON OFF ON OFF 0 3

OFF ON OFF ON 0 4

Da Figura 2.8 à Figura 2.11 está esquematizado o percurso da corrente nos quatro

estados de funcionamento deste tipo de inversor, quando o barramento CC está a

fornecer e receber energia.

Estado 1: tensão na saída ccV

(a)

(b)

Figura 2.8 – Estado 1 de funcionamento do inversor em ponte completa: (a) iout > 0, barramento CC a fornecer energia; (b) iout < 0, barramento CC a receber energia.

Estado 2: tensão na saída ccV

(a)

(b)

Figura 2.9 – Estado 2 de funcionamento do inversor em ponte completa: (a) iout > 0, barramento CC a receber energia; (b) iout < 0, barramento CC a fornecer energia.

Nos estados 3 e 4 a tensão de saída é 0 V, que representa o terceiro nível de tensão

que pode ser obtido se for utilizada a modulação PWM unipolar, que é explicada mais à

frente na secção 2.5. Nestes estados a tensão de saída é nula porque é efetuado um

curto-circuito aos terminais da saída do inversor (Figura 2.10 e Figura 2.11).

iout

cc+VC

S1

S3

S2

S4

Vcc

iout

+Vcc

C

S1

S3

S2

S4

Vcc

iout

cc-VC

S1

S3

S2

S4

Vcc

iout

cc-VC

S1

S3

S2

S4

Vcc




Estado 3: tensão na saída 0 V

(a)

(b)

Figura 2.10 – Estado 3 de funcionamento do inversor em meia ponte: (a) iout > 0; (b) iout < 0.

Estado 4: tensão na saída 0 V

(a)

(b)

Figura 2.11 – Estado 4 de funcionamento do inversor em meia ponte: (a) iout > 0; (b) iout < 0.

2.4.3. Inversores Fonte de Tensão Multinível

A grande evolução dos sistemas de eletrónica de potência conduziu à necessidade

de inversores mais versáteis e com desempenho superior. Assim, começaram a surgir

topologias de inversores com capacidade de produzir vários níveis de tensões na

saída [18].

O problema dos inversores com poucos níveis de tensão é a dificuldade de gerar à

saída do mesmo uma tensão ou corrente com uma dada forma de onda [19]. Com o

aumento dos níveis de tensão, mais fácil se torna sintetizar a corrente ou tensão

pretendida e com menor valor ripple. Isto significa que as variações do sinal produzido

em relação ao sinal de referências são menores. Estas vantagens advêm do aumento do

número de semicondutores e condensadores utilizados no inversor. Apesar desse

aumento nos semicondutores e condensadores, estes necessitam de suportar tensões

mais baixas quanto maior for o número de níveis, o que faz com que os custos de

aquisição também sejam mais baixos.

Para melhor se entender a questão dos níveis de tensão, são apresentados na

Figura 2.12 os sinais de saída que podem ser produzidos com inversores de diferentes

níveis. Como é possível verificar, quanto maiores forem os níveis de tensão que o

inversor consegue produzir, menores são os escalões da tensão de saída produzida, e

assim mais fácil se torna gerar os sinais pretendidos.

C

iout

0V

S1

S3

S2

S4

Vcc

iout

C0V

S1

S3

S2

S4

Vcc

C

iout

0V

S1

S3

S2

S4

Vcc

iout

C0V

S1

S3

S2

S4

Vcc



(a)

(b)

(c)

(d)

Figura 2.12 – Sinal de saída de um inversor: (a) 2 níveis; (b) 3 níveis; (c) 5 níveis; (d) 9 níveis.

Existem três principais topologias de inversores multinível que são apelidadas por

Diode Clamped Inverter, Capacitor Clamped Inverter e Cascade Multicel Inverter.

Outras topologias menos conhecidas de inversores multinível começam a surgir, como

por exemplo a topologia Soft-Switched Multilevel Inverter [20].

Inversor Multinível do Tipo Diode Clamped

Na Figura 2.13 é apresentado o esquema elétrico de um inversor do tipo

Diode Clamped de três níveis. Neste tipo de inversores são utilizados díodos para

proporcionar ligações entre os diferentes MOSFETs e o ponto médio dos

condensadores. Neste caso são os díodos que permitem a existência do estado de 0 V à

saída do inversor.

Vout

V /2cc

S1

S2

S3

S4

V /2cc

C1

C2

D2

D1

Figura 2.13 – Inversor do tipo Diode Clamped de 3 níveis.

\

+Vcc

-Vcc

0 \

+Vcc

-Vcc

0

\

+Vcc

+Vcc/2

-Vcc

-Vcc/2

0 \

+Vcc

+Vcc/2

-Vcc

-Vcc/2

0

+3Vcc/4

+Vcc/4

-3Vcc/4

-Vcc/4




Como foi referido anteriormente, com este inversor é possível obter na saída três

níveis de tensão: quando ligados os MOSFETs S1 e S2 na saída obtém-se +Vcc/2;

quando ligados S3 e S4 na saída tem-se -Vcc/2; quando ligados S2 e S3 na saída

obtém-se 0 V. Estas tensões são em relação ao ponto médio dos condensadores do

barramento CC. Na Tabela 2.3 encontram-se apresentados os três estados válidos deste

inversor, que têm em consideração a comutação dos MOSFETs sempre em pares.

Tabela 2.3 – Estados válidos de funcionamento do inversor multinível do tipo Diode Clamped.


ON ON OFF OFF +Vcc/2 1

OFF OFF ON ON -Vcc/2 2

OFF ON ON OFF 0 3

Na Figura 2.14 são apresentados os três estados válidos de funcionamento desta

topologia de inversor. É apenas representado o sentido da corrente quando o

barramento CC fornece energia. Na situação contrária o barramento CC está a receber

energia, no caso (a) e (b) a corrente circularia em sentido contrário ao mostrado na

figura, e entrariam em condução os díodos em antiparalelo dos respetivos MOSFETs.

No último caso (c), a corrente circularia ao contrário pelo MOSFET S3 e pelo díodo D2.

(a)

(b)

(c)

Figura 2.14 – Estados de funcionamento do inversor do tipo Diode Clamped: (a) Vout = +Vcc/2 e iout > 0, barramento CC a fornecer energia; (b) Vout = -Vcc/2 e iout < 0, barramento CC a

fornecer energia; (c) Vout = 0 V.

Com esta topologia é possível obter um elevado número de níveis, n, de tensão na

saída do inversor. Para tal seriam necessários (n-1) condensadores em série ligados ao

barramento CC, 2(n-1) MOSFETs e 2(n-2) díodos. Os MOSFETs necessitam de

suportar uma tensão de bloqueio de Vcc/(n-1), já os díodos necessitam de diferentes

valores de tensão de bloqueio, que variam desde Vcc/(n-1) até ao caso em que o díodo

tem de suportar uma tensão máxima de ((2-n)Vcc)/(n-1).

iout

+V /2cc

V /2cc

S1

S2

S3

S4

V /2cc

C1

C2

D2

D1

iout

V /2cc

-V /2cc

S1

S2

S3

S4

V /2cc

C1

C2

D2

D1

iout

0V

V /2cc

S1

S2

S3

S4

V /2cc

C1

C2

D2

D1



Inversor Multinível do Tipo Capacitor Clamped

Na Figura 2.15 encontra-se representado o esquema elétrico de um inversor de 3

níveis do tipo Capacitor Clamped. Neste caso, em vez dos díodos utilizados no inversor

do tipo Diode Clamped é utilizado um condensador. Este tipo de inversor tem como

vantagem a maior flexibilidade de controlo, uma vez que é possível obter o mesmo

nível de tensão com diferentes combinações dos MOSFETs [20]. O mesmo não

acontece com o inversor Diode Clamped, cada nível possui apenas uma combinação

possível. Na Tabela 2.4 são apresentados os estados válidos de funcionamento deste

inversor. A desvantagem deste inversor é a necessidade de mais condensadores, sendo

estes os componentes que mais se danificam nos sistemas de eletrónica de potência.

Figura 2.15 – Inversor do tipo Capacitor Clamped de 3 níveis.

Tabela 2.4 – Estados válidos de funcionamento do inversor multinível do tipo Capacitor Clamped.


ON ON OFF OFF +Vcc/2 1

OFF OFF ON ON -Vcc/2 2

ON OFF ON OFF 0 3

OFF ON OFF ON 0 4

Na Figura 2.16 são demostrados os dois percursos possíveis da corrente para obter

na saída 0 V. Os restantes estados são iguais aos mostrados anteriormente no inversor

tipo Diode Clamped (Figura 2.15 (a) e (b)).

Neste inversor, ao ligar os MOSFETs S1 e S2 obtém-se na saída +Vcc/2. No caso

contrário, para obter –Vcc/2 são ligados os MOSFETs S3 e S4. Para o nível de 0 V

existem duas combinações possíveis, o par S1 e S3, ou S2 e S4. Nestes dois estados do

nível 0 V à saída, o condensador C1 fica em série com um dos condensadores do

barramento CC, produzindo assim o estado de 0 V na saída do inversor.

S1

S3

S2

S4

V /2cc

V /2cc

C2

C3

C3 Vout




(a)

(b)

Figura 2.16 – Estados 3 e 4 de funcionamento do inversor Capacitor Clamped: (a) iout > 0; (b) iout < 0.

Neste caso, para um inversor de n níveis de tensão são necessários (n-1)

condensadores no barramento CC. Para além destes condensadores são necessários

(n-1)(n-2)/2 condensadores que interligam os diferentes MOSFETs. Quanto aos

MOSFETs, são necessários como no caso anterior 2(n-1), tendo que suportar uma

tensão de bloqueio de Vcc/(n-1).

Inversor do tipo Cascade Multicel

Esta topologia utiliza vários inversores em ponte completa, apresentados na

secção 2.4.2. Estes são ligados em série formando assim uma cascata de inversores em

ponte completa. A cada inversor é dado o nome de “célula”, sendo que cada célula pode

gerar três níveis de tensão. Considerado que o inversor possui nc células, então em cada

célula pode-se obter na saída +Vcc/nc, -Vcc/nc e 0 V. Cada célula a mais adicionada ao

inversor acrescenta dois níveis de tensão ao mesmo. A tensão total de saída deste

inversor é dada pela soma das tensões de saída de cada célula constituintes do mesmo.

Para alterar um nível na tensão de saída do inversor, basta ligar um MOSFETs e

desligar outro de uma das células.

Na Figura 2.17 é apresentado um inversor do tipo Cascade Multicell com duas

células, criando assim cinco níveis de tensão. Na Tabela 2.5 é possível analisar as 14

combinações possíveis dos MOSFETs, para obter os cinco níveis de tensão na saída.

Este tipo de inversor apresenta uma grande versatilidade no controlo, uma vez que

contém várias combinações para o mesmo estado de funcionamento. Possui também a

vantagem de conseguir colocar na saída do mesmo, a tensão total positiva e negativa do

barramento CC. Em outras topologias de inversores multinível apenas é possível obter

na saída metade da tensão do barramento CC, como é o caso das duas topologias

mostradas anteriormente.

iout

0V

S1

V /2cc

V /2cc

C1

C2

C3

S2

S3

S4

0V

iout

S1

V /2cc

V /2cc

C1

C2

C3

S2

S3

S4



Figura 2.17 – Inversor do tipo Cascade Multicell de 5 níveis.

Tabela 2.5 – Estados válidos de funcionamento do inversor do tipo Cascade Multicell de 5 níveis.

S1 S2 S3 S4 S5 S6 S7 S8 Vout

ON OFF OFF ON ON OFF OFF ON +Vcc

ON OFF OFF ON ON OFF ON OFF +Vcc/2

ON OFF OFF ON OFF ON OFF ON +Vcc/2

ON OFF ON OFF ON OFF OFF ON +Vcc/2

OFF ON OFF ON ON OFF OFF ON +Vcc/2

OFF ON ON OFF ON OFF ON OFF -Vcc/2

OFF ON ON OFF OFF ON OFF ON -Vcc/2

ON OFF ON OFF OFF ON ON OFF -Vcc/2

OFF ON OFF ON OFF ON ON OFF -Vcc/2

OFF ON ON OFF OFF ON ON OFF -Vcc

ON OFF ON OFF ON OFF ON OFF 0

ON OFF ON OFF OFF ON OFF ON 0

OFF ON OFF ON ON OFF ON OFF 0

OFF ON OFF ON OFF ON OFF ON 0

Tal como nas topologias supracitadas, nesta topologia também é possível obter

um número elevado de níveis de tensão. Para n níveis são necessários 2(n-1) MOSFETs

e (n-1)/2 condensadores no barramento CC. Os MOSFETs têm de suportar uma

tensão de Vcc/n.

S1

2C

S3

S2

S4

S5

S7

S6

S8

1C

Vout




2.5. Modulação PWM Sinusoidal para Inversores Monofásicos

Existem diferentes variantes de modulação PWM (Pulse Width Modulation) [21].

Sendo que na modulação PWM sinusoidal é realizada a comparação entre o sinal que se

pretende sintetizar, vref, e uma portadora triangular, vtria, esta possui uma frequência

muito superior à frequência do sinal que se pretende gerar.

Se o sinal de referência a sintetizar for maior que o sinal da portadora, a tensão de

saída do comparador, Vcomp, passa para o estado ligado, caso contrário este passa para o

estado desligado, como se pode verificar nas equações (2.1) e (2.2). Na Figura 2.18

pode-se visualizar a tensão de saída do comparador em resposta a uma tensão de

referência, num dado instante de tempo.

compcomptriaref VVvv (2.1)

0 comptriaref Vvv (2.2)

Figura 2.18 – Tensão de saída do comparador utilizando a modelação PWM.

A frequência da portadora corresponde à frequência com que os MOSFETs

comutam. Com este tipo de modulação garante-se uma frequência fixa de comutação

dos MOSFETs, o que permite de forma mais simples filtrar essas frequências no sinal

sintetizado, reduzindo assim os harmónicos em torno da frequência de comutação.

Modulação PWM Bipolar

Na Figura 2.19 é apresentada a modulação PWM bipolar, na qual é mostrado o

sinal de referência, vref, o sinal do comparador, Vcomp, e o seu negado, . Estes dois

últimos são aplicados às gates aos MOSFETs do inversor. No caso do inversor em meia

ponte, os sinais Vcomp e , correspondem aos sinais aplicados às gates dos

MOSFETs S1 e S2 (Figura 2.4). Se for utilizado o inversor em ponte completa, o sinal

Vcomp atua as gates dos MOSFETs S1 e S4, e o seu negado , atua o S2 e S3

vref

vtria

Vcomp



(Figura 2.7). Na Figura 2.19 é ainda possível visualizar a tensão de saída do inversor,

vout, resultante da técnica de modulação com um sinal de referência sinusoidal. Com esta

técnica de modulação apenas é possível obter dois níveis de tensão no sinal de saída.

Figura 2.19 – Princípio de funcionamento do inversor com modulação PWM bipolar.

Modulação PWM Unipolar

Na Figura 2.20 é mostrada a modulação PWM unipolar, nesta topologia,

juntamente com sinal de referência é utilizado o negado do mesmo, sendo por isso

utilizados dois comparadores. Esta técnica de modulação apenas pode ser utilizada nos

inversores em ponte completa, uma vez que são gerados quatro sinais de comando. Na

figura acima citada apenas são mostrados dois dos quatro sinais de comando, visto que

os outros dois são os complementares destes. Neste caso Vcomp1 atua o MOSFET S1, o

seu negado atua o S2, da mesma forma Vcomp2 atua o MOSFET S3, e o seu negado atua o

S4 (Figura 2.7). Com esta técnica de modulação o inversor produz um sinal de saída com

três níveis. A frequência de comutação resultante do sinal de saída do inversor é duas

vezes maior que o sinal da portadora triangular, o que também é uma vantagem da

utilização deste tipo de modulação.

Figura 2.20 – Princípio de funcionamento do inversor com modulação PWM unipolar.

vref

vtria

Vcomp

Vcomp

vout

vref

vtria

Vcomp1

Vcomp2

vout




2.6. Estratégias de Controlo para Inversores Fonte de Tensão com

Controlo de Corrente

Para se obter à saída do inversor a corrente de compensação calculada para

mitigar os problemas de QEE, é necessário utilizar uma técnica de comutação por

controlo de corrente. Esta vai ser responsável por gerar os sinais de comando aplicados

aos semicondutores de potência que constituem o inversor. Existem inúmeras técnicas

de controlo de corrente para inversores do tipo VSI, nesta secção são apresentadas

algumas das mais importantes técnicas utilizadas em inversores monofásicos.

A qualidade da corrente da fonte que se obtém quando é ligado o FAP, depende

muito do quanto a corrente de saída do inversor segue a corrente de referência

calculada. Por isso, a técnica de controlo utilizada é muito importante para o bom

funcionamento do FAP. Deste modo, existem uma série de características de cada

técnica que lhes proporciona vantagens ou desvantagens na utilização em FAPs [22-23].

2.6.1. Comparador com Histerese

Este método de controlo consiste na realização da comparação entre a corrente de

referência e a corrente de saída do inversor, dando uma margem de histerese ao

resultado da comparação. O sinal de saída da comparação, juntamente com o seu

negado, corresponde aos sinais de comando dos semicondutores de potência do

inversor. Na Figura 2.21 é apresentado o diagrama de blocos da implementação deste

controlo. Existem diversas variantes da técnica de comutação por comparação com

histerese [24–26].

Este método de controlo de corrente é muito simples e fácil de implementar, no

caso da implementação do controlo digital num microprocessador, os recursos e o

tempo necessários de processamento são muito baixos.

O controlo por histerese apresenta como grande vantagem a rápida resposta a

variações bruscas do sinal de referência, bem como o facto de ser um controlo robusto,

uma vez que segue sempre o sinal de referência, independentemente do sinal que se

pretenda gerar na saída.

+

-TOP

BOTTOMiref

iout -

Figura 2.21 – Diagrama de blocos do controlo por comparador com histerese.



Como desvantagem, este método produz harmónicas em várias frequências, visto não

ser possível controlar a frequência de comutação dos semicondutores. Esta frequência

pode ser bastante baixa ao ponto de ser audível, ou mesmo demasiado elevada, ao ponto

de não ser suportada pelos semicondutores potência do inversor.

Na Figura 2.22 é possível ver a corrente de saída, iout, do inversor, com uma

corrente de referência, iref, sinusoidal com controlo por histerese. Como se pode

verificar, a corrente de saída do inversor segue a referência com um ripple máximo de

duas vezes o limite da margem de histerese. Contudo, nem sempre é possível manter a

corrente nos limites da margem de histerese pretendidos, para isso e necessário que o

valor da indutância de acoplamento à rede e/ou a frequência de amostragem/comutação

sejam elevadas.

Figura 2.22 – Corrente na saída do inversor com controlo com comparador com histerese.

2.6.2. Periodic Sampling

Como no caso anterior do controlo por comparação com margem de histerese, o

controlo apresentado nesta secção também é muito simples e fácil de implementar. Este

utiliza um comparador simples, onde é realizada a comparação entre a corrente de

referência e a corrente de saída do inversor. Nesta técnica, á saída do comparador é

colocado um flip-flop do tipo D, como se pode visualizar na Figura 2.23, para ser

possível controlar a frequência máxima de comutação, fazendo assim com que esta

nunca ultrapasse a frequência máxima que os semicondutores podem suportar.

Como vantagens apresenta a simples implementação, a rápida resposta a variações

bruscas do sinal de referência e a robustez. As desvantagens desta técnica como no caso

do controlo anteriormente apresentado, prendem-se com o facto de não ser possível

controlar a frequência mínima de comutação. E mais uma vez, como a frequência de

comutação com esta técnica é variável, torna-se complicado filtrar as harmónicas devido

à comutação dos semicondutores. Esta técnica apresenta um significativo valor de ripple

na corrente como se pode constatar na Figura 2.24.




Figura 2.23 – Diagrama de blocos do controlo periodic sampling.


máxima de 20 kHz.

Apesar da corrente de saída do inversor, visível na Figura 2.24, possuir um

elevado valor de ripple, esta técnica não pode ser descartada, pois a sua simplicidade e

robustez tornam-na muito interessante para utilizar em FAPs. Assim, uma forma de

melhorar a corrente gerada pelo inversor passa pelo aumento da frequência de

amostragem/comutação. De salientar, que apesar da frequência nos IGBTs estar

limitada a aproximadamente 20 kHz, nos MOSFETs essa frequência pode ser bastante

mais elevada, podendo portanto ser utilizadas frequências de comutação mais elevadas,

fazendo assim com que a corrente de saída apresente um menor ripple.

Na Figura 2.25 apresenta-se a mesma corrente de referência da figura anterior. No

entanto, neste caso a frequência máxima de comutação foi limitada para 100 kHz, sendo

também aumentada a frequência de aquisição da corrente de saída do inversor. Como se

pode constatar a corrente resultante na saída do inversor já apresenta uma performance

bastante melhor, comparado com o caso anterior (Figura 2.24).


máxima de 100 kHz.

D

CLK

Q

Q+

-

iref

iout TOP

BOTTOM



2.6.3. Controlo PI com Modulação PWM Sinusoidal

Nesta técnica de controlo é calculada a diferença entre a corrente de referência e a

corrente de saída do inversor, servindo como variável de entrada num controlador PI

(Proporcional e Integral) que devolve à saída a tensão de referência a aplicar à

modulação PWM sinusoidal.

Esta técnica é relativamente mais complicada de implementar do que as duas

anteriores, mas tem a vantagem de comutar a frequência fixa devido à modulação

PWM. Esta vantagem traduz-se na possibilidade de controlar a frequência de

comutação, podendo-se assim eliminar o ruído audível provocado pelas comutações de

baixa frequência. Outra vantagem da frequência fixa deve-se ao facto de ser mais fácil

projetar os filtros passivos, de modo a reduzir as harmónicas da comutação. Com esta

técnica de controlo o ripple da corrente gerada pelo inversor é muito baixo.

Em relação às técnicas apresentadas anteriormente, esta é a que apresenta

melhores resultados para gerar na saída do inversor sinais sinusoidais. No entanto, tem a

desvantagem de ter uma resposta mais lenta a variações bruscas do sinal de referência,

como é o caso das correntes de compensação produzidas pelo FAP. Outra desvantagem

desta técnica deve-se à necessidade de ajustar os ganhos proporcional e integral do

controlador PI, sendo por vezes necessário ajustar diferentes ganhos, dependendo da

corrente que se quer sintetizar. Na Figura 2.26 pode-se ver um diagrama de blocos do

controlo PI com modulação PWM.

TOP

BOTTOM

+

-∫ Ki

Kp + ++

iref

iout

Figura 2.26 – Diagrama de blocos do controlo PI com modulação PWM bipolar.

Na Figura 2.27 (a) é apresentada a performance da técnica do controlo PI com

modulação PWM sinusoidal. É possível constatar que o sinal de saída segue

perfeitamente o sinal de referência, apenas com um ligeiro atraso muito característico

dos controladores PI, e que o ripple da corrente é muito diminuto. Por forma a verificar

o comportamento do sistema a variações bruscas da corrente de referência, foi

introduzida uma variação aproximadamente aos 25 ms. Na Figura 2.27 (b) é possível

verificar com maior pormenor a resposta da corrente de saída à variação da corrente de

referência, e visualizar o atraso existente até a corrente de saída alcançar perfeitamente a

corrente de referência.





utilizando o controlo PI: (a) Vista geral das correntes; (b) Vista pormenorizada da resposta da corrente de

saída a uma variação brusca na corrente de referência.

2.6.4. Controlo Preditivo com Modulação PWM Sinusoidal

Este método utiliza o modelo elétrico do sistema [27], apresentado na Figura 2.28,

para calcular a tensão de saída do inversor necessária para eliminar o erro entre a

corrente de saída e a corrente de referência.

Rede Elétrica

vS

vout

iout

vind

Figura 2.28 – Esquema elétrico do inversor em ponte completa ligado à rede elétrica.

Este controlo tem como principal vantagem em relação ao controlo PI, o facto de

não possuir ganhos, o que o torna mais simples de ajustar, com isto a performance do

mesmo torna-se independente do tipo de corrente que se pretende gerar na saída do

inversor. Além disso apresenta uma resposta mais rápida a variações bruscas da corrente

de referência.



Através do modelo elétrico é possível verificar que a tensão no inversor, vout, é

igual à soma da queda de tensão na indutância de acoplamento à rede, vind, mais a queda

de tensão da rede, vs, como se pode ver na equação (2.3). Neste caso, a queda de tensão

na resistência da indutância de acoplamento à rede foi desprezada, pelo facto do valor

desta ser muito baixa comparativamente com as outras tensões do modelo.

Sindout vvv (2.3)

Substituindo a tensão na indutância, vind, pela equação da corrente, obtém-se a

equação (2.4).

Sout

ind vdt

diLv

(2.4)

Como nas técnicas de controlo apresentadas anteriormente, a realimentação é

realizada através da corrente de saída. O erro da corrente do inversor, ierro, é calculado

como a diferença entre a corrente de saída do inversor e a corrente de referência, como

mostra a equação (2.5).

outreferro iii (2.5)

Introduzindo o erro da corrente de saída, equação (2.5), no modelo elétrico do

sistema, equação (2.4), obtém-se a equação (2.6).

dt

diLvv

dt

diL

ref

Souterro

(2.6)

Para cancelar a corrente de erro, é gerada pelo inversor uma tensão na saída para

produzir a corrente de erro, mas em oposição à calculada anteriormente, para isso é

multiplicada a parcela da corrente de erro por -1, rearranjando a equação anterior

obtém-se a equação (2.7).

dt

diL

dt

diLvv erroref

Sout

(2.7)

Para aplicar esta equação num microcontrolador é necessário converter a mesma

para o domínio discreto. Assumindo que a frequência de aquisição da corrente de saída

do inversor é elevada, pode-se considerar que a variação da corrente de erro ( Ferroi ) é

praticamente constante, substituindo ainda o dt pelo tempo de amostragem, Ta, obtém-se

a equação (2.8).




a

erro

a

ref

SoutT

iL

T

iLvv

(2.8)

A tensão de referência necessária para aplicar à saída do inversor pode ser obtida

no domínio discreto através da equação (2.9).

)())1()()()( ki

T

Lkiki

T

Lkvkv erro

a

refref

a

Sref

(2.9)

Rearranjando a equação anterior, obtém-se a equação simplificada do cálculo da

tensão de referência do inversor, equação (2.10).

)()1()(2)()( kikikiT

Lkvkv outrefref

a

Sref (2.10)

Na Figura 2.29 (a) é apresentada a corrente de saída do inversor com controlo

preditivo para uma corrente de referência sinusoidal. É possível verificar que a corrente

de saída segue perfeitamente a corrente de referência sem atrasos. Tal como na técnica

de controlo abordada anteriormente, foi também introduzida uma variação brusca na

corrente de referência, sendo visível com pormenor na Figura 2.29 (b) a resposta da

corrente de saída a essa variação. Podendo-se concluir, que o atraso até atingir a

corrente de referência é menor que no caso do controlador PI.


utilizando o controlo preditivo: (a) Vista geral das correntes; (b) Vista pormenorizada da resposta da

corrente de saída a uma variação brusca na corrente de referência.



2.7. Teorias de Controlo para Filtros Ativos Paralelos

Para determinar a corrente necessária injetar na rede elétrica por forma a mitigar

os problemas de QEE na instalação, são utilizadas teorias de potência instantânea. Estas

determinam através da corrente na carga e tensão na fonte, que potência deve realmente

ser fornecida pela rede à carga, sendo assim possível determinar a corrente desejável de

se obter na fonte do sistema monofásico.

Estas teorias de controlo podem ser obtidas no domínio do tempo ou no domínio

das frequências. Nesta secção serão apresentadas algumas das teorias de controlo mais

utilizadas em FAPs monofásicos.

2.7.1. Método de Fryze-Buchholz-Depenbrock (FBD)

Este método de cálculo da corrente de compensação tem como princípio base a

substituição da carga a compensar pela sua condutância equivalente, em paralelo com

uma fonte de corrente [28] (Figura 2.30). A condutância equivalente corresponde à

componente da potência da carga que deve ser fornecida pela fonte. Já a fonte de

corrente representa as correntes consumidas pela carga que não contribuem para a

potência ativa da mesma.

Figura 2.30 – Circuito equivalente da carga utilizando a teoria FBD.

A corrente da condutância, iG, corresponde à corrente desejável que a fonte deve

fornecer à carga, que é dada pela equação (2.11).

)()( tvGtiG (2.11)

O valor da condutância, G, associado à potência ativa instantânea resulta na

equação (2.12).

2)()( tuGtp (2.12)

Para o cálculo da condutância equivalente é então necessário calcular o valor da

potência ativa média, P, que corresponde à potência que deve ser fornecida pela fonte à

carga (equação (2.13)) e o valor eficaz da tensão da rede elétrica, VS (equação (2.14)).

iL

v

ZS

Carga

iL iX

iG

v

ZS

R

1




dttitvT

P

T

LS0

)()(1

(2.13)

dttvT

V

T

SS 0

2)(1

(2.14)

Com o valor da potência média e o valor eficaz ao quadrado da tensão da rede

elétrica, calcula-se a condutância equivalente através da equação (2.15).

2

SV

PG (2.15)

Sabendo o valor da condutância equivalente é então possível calcular a corrente

que a percorre (equação (2.11)), esta corresponde à corrente desejável de obter na fonte

do sistema monofásico. Posto isto, a corrente não desejada na fonte, iX, vai ser a

corrente de compensação do FAP, esta é dada pela lei dos nós, e corresponde à

diferença entre a corrente na carga e a corrente desejável de ser fornecida pela fonte,

como é apresentado na equação (2.16).

)()( titii GLX (2.16)

2.7.2. Teoria p-q

A teoria p-q foi criada para sistemas trifásicos sem neutro [29], sendo mais tarde

estendida para sistemas trifásicos com neutro [30]. Apesar de esta teoria ser utilizada

para o cálculo das correntes de compensação de FAPs trifásicos, pode ser adaptada a

sistemas monofásicos [31]. No caso do FAP monofásico, a corrente de compensação

calculada pela teoria p-q cancela a componente alternada da potência real e a potência

instantânea imaginária, compensando assim as harmónicas e o fator de potência.

A teoria p-q começa por uma simplificação do sistema trifásico, através da

transformada de Clark, que transforma as coordenadas a-b-c, para as coordenadas

α-β-0, utilizadas nesta teoria, como se pode ver nas equações (2.17) e (2.18).

c

b

a

v

v

v

v

v

v

23230

21211

212121

32

0

(2.17)

c

b

a

i

i

i

i

i

i

23230

21211

212121

32

0

(2.18)



No caso do sistema monofásico onde apenas existe uma tensão e uma corrente,

para que seja possível a utilização da teoria p-q são emuladas as outras duas tensões e

correntes do sistema trifásico, iguais às reais mas desfasadas ±120º.

Depois de realizada a transformada de Clark é calculada a potência instantânea

real, p, e a potência instantânea imaginária, q (equações (2.19) e (2.20)).

ivivp

(2.19)

ivivq (2.20)

Posteriormente ao cálculo destas duas componentes da teoria p-q, é calculado o

valor médio da potência instantânea real denominado de , esta componente,

corresponde à potência ativa que é transferida da fonte para a carga. Para determinar o

valor de recorre-se a filtros passa-baixo ou a algoritmos de cálculo de uma média

deslizante. Depois de calculado o valor de , é então possível calcular a componente

alternada da potência real instantânea, (equação (2.21)). Esta sim vai ser compensada

pelo FAP, representando a potência real que é trocada entre a fonte e a carga.

(2.21)

Quanto às componentes da potência imaginária instantânea, todas elas devem ser

compensadas pelo FAP, evitando deste modo ser fornecidas e trocadas entre a fonte e a

carga. A Figura 2.31 mostra os fluxos de potência a circular num sistema elétrico

monofásico, com uma carga não linear a ser compensada pelo FAP.

Figura 2.31 – Fluxo de potência num sistema elétrico monofásico com carga não linear a ser compensada

pelo FAP.

Depois de calculadas todas as componentes de potência real e imaginária a ser

compensada pelo FAP, são calculadas as correntes de compensação, segundo as

equações (2.22) e (2.23).

Filtro AtivoParalelo

F

N

q

p

p~

p0

p~0

Rede Elétrica

Carga




q

p

vv

vv

vvi

i

comp

comp

~

22_

_

)(

1

(2.22)

)(3

10_ cbacomp iiii

(2.23)

Por fim, é feita a transformada inversa de Clark para voltar ao referencial a-b-c

(equação (2.24)). No caso do sistema monofásico, somente interessa calcular a corrente

de compensação correspondente à fase a do sistema trifásico.

_

_

0_

_

_

_

232121

232121

0121

32

comp

comp

comp

ccomp

bcomp

acomp

i

i

i

i

i

i

(2.24)

2.7.3. Método de Cálculo Através da Tensão do Barramento CC

Uma forma simples de obter a corrente de compensação é através da variação da

tensão no barramento CC do inversor do FAP monofásico [32]. Na Figura 2.32 pode-se

visualizar o diagrama de blocos do controlo abordado. A variação da tensão nos

condensadores está relacionada com o valor da corrente a ser fornecida pela fonte [33],

assim sendo, é utilizado o erro entre a tensão do barramento CC e a tensão de referência

desejada, que serve de entrada a um controlador PI. Na saída do controlador obtém-se a

amplitude da corrente desejada na fonte, multiplicando esse valor de pico por um seno

unitário em fase com a tensão da rede, obtém-se a corrente da fonte desejável. Através

da lei dos nós é então calculada a corrente de compensação.

Figura 2.32 – Diagrama de blocos do controlo pela tensão do barramento CC.

2.7.4. Método de Cálculo Utilizando a Transformada de Fourrier

O cálculo da corrente de compensação pode ser realizado no domínio das

frequências, recorrendo à transformada de Fourrier. Nesta secção é apresentado um

método para a obtenção da corrente desejável na fonte, independentemente da distorção

da tensão da rede elétrica [34].

PI+

Detetor de fase sin(wt)

Vcc_ref

vcc

vs

A

w

Asin(wt)



Da mesma forma que em métodos anteriores, neste também é calculada a potência

média, P (equação (2.13)). É assumido que com a utilização do FAP a corrente na fonte

fica sinusoidal em fase com a tensão, assim pode-se relacionar a potência da fonte com

a corrente através da equação (2.25). Onde Isp, representa o valor de pico da corrente de

referência da fonte e VS1p, representa o valor de pico da componente fundamental da

tensão da rede elétrica.

2

1pSSp VIP

(2.25)

O valor de pico da componente fundamental da tensão é calculado utilizando a

transformada de Fourrier (equação (2.26)).

T

tj

sv etvT

C0

)2(

1 )(1

(2.26)

O resultado de Cv1, equação (2.27), é um número complexo com amplitude de

VS1p/2 e fase com o ângulo θv1.

1

1

12

v

pS

v

VC

(2.27)

Da equação (2.27) é possível retirar o valor de pico da componente fundamental

da tensão da rede, dando origem à equação (2.28)

||2|| 11 vS CV (2.28)

Sabendo o valor de pico da componente fundamental da tensão, é possível

descobrir o valor de pico da corrente de referência da fonte através da equação (2.29).

)cos(

2

1 sp

sSp

V

PI

(2.29)

Obtém-se assim a corrente de referência da fonte em ordem ao tempo recorrendo à

equação (2.30). O ângulo da corrente na fonte, θs, corresponde ao ângulo da

componente fundamental da tensão θv1.

)sin( sSpS tIi (2.30)

Segundo a lei dos nós é possível calcular a corrente de compensação a ser injetada

pelo FAP (equação (2.31)).

)()( titii SLF

(2.31)




2.8. Conclusão

Neste capítulo foram introduzidos os Filtros Ativos de Potência utilizados para

mitigar problemas da Qualidade de Energia Elétrica. Estes foram divididos em duas

categorias, os Filtros Ativos Série (FASs), que compensam os problemas na tensão, e os

Filtros Ativos Paralelos (FAPs), apresentados com maior realce, responsáveis por

atenuar os problemas na corrente.

Foram mostrados os vários tipos de inversores monofásicos com fonte de tensão

no barramento CC. Das duas topologias de inversores mais convencionais, o inversor

em meia ponte possui menos MOSFETs, logo o seu controlo é mais simples. Em

contrapartida o inversor em ponte completa apresenta várias vantagens, como a

possibilidade de obter três níveis na tensão de saída, necessita apenas um condensador

no barramento CC, e os MOSFETs têm de suportar metade da tensão necessária no

inversor em meia ponte. Foram ainda abordados inversores multiníveis, como os

inversores Diode Clamped, Condensador Clamped e o Cascade Multicell.

Foram descritas as principais técnicas de controlo de corrente para os inversores.

Analisaram-se algumas vantagens e desvantagens de cada técnica apresentada, sendo

possível constatar a robustez e a rápida resposta das técnicas não lineares, como o

comparador por histerese e o periodic sampling. Em contrapartida estas técnicas

produzem correntes com elevados valores de ripple. O mesmo não acontece nas

técnicas lineares, como o controlo PI e o preditivo com modulação PWM sinusoidal,

contudo, estas estratégias de controlo apresentam como desvantagem o facto de serem

mais complexas de implementar, e de apresentarem uma resposta mais lenta em relação

às não lineares. Destas duas destacou-se o controlo preditivo, devido ao facto de não ser

necessário ajuste de ganhos, e também pela sua resposta mais rápida a variações bruscas

do sinal de referência.

Por último, foram abordadas algumas teorias de controlo utilizadas para calcular a

corrente de compensação do FAP. Foram mostradas algumas técnicas no domínio do

tempo, como a teoria p-q, que normalmente é utilizada em sistemas trifásicos mas pode

ser adaptada para sistemas monofásicos. Foi referida a teoria FBD que é muito simples

de implementar, e cuja carga é substituída por uma condutância em paralelo com uma

fonte de corrente. Foi ainda descrita uma técnica que calcula a corrente de compensação

através da variação da tensão no barramento CC do inversor. Sendo por último

apresentada uma técnica que recorre à transformada de Fourrier para determinar a

amplitude da fundamental da tensão, para assim, através do valor da potência média

descobrir a amplitude da corrente da fonte desejável após a compensação do FAP.


CAPÍTULO 3

Simulações do Filtro Ativo Paralelo Monofásico

3.1. Introdução

As simulações computacionais são uma das etapas mais importantes no

desenvolvimento de sistemas de eletrónica de potência. Com a utilização das mesmas

torna-se possível comprovar de forma rápida, segura e sem custos, o correto

funcionamento teórico do sistema a implementar. Na área de eletrónica de potência

torna-se imprescindível a utilização destas ferramentas, uma vez que a energia

envolvida nestes sistemas é muitas das vezes de valor elevado, tornando perigosos os

testes ao sistema pondo em risco equipamentos e pessoas.

Com a utilização de ferramentas de simulação é possível obter modelos muito

aproximados do sistema real a implementar. Para isso, é necessário ter em conta

características intrínsecas do sistema real, como a impedância de linha, ou a resistência

série das indutâncias e condensadores, dead-time nas comutações dos semicondutores,

entre outros. Assim, é possível avaliar de forma muito fiável o comportamento do

sistema, tornando possível testar de forma rápida e segura alternativas de controlo,

realizar afinações aos parâmetros, alterar topologias de hardware, entre outros.

Neste capítulo são apresentadas as simulações da operação do Filtro Ativo de

Potência (FAP) monofásico com diferentes cargas. O andar de potência é constituído

por um inversor em ponte completa a MOSFETs. O sistema de controlo é composto

pelo estágio da PLL (Phase-Locked Loop), seguido da teoria de controlo FBD (Fryze-

Buchholz-Depenbrock), e por fim as técnicas de comutação PI e preditivo com

modulação PWM. As simulações foram realizadas no software PSIM 9, da empresa

Powersim Inc, esta é uma ferramenta fortemente dedicada para simulação de sistemas

de eletrónica de potência.

3.2. Modelo de Simulação do Filtro Ativo Paralelo Monofásico

Na Figura 3.1 é apresentado o modelo de simulação do FAP monofásico. No

andar de potência é possível visualizar o inversor em ponte completa, a indutância de

acoplamento à rede, a resistência e o condensador. Estes três últimos elementos formam

Capítulo 3 – Simulações do Filtro Ativo Paralelo Monofásico



um filtro RLC passa-baixo. É ainda possível observar o sistema de pré-carga dos

condensadores do barramento CC, constituído por uma resistência em paralelo com um

interruptor ideal, que simula o comportamento de um relé.

Relativamente ao sistema de controlo, pode-se visualizar os três estágios que o

integram, nomeadamente a PLL, a teoria de controlo e por fim a técnica de comutação

do inversor. Os sinais de PWMs gerados pela técnica de comutação são ligados a um

circuito que efetua o dead-time entre os sinais de comando dos MOSFETs.

Figura 3.1 – Modelo de simulação do FAP monofásico no software PSIM.

3.3. Sistema de Controlo

O controlo foi desenvolvido em blocos de simulação que permitem programar em

linguagem C. Assim, é possível implementar o controlo de forma muito aproximada ao

que vai ser executado no DSP (Digital Signal Processor), ou seja, o que vai ser

utilizado para o controlo do sistema real. O código implementado na simulação pode

depois ser utilizado no próprio DSP sem ser necessário efetuar alterações significativas.

Outra característica importante na utilização destes blocos de controlo é a possibilidade

de definir a frequência de amostragem dos sinais, fazendo assim com que o controlo

seja executado com a mesma frequência com que vai ser executado no sistema real. Na

Figura 3.2 pode-se visualizar de forma mais pormenorizada um dos blocos de controlo

utilizados na simulação do sistema, sendo também possível visualizar o ambiente de

programação em linguagem C.



Figura 3.2 – Bloco de simulação em linguagem C e respetivo ambiente de programação.

Os sinais do sistema a controlar são amostrados a uma frequência, fa, de 100 kHz,

que corresponde ao dobro da frequência de comutação, fs, dos MOSFETs constituintes

do inversor. Este valor foi escolhido tendo em consideração a possibilidade de atualizar

o valor de comparação do PWM no incremento e decremento do sinal da portadora

triangular. Na Figura 3.3 é possível visualizar o sinal triangular, vtria, e o sinal de

referência, vref, como se pode verificar o sinal resultante da comparação, Vcomp, é

atualizado duas vezes num ciclo de comutação, o que se traduz num melhor

desempenho da técnica de comutação.

Figura 3.3 – Sinal de comando dos MOSFETs com atualização no incremento e decremento da portadora

triangular.

Por forma a tornar a simulação o mais aproximada possível do sistema real a

implementar, foram ainda utilizados os ganhos dos sensores de corrente e tensão que

vão ser utilizados na prática. Os sinais dos sensores são convertidos para digital de

forma a simular a conversão dos ADCs (Analog to Digital Converter), obtendo-se assim

a mesma resolução de medida que se vai obter na aplicação real.

vref

vtria

Vcomp

fS

fA




3.3.1. Phase Locked Loop

A PLL (Phase Locked Loop) é um sistema de controlo que gera à saída um sinal

sinusoidal em fase com o sinal de entrada, sendo deste modo utilizada para fazer o

sincronismo entre o FAP e a tensão da rede elétrica. O sinal de saída da PLL é utilizado

nos cálculos da corrente de compensação, uma vez que este sinal é sinusoidal mesmo

que o sinal de entrada evidencie distorção harmónica. Assim, se os cálculos da corrente

de compensação fossem realizados com a tensão da rede elétrica, e esta possuísse

harmónicas, após a compensação do FAP a corrente da fonte iria possuir as harmónicas

da tensão da rede. Ao utilizar o sinal de saída da PLL, puramente sinusoidal, a corrente

na fonte vai ser sinusoidal independentemente da tensão da rede elétrica ser distorcida.

Na Figura 3.4 é apresentado o diagrama de blocos no domínio de Laplace da PLL

implementada [35]. Esta PLL, além de detetar a fase do sinal de entrada, também se

adapta ao valor da amplitude do mesmo. Este facto é importante pois a tensão da rede

pode variar ao longo do tempo, e caso o sinal de saída da PLL não acompanhe essa

alteração na amplitude, o resultado do cálculo da corrente de compensação seria obtido

com um valor errado de amplitude. A parte da deteção de fase devolve à saída o ângulo

do sinal de entrada, θ, que ao ser incluído numa função sin, permite obter um sinal

sinusoidal unitário em fase com o sinal de entrada, sem ajuste de amplitude. O sinal de

saída da PLL, sinal que faz a realimentação com a entrada, resulta do produto deste

sinal unitário pelo valor calculado da amplitude do sinal de entrada, A (Figura 3.4).

Figura 3.4 – Diagrama de blocos da PLL com ajuste de fase e amplitude.

Na Figura 3.5 (a) é mostrado o sinal de entrada da PLL, vS, e o sinal de saída, vPLL,

em que o primeiro corresponde à forma de onda da tensão da rede elétrica no

laboratório de eletrónica de potência da Universidade do Minho. Pode-se verificar que o

sinal de saída da PLL encontra-se em fase com a tensão da rede, e que a amplitude deste

aumenta gradualmente até atingir a amplitude da tensão da rede elétrica. Na

X

X XS

1

PK

K

S

K i

S

1

)cos(x

)sin(x

Wo

+ + +++

-

e

A

vS

vPLL



Figura 3.5 (b) pode-se ver pormenorizadamente o sinal de saída da PLL, bem como a

tensão da rede elétrica, que se encontra um pouco achatada nos valores de pico,

apresentando uma THD (Total Harmonic Distortion) de 2,4%. Por outro lado, pode-se

constatar que o sinal de saída da PLL está em fase com a tensão da rede, e sinusoidal,

este apresenta uma THD reduzida de aproximadamente 0,12%.

Figura 3.5 – Sinal de entrada (tensão da rede no laboratório de eletrónica de potência) e correspondente

sinal de saída da PLL: (a) Vista do ajuste da fase e amplitude do sinal de saída da PLL;

(b) Vista pormenorizada do sinal de entrada e saída da PLL.

Para aferir a resposta em amplitude do sinal de saída, foi introduzida uma

diminuição da amplitude da tensão da rede elétrica no primeiro segundo (Figura 3.6).

Tendo-se verificado que o sinal de saída da PLL diminui de forma progressiva o valor

da amplitude, até atingir de novo a amplitude da tensão da rede elétrica.

Figura 3.6 – Resposta da PLL a uma variação de amplitude do sinal de entrada.




3.3.2. Teoria de Controlo

Para o cálculo da corrente de compensação recorreu-se ao método FBD,

apresentado anteriormente na secção 2.7.1. A escolha deste método deve-se à sua

simplicidade, quando comparado por exemplo com a teoria p-q, este necessita de efetuar

poucos cálculos, o que diminui o tempo de processamento do mesmo. Na Figura 3.7 é

apresentado um diagrama de blocos da implementação do controlo do FAP monofásico

utilizando este método. Em relação ao que foi apresentado na secção 2.7.1,

introduziram-se no controlo os sinais da PLL, e a potência para regular o

barramento CC do inversor, apelidada de preg.

O primeiro passo deste controlo passa pelo cálculo da potência instantânea

fornecida pela fonte, p. De seguida, é calculada a potência média, P, através de um

algoritmo de média deslizante. Esta potência representa a única componente que deve

ser fornecida pela fonte à carga. Posto isto, à potência média é somada a parcela de

potência que deve ser fornecida pela fonte ao barramento CC, por forma a este se

manter regulado no valor de tensão pretendido, essa regulação é realizada recorrendo a

um controlador PI. A soma destas duas potências resulta na potência final que deve ser

fornecida pela fonte ao sistema monofásico.

Figura 3.7 – Diagrama de blocos da implementação do controlo FBD.

Após ser obtida a potência que a fonte tem de fornecer ao sistema monofásico, é

calculada a condutância equivalente da carga, G, recorrendo à equação (3.1). Para o

cálculo da mesma, é necessário o valor da potência média, P, mais a potência de

regulação do barramento CC, preg, e também o valor eficaz da tensão da rede, Vs.

É possível obter o valor eficaz da tensão da rede recorrendo à PLL, pois esta

calcula o valor da amplitude da tensão da rede, Vsp_pll, para poder ajustar a amplitude do

sinal de saída. Com este valor, pode-se substituir a tensão eficaz pelo quociente entre o

PLL

Cálculo da Potência

Instantânea

Média deslizante da

potência

Regulação Barramento

CC

p P Cálculo da condutância equivalente

Cálculo da corrente na condutância equivalente

is

vsv s_pll

Vsp_pll

Vsp_pll

Vcc_ref

vcc

preg

G

v s_pll iG

iL

iF

+-

++

+-



valor de pico e raiz de dois, obtendo a equação (3.2). Simplificando desta forma o

cálculo da condutância equivalente. Por último é calculada a corrente na condutância e

subtraída à corrente da carga, obtendo-se assim a corrente de compensação.

2

_ plls

reg

V

pPG

(3.1)

2

_

2

_

)(2

2

pllsp

reg

pllsp

reg

V

pP

V

pPG

(3.2)

Para comprovar o funcionamento do método FBD, foi calculada a corrente de

compensação necessária para mitigar os problemas de Qualidade da Energia Elétrica

(QEE) provocados por uma carga não linear. Na Figura 3.8 (a) pode-se ver a tensão da

rede e corrente absorvida pela carga não linear, que apresenta uma THD de 71%. Na

Figura 3.8 (b) é apresentada a corrente de compensação calculada pelo controlo FBD.

Figura 3.8 – Teste ao funcionamento da teoria de controlo FBD: (a) Tensão da rede e corrente absorvida

por uma carga não linear; (b) Corrente de compensação calculada pelo método FBD.

A Figura 3.9 ilustra o resultado da subtração da corrente da carga com a corrente

de compensação calculada, obtendo-se assim a corrente teórica na fonte com a

compensação do FAP. Como se pode constatar a corrente fica sinusoidal em fase com a

tensão da rede elétrica.

Figura 3.9 – Corrente teórica na fonte em virtude da corrente de compensação calculada.




3.3.3. Técnicas de Comutação

Para o controlo da corrente de saída do inversor foram simuladas duas técnicas de

controlo que utilizam a modulação PWM unipolar, designadamente o controlo PI e o

controlo preditivo, abordados anteriormente na secção 2.6.3 e 2.6.4, respetivamente.

Nesta secção são apresentados os diagramas de blocos da sua implementação na

simulação. A verificação do correto funcionamento e das vantagens da utilização destas

técnicas foi abordada nas secções acima referidas.

Para a portadora triangular foi utilizada uma frequência de 50 kHz, que se traduz

na frequência de comutação de cada MOSFETs, e numa frequência de comutação

resultante de 100 kHz.

Controlo PI

Na Figura 3.10 é apresentado o diagrama de blocos do controlo PI implementado

com modulação PWM unipolar, este controlo passa pela utilização de um controlador PI

para minorar a diferença entre a corrente de saída do inversor e a corrente de referência.

Figura 3.10 – Diagrama de blocos do controlo PI com modelação PWM unipolar.

Controlo preditivo

Na Figura 3.11 é mostrado o diagrama de blocos do controlo preditivo com

modulação PWM unipolar. Como já foi apresentado na secção 2.6.4, este controlo passa

por obter o modelo elétrico da saída do inversor. Através deste, é calculada a tensão de

saída necessária para anular o erro entre a corrente de referência e a corrente de saída

do inversor.

Figura 3.11 – Diagrama de blocos do controlo preditivo com modelação PWM unipolar.

ControloPI+

TOP B

BOTTOM B

+

-

TOP A

BOTTOM A

+

-

-1

iF_ref

iF

+

-

+

-

-1

ControloPreditivoS

FF v

dt

diLv

Modelo Elétrico

vcc

TOP A

BOTTOM A

TOP B

BOTTOM B

iF_ref iFiF



3.4. Filtro Passivo RLC de Saída

De forma a mitigar as harmónicas de alta frequência devido à comutação dos

MOSFETs do inversor, foi aplicado um filtro passa-baixo na saída do mesmo. Na

Figura 3.12 é apresentado o esquema elétrico do filtro implementado. A indutância, L,

corresponde à indutância de acoplamento à rede.

Figura 3.12 – Esquema elétrico do filtro passa-baixo RLC.

O primeiro passo consiste no cálculo da indutância, que para além de ser parte do

filtro passa-baixo, é responsável por limitar o valor do di/dt da corrente durante os

instantes de comutação do inversor. Para o cálculo da mesma foi utilizada a

equação (3.3) [36], que relaciona o valor da indutância, L, com o ripple da corrente na

saída do inversor, Δi, utilizando modulação PWM unipolar, onde fSR representa a

frequência resultante da comutação dos MOSFETs. Definindo um ripple de 2 A para a

corrente injetada pelo inversor, obtém-se uma indutância no valor de 500 µH.

SR

CC

fi

vL

4 (3.3)

Uma vez determinado o valor da indutância, o próximo passo corresponde ao

cálculo do valor do condensador, C, com recurso à equação (3.4), onde fc corresponde à

frequência de corte do filtro passa-baixo. Tendo em conta a elevada frequência

resultante da comutação dos MOSFETs do inversor (100 kHz), pode ser definida uma

frequência de corte elevada, o que diminui o valor do condensador, tornando o filtro

mais pequeno. Por isso, foi estabelecida uma frequência de corte de aproximadamente

16 kHz, traduzindo-se num condensador de 200 nF.

LfC

C

2)2(

1

(3.4)

A resistência em série com o condensador é utilizada para amortecer a amplitude

do sinal próximo da frequência de ressonância, para esta foi utilizado o valor de 4,7 Ω.

Na Figura 3.13 é apresentada a resposta em frequência do filtro passa-baixo, onde

se pode averiguar que a frequência de corte é aproximadamente 16 kHz. À frequência

resultante das comutações (100 kHz) o sinal já se encontra atenuado em cerca de 30 dB.

C

R

L




Figura 3.13 – Resposta em frequência e diagrama de fase do filtro passa-baixo.

3.5. Compensação do Dead-Time nas Comutações

O dead-time origina uma perda momentânea do controlo da tensão de saída do

inversor [37-38], uma vez que durante este tempo, os dois MOSFETs de um dos braços

do inversor permanecem em aberto, o que não representa um estado válido de

funcionamento do mesmo. Esta é uma característica indesejável, pois a tensão de saída

do inversor vai apresentar desvios da tensão originalmente pretendida pelo controlo.

Na Figura 3.14 está ilustrada a comutação real de um braço do inversor em ponte

completa com modulação PWM unipolar. As linhas a tracejado mostram o intervalo de

comutação ideal. Durante o dead-time a tensão de saída é determinada pela condição da

carga, se a corrente for positiva, a tensão mantém-se mais tempo no nível 0, caso a

corrente seja negativa, a tensão mantém-se mais tempo no nível +VCC, o inverso

acontece para o segundo braço do inversor. Portanto, estes desvios de tensão levam a

que a magnitude da corrente seja menor do que o esperado.

Figura 3.14 – Sinais de gate dos MOSFETs de um braço do inversor em ponte completa, e respetiva

tensão de saída com efeito do dead-time.

Dead time

Incremento

Decréscimo

vinv

vinv

+VCC

+VCC

iinv>0

iinv<0

G1

G2



Para compensar este problema, adiciona-se ao valor de tensão de saída da técnica

de comutação, vref, o desvio de tensão provocado pelo dead-time. Para isso, calcula-se a

tensão média de todos os desvios de tensão num ciclo de comutação, através da

equação (3.5) [37]. No inversor em ponte completa com modulação unipolar existem

duas comutações em cada ciclo. Na equação supracitada, td representa o tempo de

dead-time e TSR o período da comutação resultante dos MOSFETs.

CC

SR

d vT

tV

2

(3.5)

No controlo do inversor é necessário verificar se a corrente é positiva ou negativa,

de forma a adicionar ou subtrair Δ à tensão de referência da saída do inversor. No caso

da corrente ser positiva, à tensão de referência é adicionado o Δ , caso contrário, é

subtraído o Δ .

Na Figura 3.15 (a) é apresentada uma corrente sinusoidal sintetizada por um

inversor em ponte completa com técnica de comutação por controlo preditivo. É

possível visualizar o efeito do dead-time nas transições por zero da corrente, que como

já foi referido, traduz-se num desvio da tensão, ou seja uma alteração da amplitude da

corrente sintetizada. Na Figura 3.15 (b) está ilustrada a mesma corrente mostrada

anteriormente, mas neste caso foi aplicada a compensação do dead-time ao controlo,

podendo-se constatar que esse efeito foi eliminado.

Figura 3.15 – Corrente sinusoidal injetada na rede com controlo preditivo:

(a) Sem compensação do efeito do dead-time; (b) Com compensação do efeito do dead-time.




3.6. Regulação do Barramento CC

Numa fase inicial, previamente à compensação de uma dada carga pelo FAP é

realizada a regulação da tensão do barramento CC, para um valor suficientemente

elevado que possibilite injetar na rede a corrente de compensação calculada.

Quando o FAP é ligado pela primeira vez os condensadores do barramento CC

vão estar totalmente descarregados, sendo necessário fazer uma pré-carga dos mesmos.

Para esse fim, são utilizando os díodos em anti-paralelo dos MOSFETs que constituem

o inversor. Estes formam uma ponte retificadora, carregando os condensadores com o

valor de pico da tensão da rede, neste caso 325 V, desprezando as perdas do sistema.

Para que a corrente não seja elevada na altura de fazer a pré-carga, é colocada uma

resistência em série com o inversor, limitando assim a corrente que flui para os

condensadores. Depois da tensão dos condensadores atingir o valor próximo do valor de

pico da tensão da rede, é efetuado o by-pass da resistência através de um relé.

Figura 3.16 – Fases da regulação da tensão nos condensadores do barramento CC do inversor.

Na Figura 3.16 pode-se ver o estágio de carga dos condensadores do

barramento CC. Na primeira fase o condensador é carregado aproximadamente até

290 V. Posto isto, é ligado o relé perto do instante 1,9 s, onde é efetuado o by-pass à

resistência de pré-carga, a tensão sobe então para o valor de pico da tensão da rede

elétrica. No instante 2,5 s é ligada a regulação do barramento CC sem o FAP estar a

compensar, verificando-se que a tensão aumenta para valores próximos da tensão

desejada, neste caso 400 V. Depois da tensão do barramento CC estar regulada, pode-se

então dar início à compensação dos problemas de QEE na carga do sistema.

Durante a regulação do barramento CC sem compensação da carga, é feita uma

alteração no controlo FBD. Para esta situação, apenas entra na equação da corrente do

FAP a potência necessária para regular o barramento CC, equação (3.6). A corrente vai

ser negativa para que a potência seja recebida da rede elétrica e não fornecida.



S

pllsp

REGF v

V

pi

2

_

2

(3.6)

Na Figura 3.17 é apresentada a tensão da rede e a corrente no FAP durante o

processo de carregamento do barramento CC do inversor. A Figura 3.17 (a) demonstra o

momento em que é efetuada a pré-carga dos condensadores. Neste caso o inversor

comporta-se como um retificador, a corrente, iF, é limitada pela resistência de pré-carga

e pode constatar-se que a corrente está desfasada 180º da tensão, o que significa que a

energia está a fluir para o inversor. Na Figura 3.17 (b) foi efetuado ao by-pass à

resistência de pré-carga, verifica-se que apenas existem uns picos de corrente

característicos do retificador com filtro capacitivo. Por último, na Figura 3.17 (c) a

tensão do barramento CC está a ser regulada pelo inversor, pode-se ver a corrente de

referência calculada pelo controlo do FAP, iF_ref, e a respetiva corrente no inversor, iF.

Figura 3.17 – Corrente no FAP e tensão da rede nos três estágios da regulação do barramento CC:

(a) Na pré-carga dos condensadores; (b) No by-pass do relé, ligado diretamente à rede;

(c) A regular a tensão nos condensadores.




3.7. Resultados de Simulação Obtidos

Nesta secção são apresentados alguns resultados obtidos da simulação do FAP

monofásico com diferentes condições de carga, em regime permanente e transitório. São

ainda apresentadas simulações da operação do FAP em resposta à entrada e saída de

cargas no sistema monofásico. Na Figura 3.18 é apresentado o esquema elétrico do

sistema monofásico e do andar de potência simulado. Na Tabela 3.1 encontram-se os

valores dos componentes utilizados na simulação.

Figura 3.18 – Esquema elétrico do sistema simulado no PSIM.

Tabela 3.1 – Valores dos componentes utilizados nas simulações.

Componente Valor

LS 100 µH

RS 0,2 Ω

C 3820 µF

LF1 250 µH

LF2 250 µH

CF 200 nF

RF 4,7 Ω

3.7.1. Retificador com Carga RC

Por forma a verificar a performance do FAP monofásico, foi simulada a sua

operação a compensar uma carga utilizada vulgarmente em equipamentos eletrónicos,

designada de retificador com carga RC (Figura 3.19). Foi colocada uma indutância em

série com o retificador de forma a diminuir a variação brusca da corrente, característica

deste tipo de carga, diminuindo assim o valor da THD na corrente. Na Tabela 3.2 são

apresentados os valores dos componentes da carga utilizados nesta simulação.

S1S3

S2

C

S4

Rede Elétrica

Carga

LF1 LF2

RF

CF

RS

LS



Figura 3.19 – Esquema elétrico da carga utilizada na simulação (retificador em carga RC).

Tabela 3.2 – Valores dos componentes utilizados na carga (retificador com carga RC).

Componente Valor

LL 10 mH

CL 1000 µF

RL 16 Ω

Na Figura 3.20 (a) é mostrada a tensão e a corrente na fonte sem compensação

efetuada pelo FAP monofásico, podendo-se verificar que a corrente absorvida pela

carga não possui uma forma de onda sinusoidal. Quando é ligado o FAP, utilizando o

controlo preditivo como técnica de comutação, observa-se que a corrente fica sinusoidal

em fase com a tensão da rede, Figura 3.20 (b).

Figura 3.20 – Formas de onda da corrente e tensão na fonte do sistema monofásico (retificador com

carga RC): (a) FAP desligado; (b) FAP ligado com controlo preditivo.

Na Figura 3.21 (a) pode-se ver a operação do FAP em regime transitório. Este é

ligado aproximadamente no instante 0,2 s, sendo possível constatar que a corrente na

fonte se torna prontamente sinusoidal, sem haver transitórios ou picos de corrente no

LLCL

RL




momento em que este é ligado. Na Figura 3.21 (b) é exposta a corrente de referência

calculada pelo controlo FDB, iF_ref, e a corrente de compensação, iF, a ser injetada na

rede, como é possível comprovar a corrente de compensação segue perfeitamente a


Figura 3.21 – Formas de onda no sistema monofásico (retificador com carga RC), quando é ligado o FAP:

(a) Tensão e corrente na fonte; (b) Correntes de referência e de compensação, com controlo preditivo.

Na Figura 3.22 é ilustrada a tensão no barramento CC, a tensão ronda os 400 V,

como esperado. A oscilação da tensão deve-se à corrente que está a ser injetada para

compensar as harmónicas e a potência reativa presente no sistema monofásico.

Figura 3.22 – Tensão no condensador do barramento CC do inversor do FAP.

Na Tabela 3.3 são mostrados os valores eficazes, a THD, e o fator de potência

total da corrente na fonte, carga e no FAP. É possível constatar que com a compensação

do FAP a THD na fonte foi reduzida para 0,69%, quando tinha anteriormente o valor de

37,9%. Sendo também corrigido o fator de potência total para muito próximo do valor

unitário. Estes dois fatores fazem com que a corrente eficaz na fonte diminua, e

constatou-se que esta diminuição foi de 20 A para 16 A. Na Figura 3.23 são mostrados

os espetros harmónicos na corrente da fonte até à 20ª harmónica, antes e depois da ação

do FAP monofásico. Como se pode verificar foram minoradas praticamente todas as

harmónicas existentes na corrente.



Tabela 3.3 – Valor eficaz, THD, e fator de potência total no sistema monofásico

(retificador com carga RC), com o FAP ligado utilizando o controlo preditivo.

Fonte Carga FAP

RMS 16 A 20 A 12,5 A

THD 0,69% 37,9% -

FPT 0,99 0,78 -

(a)

(b)

Figura 3.23 – Espetro harmónico da corrente na fonte do sistema (retificador com carga RC): (a) FAP desligado, THD = 37,9%; (b) FAP ligado com controlo preditivo, THD = 0,69%.

Na Figura 3.24 pode-se ver uma vez mais a corrente e tensão na fonte com a

compensação do FAP, para os valores de carga acima apresentados, mas neste caso foi

utilizado o controlo PI como técnica de comutação. Obtiveram-se resultados muito

semelhantes ao do controlo preditivo (Tabela 3.4). Com o controlo PI a THD desceu

para 0,64%, ligeiramente inferior à obtida com controlo preditivo. O problema deste

controlo, como foi mencionado anteriormente, é a maior dificuldade de ajuste dos

ganhos do controlador PI.

Figura 3.24 – Forma de onda da corrente e tensão na fonte do sistema monofásico

(retificador com carga RC), com o FAP ligado utilizando o controlo PI.

Tabela 3.4 – Valor eficaz, THD, e fator de potência total no sistema monofásico (retificador com carga RC), com o FAP ligado utilizando o controlo PI.

Fonte Carga FAP

RMS 16,3 A 20,0 A 12,8 A

THD 0,64% 37,9% -

FPT 0,99 0,78 -




3.7.2. Retificador com Carga RL

Nesta secção foi simulada a operação do FAP a compensar um retificador com

carga RL, apresentada na Figura 3.25. Na Tabela 3.5 são apresentados os valores dos

componentes utilizados na composição da carga.

Figura 3.25 – Esquema elétrico da carga utilizada na simulação (retificador em carga RL).

Tabela 3.5 – Valores dos componentes utilizados na carga (retificador com carga RL).

Componente Valor

LL1 1 mH

LL2 146 mH

RL 8 Ω

Com esta carga a corrente absorvida possui um grande valor de di/dt, como se

pode ver na Figura 3.26 (a), aproximando-se de uma onda quadrada. Com o FAP a

compensar utilizando o controlo preditivo como técnica de comutação, a corrente torna-

se sinusoidal em fase com a tensão da rede elétrica, Figura 3.26 (b).

Figura 3.26 – Formas de onda da corrente e tensão na fonte do sistema monofásico

(retificador com carga RL): (a) FAP desligado; (b) FAP ligado com controlo preditivo.

LL1

RL

LL2



Na Figura 3.27 (a) é apresentado o momento em que o FAP começa a compensar

a carga, mais uma vez a transição é suave sem transitórios nem picos de corrente. Na

Figura 3.27 (b) pode-se ver a corrente de compensação, que apresenta elevados valores

de di/dt. Além disso, é possível constatar que a corrente de saída segue perfeitamente a


Figura 3.27 – Formas de onda no sistema (retificador com carga RL), quando é ligado o FAP:


Com o FAP em operação a THD da corrente na fonte diminui para um valor

muito baixo, cerca de 0,98%. Na Figura 3.28 são apesentados os espetros harmónicos da

corrente com e sem compensação do FAP. Na Tabela 3.6 são mostrados os valores

eficazes, THD e fator de potência total no sistema monofásico, mais uma vez, pela ação

do FAP, este torna-se muito próximo da unidade.


(retificador com carga RL), com o FAP ligado utilizando o controlo preditivo.

Fonte Carga FAP

RMS 22,1 A 24,1 A 10,2 A

THD 0,98% 39,8% -

FPT 0,99 0,9 -

Figura 3.28 – Espetro harmónico da corrente na fonte do sistema (retificador com carga RL):

(a) FAP desligado, THD = 39,8%; (b) FAP ligado com controlo preditivo, THD = 0,98%.




De forma similar ao caso anterior, foi testado o funcionamento do FAP mas com a

técnica de comutação com controlo PI. Na Figura 3.29 é apresentada a tensão e corrente

na fonte com a compensação do FAP, os resultados obtidos foram muito semelhantes ao

controlo preditivo. Na Tabela 3.7 pode-se ver os resultados da compensação do FAP

com controlo PI. Em comparação com os resultados do controlo preditivo, Tabela 3.6,

constata-se que ambas as técnicas de comutação possuem performances muito

parecidas.

Figura 3.29 – Forma de onda da corrente e tensão na fonte do sistema monofásico

(retificador com carga RL), com o FAP ligado utilizando o controlo PI.


(retificador com carga RL), com o FAP ligado utilizando o controlo PI.

Fonte Carga FAP

RMS 22,3 A 24,2 A 10 A

THD 1,1% 39,8% -

FPT 0,99 0,9 -

3.7.3. Retificador com Carga RC e Indutância Série Baixa

Por forma a testar o funcionamento do FAP em condições extremas de operação,

foi simulada a mesma carga da secção 3.7.1, mas neste caso foi inserida uma indutância

série de baixo valor, ficando a THD da corrente com um valor bastante elevado. Esta

possui um grande valor de di/dt tornando a carga muito difícil de compensar. Na

Tabela 3.8 são descritos os valores dos componentes utilizados na carga.

Tabela 3.8 – Valores dos componentes utilizados na carga

(retificador com carga RC e indutância série baixa).

Componente Valor

LL 500 µH

CL 1000 µH

RL 36 Ω



Na Figura 3.30 (a) pode-se visualizar a corrente da fonte sem a compensação da

carga, esta possui uma THD de 120%. Como se pode observar na Figura 3.30 (b), o

FAP reduziu a THD da corrente na fonte, tornando-a praticamente sinusoidal.

Figura 3.30 – Formas de onda da corrente e tensão na fonte do sistema monofásico (retificador com

carga RL e indutância série baixa): (a) FAP desligado; (b) FAP ligado com controlo preditivo.

Na Figura 3.31 é apresentado o momento em que o FAP começa a compensar,

sendo possível visualizar a corrente do FAP a seguir a corrente de referência calculada.

Figura 3.31 – Formas de onda no sistema (retificador com carga RC e indutância série baixa), quando é

ligado o FAP: (a) Tensão e corrente na fonte; (b) Correntes de referência e de compensação, com

controlo preditivo.

Na Tabela 3.9 são apresentadas as correntes eficazes, a THD e o fator de potência

total no sistema monofásico. Na Figura 3.32 pode-se visualizar os espetros harmónicos




antes e depois da compensação, podendo-se concluir que apesar da carga possuir uma

THD muito elevada, o FAP foi capaz de compensar as harmónicas, tornando a THD da

corrente na fonte muito baixa.


(retificador com carga RC e indutância série baixa), com o FAP ligado utilizando o controlo preditivo.

Fonte Carga FAP

RMS 12,8 A 18,7 A 14,2 A

THD 2,0% 119,4% -

FPT 0,99 0,64 -

Figura 3.32 – Espetro harmónico da corrente na fonte do sistema (retificador com carga RC e indutância

série baixa): (a) FAP desligado, THD = 119,4%; (b) FAP ligado com controlo preditivo, THD = 2,0%.

Na Tabela 3.10 são mostrados os valores obtidos com o FAP a compensar

utilizando o controlo PI como técnica de comutação, verifica-se que com o controlo PI

obteve-se uma THD da corrente ligeiramente inferior ao caso do controlo preditivo, não

sendo esta uma diferença significativa. Neste caso não foi apresentada a imagem da

corrente na fonte com o FAP a compensar, devido á sua semelhança com a corrente

obtida com controlo preditivo.


(retificador com carga RC e indutância série baixa), com o FAP ligado utilizando o controlo PI.

Fonte Carga FAP

RMS 12,8 A 18,9 A 14,4 A

THD 1,7% 119,4% -

PFT 0,99 0,63 -

3.7.4. Carga RL

O FAP monofásico também pode ser utilizado em cargas lineares, que não

consomem corrente com conteúdo harmónico. Nestas cargas, o FAP atua para mitigar o

fator de potência. Neste teste foi utilizada uma carga RL (Figura 3.33). Na Tabela 3.11

são mostrados os valores dos componentes utilizados na carga.



Figura 3.33 – Esquema elétrico da carga utilizada na simulação (carga RL).

Tabela 3.11 – Esquema elétrico da carga utilizada na simulação (carga RL).

Componente Valor

LL 30 mH

RL 7,5 Ω

Como se pode ver na Figura 3.34 (a) a corrente encontrasse atrasada em relação à

tensão da rede, após a compensação do FAP, Figura 3.34 (b), a corrente fica em fase

com a tensão da rede, reduzindo assim o fator de potência.

Figura 3.34 – Formas de onda no sistema (carga RL), quando é ligado o FAP:


Na Tabela 3.12 pode-se observar que o fator de potência que na carga é de 0,62,

na fonte este foi corrigido ficando perto da unidade. A corrente eficaz na fonte baixou

dos 18,8 A para 12,6 A, permanecendo com um ligeiro valor da THD em relação à

corrente na carga, provocado pela corrente injetada pelo FAP. Com a técnica de

comutação com controlo PI os valores obtidos foram idênticos, ficando a corrente na

fonte com uma THD de 0,67%.

LL RL





(carga RL), com o FAP ligado utilizando o controlo preditivo.

Fonte Carga FAP

RMS 12,6 A 18,8 A 14,6 A

THD 0,7% 0,5% 2,9%

FP 0,99 0,62 -

3.7.5. Operação do FAP com Alteração de Cargas

Neste teste foi simulada a entrada e saída de cargas no sistema monofásico. Na

Figura 3.35 são apresentadas as cargas usadas nesta simulação, é utilizado um

retificador com carga RC e outro com carga RL. Na Tabela 3.13 encontram-se os

valores dos componentes utilizados nas duas cargas.

Figura 3.35 – Esquema elétrico das duas cargas utilizadas nesta simulação.

Tabela 3.13 – Valores dos componentes utilizados nas duas cargas.

Componente Valor

LL1 2 mH

LL2 70 mH

RL1 16 Ω

LL3 2 mH

CL 1000 µH

RL2 26 Ω

Na Figura 3.36 pode-se visualizar as correntes do sistema monofásico, onde até ao

instante 2,5 s apenas está ligada uma carga ao sistema, o retificador com carga RL,

sendo de seguida ligada a segunda carga, um retificador com carga RC. Na

Figura 3.36 (a) pode-se ver a corrente na carga, sendo possível visualizar o pico de

corrente de cerca de 160 A provocado pela entrada da segunda carga. Este pico de

corrente pode ser suficiente por exemplo, para atuar indevidamente elementos de

proteções do sistema monofásico.

LL1

RL1

LL2

CL

RL2

LL3



Na Figura 3.36 (b) é apresentada a corrente na fonte com a compensação do FAP

monofásico, podendo-se constatar que no instante em que é ligada a segunda carga à

rede elétrica, o pico de corrente foi diminuído pela ação do FAP para cerca de 70 A, o

que representa mais uma vantagem na utilização do mesmo. Por outro lado, este valor

elevado de corrente, causado pela entrada de uma nova carga no sistema, vai provocar

uma corrente significativa no inversor. Essa corrente pode ser suficiente para provocar a

destruição do mesmo. Na Figura 3.36 (c) é possível apurar que a corrente máxima

injetada pelo FAP monofásico é aproximadamente 120 A.

Figura 3.36 – Correntes no sistema monofásico com a alteração de cargas, utilizando a compensação

do FAP: (a) Corrente na carga; (b) Corrente na fonte; (c) Corrente de referência e de compensação

injetada pelo FAP.

Na Figura 3.37 pode-se observar a variação da tensão do barramento CC no

instante em que é ligada a segunda carga ao sistema, como se pode constatar a tensão

diminui drasticamente devido à elevada corrente injetada pelo inversor.




Figura 3.37 – Tensão no barramento CC no instante em que é ligada a segunda carga ao sistema.

Caso o inversor não esteja preparado para injetar uma corrente tão elevada,

mesmo sendo num curto espaço de tempo, uma forma simples de solucionar esse

problema consiste em limitar a corrente de referência calculada para a compensação.

Assim, se a corrente calculada ultrapassar um certo valor, é limitada, fazendo com que a

corrente injetada pelo inversor não tome valores que o possam danificar.

Na Figura 3.38 pode-se ver as correntes no sistema com o FAP a compensar as

mesmas cargas do caso anterior, mas neste teste foi implementado um limite na corrente

de referência de 30 A. Como de pode observar na Figura 3.38 (b), com a entrada da

segunda carga no instante 2,5 s, a corrente do inversor não ultrapassou a corrente

máxima permitida pelo controlo, fazendo com que este não se danifique por excesso de

corrente, em contrapartida não ajuda à diminuição do pico de corrente transitório. Na

Figura 3.38 pode ver-se que após a entrada da segunda carga no sistema, a corrente na

fonte recupera a sua forma sinusoidal em cerca de dois ciclos da rede elétrica.

Figura 3.38 – Formas de onda das correntes no sistema, com limitação da corrente do FAP: (a) Corrente

na fonte com o FAP ligado; (b) Corrente de referência e de compensação no FAP, limitada aos 30 A.



Por fim, foi realizada uma simulação com as mesmas cargas, mas neste caso as

duas cargas estão ligadas ao sistema monofásico, e no instante 2,5 s foi desligada a

carga constituída por um retificador com RC na saída. Na Figura 3.39 (a) é apresentada

a corrente na carga, é possível ver no instante 2,5 s a corrente a mudar a sua forma

devido à saída de uma das cargas. Na Figura 3.39 (b) é mostrada a corrente na fonte

com a compensação do FAP, podendo-se constatar que decorrido cerca de um ciclo a

corrente volta a estar perfeitamente sinusoidal em fase com a tensão da rede elétrica.

Figura 3.39 – Formas de onda da corrente no sistema: (a) Na carga, com saída de uma das cargas no

sistema monofásico; (b) Na fonte com compensação do FAP.

Na Figura 3.40 pode-se visualizar a tensão no barramento CC do inversor, ao

contrário do mostrado anteriormente, neste caso quando a carga sai do sistema a tensão

no barramento CC têm tem um ligeiro aumento, sendo necessário tomar precauções

para que não seja ultrapassada a tensão máxima permitida pelos condensadores,

constituintes do barramento CC do inversor.

Figura 3.40 – Tensão no barramento CC no instante em que é desligada uma das cargas do sistema.




3.8. Conclusão

Neste capítulo recorrendo à ferramenta de simulação PSIM, foi comprovado o

funcionamento teórico do Filtro Ativo de Potência (FAP) monofásico a compensar

problemas de Qualidade da Energia Elétrica (QEE) na corrente, com diferentes tipos de

cargas ligadas ao sistema monofásico. Para as diferentes cargas simuladas foram

mitigadas praticamente todas as harmónicas da corrente, fazendo com que a THD na

corrente da fonte para as diferentes cargas diminua drasticamente, após a compensação

efetuada pelo FAP monofásico, ficando com valores próximos ou abaixo da unidade

percentual. Da mesma forma, nas cargas com presença de potência reativa, esta foi

reduzida, significando assim que o fator de potência foi minimizado.

Nas simulações do FAP foram utilizadas diferentes técnicas de comutação, foi

testado o funcionamento deste com o controlo preditivo e controlo PI, e em ambas as

técnicas os resultados obtidos foram muito aproximados, o que mostra que a

performance das duas técnicas é muito análoga. Como a performance das duas técnicas

é idêntica, o controlo preditivo destaca-se em relação ao controlo PI devido à não

necessidade de ajustar ganhos, nem alterar parâmetros dependendo da carga a

compensar.

Por último, foi testado o funcionamento do FAP com a entrada e saída de cargas

no sistema em que este se encontra inserido. Após a entrada ou saída de uma nova

carga, a corrente na fonte volta a ficar sinusoidal e em fase com a tensão, em cerca de

dois ciclos da rede. No caso em que a carga ao entrar no sistema provoque um pico

elevado de corrente, o FAP ajuda na diminuição desse pico. Contudo, caso o inversor

não suporte determinados valores elevados de corrente, que podem surgir

transitoriamente na entrada de cargas no sistema, podem ser introduzidos limites na

corrente de referência, fazendo assim com que o inversor não gere correntes demasiado

elevadas que o possam danificar.


CAPÍTULO 4

Implementação do Filtro Ativo Paralelo Monofásico

4.1. Introdução

Neste capítulo é apresentada a implementação prática do Filtro Ativo Paralelo

(FAP) monofásico com inversor em ponte completa utilizando MOSFETs. Assim

sendo, são mostrados todos os elementos constituintes do FAP monofásico (Figura 4.1).

Inicialmente, no andar de potência, são descritos o inversor, as indutâncias de

acoplamento à rede, e por fim o circuito de interface entre o FAP e a rede elétrica. No

sistema de controlo são descritos os diversos sensores, circuitos de condicionamento de

sinal, circuitos de proteção e circuitos de comando. É também apresentado no sistema

de controlo o microcontrolador DSP (Digital Signal Processor) utilizado, bem como o

processo estrutural do software implementado para o controlo digital do FAP.

No final deste capítulo é exibido o desenvolvimento de uma interface gráfica com

o utilizador. Pretende-se que a mesma a mesma possibilite ao utilizador a visualização

de formas de onda do sistema e do espetro harmónico, bem como o comando do

FAP monofásico.

Figura 4.1 – Diagrama de blocos dos elementos constituintes do FAP monofásico.

Sensores Corrente

SensoresTensão

Sensor Temperatura

Co

nd

icion

amen

to d

e Sinal

Co

man

do

/Enab

le

Inversor MOSFETs

Barram

ento

CC

Indutância Filtro P

assivo

Interface

Red

e/Carga

Drivers

RedeElétrica

Carga

Sistema de Controlo

Andar de Potência

T

vS_m

vCC_m

vS

vCC

iL

iF

iSiS_m

iL_m

iF_m

Tm

vS_ADC

iS_ADC

iL_ADC

iF_ADC

vCC_ADC

v

iS_pro

iL_pro

iF_pro

CC_pro

1APWM

1BPWM

2BPWM

2APWM

Enable

ERRO

1AG

1BG

2AG

2BG

+

-

FinvFFF

F

N

N N Ninv

Pro

teções

DSP

SE

T

RS

ET

ER

RO

1APWM

1BPWM

2APWM

2BPWM

1AG 1BG 2AG 2BG

Relés

RELES RELEpre-carga

RELES

RELEpre-carga

TADC

Capítulo 4 – Implementação do Filtro Ativo Paralelo Monofásico



4.2. Andar de Potência

Nesta secção são descritos os elementos constituintes do andar de potência do

FAP monofásico. Inicialmente é apresentado o inversor em ponte completa concebido

com MOSFETs e respetivos condensadores que formam o barramento CC, em seguida

são exibidas as indutâncias utilizadas para o acoplamento do inversor à rede elétrica.

Sendo por último apresentada a placa responsável por efetuar o interface entre o FAP,

a carga e a rede elétrica. Os elementos do andar de potência foram dimensionados e

implementados tendo em conta as especificações desejadas para o FAP monofásico,

que podem ser consultados na Tabela 4.1.

Tabela 4.1 – Valores nominais de funcionamento do FAP monofásico.

Grandeza Valor Nominal

Tensão 230 V

Frequência 50 Hz

Corrente 16 A

Potência 3680 VA

4.2.1. Inversor em Ponte Completa

Para o inversor do FAP monofásico foi utilizada a topologia em ponte completa,

como se pode observar na Figura 4.2. A escolha do inversor em ponte completa em

detrimento de um inversor em meia ponte deve-se ao facto dos MOSFETs, nesta

topologia, necessitarem de suportar uma tensão duas vezes menor do que necessitariam

de suportar no caso do inversor em meia ponte. Assim sendo, na topologia em ponte

completa têm de suportar uma tensão mínima de 400 V, enquanto, que na topologia em

meia ponte teriam de suportar no mínimo 800 V. A redução no valor de tensão que os

MOSFETs têm de suportar é significativa, uma vez que para valores de tensões tão

elevados estes ainda se encontram pouco disseminados no mercado, o que dificulta a

sua aquisição e o custo associado é elevado. Outro motivo para a utilização do inversor

em ponte completa deve-se à possibilidade de obter três níveis de tensão na saída, o que

melhora a qualidade da corrente de saída produzida.

S1 S3

S2

C

S4

Vout

Figura 4.2 – Esquema elétrico do inversor em ponte completa desenvolvido.



Um dos objetivos desta dissertação é obter um sistema compacto e fácil de

transportar. Nesse sentido o inversor foi desenvolvido para ser embutido numa caixa,

sendo também ponderada logo à partida a colocação de um dissipador de calor no

exterior da mesma, de forma a ocupar o menor espaço possível.

O inversor de potência é composto por MOSFETs discretos do fabricante Vishay,

com a referência IRFPS40N60K, suportam uma tensão nominal de 600 V, e uma

corrente em condução contínua de 40 A [39]. Estes MOSFETs apresentam um

encapsulamento que proporciona uma grande dissipação de calor, permitindo que sejam

capazes de dissipar uma potência até 570 W a uma temperatura de 25 °C. Na Figura 4.3

é possível ver o encapsulamento e o símbolo elétrico do MOSFET.

(a)

(b)

Figura 4.3 – MOSFET IRFPS40N60K (Fonte: Vishay): (a) Encapsulamento; (b) Símbolo elétrico.

Na Figura 4.4 é possível visualizar a PCB (Printed Circuit Board) construída para

alocar o inversor. Para além dos MOSFETs constituintes do inversor, foram colocados

dois condensadores de snubber, um em cada braço do inversor, resistências de elevado

valor entre o terminal da gate e source dos MOSFET, para evitar comutações indevidas

no caso da gate se encontrar em aberto, e díodos de zenner para proteger as gates contra

valores excessivos de tensão que possam danificar os MOSFETs.

Figura 4.4 – Vista superior do inversor desenvolvido para o FAP monofásico.




Na Figura 4.5 é mostrado o inversor visto de baixo, podendo-se observar a

disposição dos MOSFETs na PCB. Esta possui orifícios onde são colocados os

parafusos para efetuar o aperto dos mesmos ao dissipador. Para se obter um boa pressão

dos MOSFETs sobre o dissipador, foi colocado por trás dos mesmos uma barra de metal

rígida, assim, é proporcionado um aperto robusto e uniforme dos mesmos.

Figura 4.5 – Vista inferior do inversor desenvolvido para o FAP monofásico.

Na Figura 4.6 pode-se ver a placa do inversor instalada no dissipador. De referir

que no mesmo foi colocado um sensor de temperatura próximo dos MOSFETs,

possibilitando assim a monotorização da temperatura.

Figura 4.6 – Inversor instalado no dissipador de calor.

Devido ao tamanho relativamente grande dos condensadores do barramento CC,

estes foram colocados numa placa à parte do inversor (Figura 4.7). Foram utilizados

quatro condensadores em paralelo de 820 µF, modelo MAL209527821E3, do fabricante

VISHAY, o conjunto destes condensadores formam um barramento CC com uma

capacidade de 3280 µF. Suportam uma tensão de 450 V, valor que foi selecionado por

forma a obter uma margem de segurança quando o FAP estiver a funcionar com o valor

nominal de tensão no barramento CC, que é aproximadamente de 400 V.



Figura 4.7 – Condensadores constituintes do barramento CC do inversor.

4.2.2. Bobina de Acoplamento à Rede Elétrica

A bobina constituinte do filtro de acoplamento à rede foi desenvolvida recorrendo

a núcleos de pó de ferro, esta opção foi tomada tendo em consideração a diminuição do

tamanho e do ruído audível provocado pela mesma. Este ruído é normalmente

provocado por núcleos constituídos por chapas de ferro, estas vibram devido à corrente

com componentes harmónicas que atravessa a bobina, produzindo um ruído audível,

podendo ser bastante intenso e desagradável.

Tal como mencionado anteriormente pretende-se obter um sistema compacto, por

isso, foi dimensionada e desenvolvida uma indutância de baixo valor (500 µH). Valor

que foi conseguido devido à elevada frequência de comutação utilizada no inversor

(frequência resultante das comutações de 100 kHz). Assim, com a utilizando de núcleos

de pó de ferro, com poucas espiras é possível obter o valor de indutância pretendido.

O problema deste tipo de núcleo é a baixa corrente de saturação. Para colmatar

este problema foram utilizados vários núcleos em paralelo, aumentando assim o valor

da corrente de saturação. Outra forma utilizada para obter o referido aumento, consiste

em dividir a indutância em duas, baixando o valor de cada indutância nos respetivos

núcleos, traduzindo-se também num incremento do valor da corrente de saturação.

Através de um software disponibilizado pelo fabricante de núcleos de pó de ferro,

Micrometals, foi possível verificar que núcleos serviam para a aplicação requerida, bem

como o número de núcleos em paralelo necessários. Para as características pretendidas

foram selecionados cinco núcleos, T150-26, em paralelo.

Na Figura 4.8 pode-se ver o gráfico, gerado pelo software, do valor da indutância

em função da corrente, onde é também fornecido o número de voltas necessárias para

obter o valor de indutância pretendido. Através do gráfico pode-se observar que o valor

da indutância vai diminuindo com o aumento da corrente, podendo-se constatar que

para uma corrente de 16 A a indutância possui um valor aproximado de 250 µH.




Figura 4.8 – Gráfico do valor da indutância em função da Corrente (Fonte: Micrometals).

Foram desenvolvidas duas bobinas, cada um com cinco núcleos em paralelo,

formando assim uma indutância total de 500 µH aos 16 A instantâneos. Na Figura 4.9

podem-se ver as duas bobinas desenvolvidas. De forma a diminuir as perdas nos

enrolamentos provocadas pelo efeito Pelicular, estes foram concebidos com vários fios

finos em paralelo.

Figura 4.9 – Bobinas de acoplamento à rede com núcleos de pó de ferro.

4.2.3. Placa de Interface do FAP com o Sistema Monofásico

Sendo o FAP um equipamento para ser integrado numa caixa, este vai necessitar

de dois conectores, um para ligar o FAP à rede elétrica, e outro para ligar a carga. Para

fazer a interligação destas três componentes do sistema monofásico foi desenvolvida

uma PCB. Esta é constituída por uma série de conetores para realizar a conexão dos

sistemas, por um relé para tornar possível ligar e desligar o FAP à rede elétrica, e pelo

circuito de pré-carga do barramento CC do inversor, que é constituído por uma

resistência em paralelo com um relé de by-pass. Nesta placa foram ainda dispostos os

sensores de corrente necessários para o controlo do sistema. Na Figura 4.10 é

apresentado o esquema elétrico da placa de interface, com os seus constituintes.



Figura 4.10 – Esquema elétrico do circuito de interface entre o FAP e a rede elétrica.

Na Figura 4.11 é apresentado o aspeto final da placa de interface desenvolvida,

onde é possível observar os sensores de corrente de efeito de Hall, abordados na

secção 4.3.1, os relés e a resistência de pré-carga no lado esquerdo da imagem, e ainda

todos os conetores necessários para interligar o FAP ao sistema monofásico.

Figura 4.11 – Placa desenvolvida para o interface entre o FAP, carga e rede elétrica.

4.3. Sistema de Controlo

Nesta secção vão ser abordados todos os elementos que constituem o sistema de

controlo do FAP monofásico. O sistema pode ser dividido em duas partes, a primeira

corresponde ao hardware, onde são descritos os sensores de tensão, corrente e

temperatura. São igualmente descritos os circuitos de condicionamento de sinal,

circuitos de proteção, circuitos de comando para habilitar e desabilitar os sinais de

PWM e atuar os relés, e os drivers para atuar os MOSFETs. A segunda parte

corresponde ao software desenvolvido e executado no DSP, onde são implementados

todos os algoritmos de controlo e supervisão do FAP monofásico, sendo para isso

descritos todos os processos de execução do controlo.

A A

A

Pla

ca d

e In

terf

ace

InversorFiltro RLC

Rede Elétrica

ReléPré-cargaR

ReléRede

Sensor iF

Sensor Sensor iS iL

Pré-carga

Carga




4.3.1. Sensor de Corrente

Para a medição das correntes do sistema, necessárias para o controlo do FAP

monofásico, foram utilizados sensores de efeito de Hall, do fabricante LEM, com a

referência LTSR 15-NP [40]. Na Figura 4.12 é possível ver o aspeto físico e o esquema

elétrico do sensor mencionado, estes estão inseridos na placa de interface mencionada

anteriormente (secção 4.2.3).

(a)

(b)

Figura 4.12 – Sensor de efeito de Hall utilizado para medição das correntes do sistema (Fonte: LEM): (a) Aspeto físico; (b) Esquema elétrico.

Este sensor mede uma corrente nominal de 15 A, podendo medir até uma corrente

máxima de ±48 A. Possui duas formas de medição da corrente, através de um orifício,

onde o fio com a corrente a medir passa diretamente, sem necessidade de interromper o

circuito, ou através dos pinos de medição, onde é interrompido o circuito para realizar a

medição da corrente.

O sensor é alimentado com uma tensão de +5 V, sendo o valor de saída dado em

tensão com um offset de 2,5 V. Esta particularidade do sensor torna-o interessante, pois

simplifica os circuitos de condicionamento de sinal necessários para interligar o sinal

medido pelo sensor e os ADC (Analog to Digital Converter) internos do DSP. O valor

da tensão de saída medida, vM, corresponde à corrente de entrada através da relação

dada na equação (4.1).

PN

p

MI

iv 625,05,2 (4.1)

Através da equação anterior, constata-se que a escala de medida do sensor de

corrente varia entre [0,5 V; 4,5 V]. Tendo em conta o valor do offset pode-se obter o

ganho do sensor através da equação (4.2), este apresenta um ganho de 41,666 mV/A.

maxI

VVG

offsetoutMax

sensor

(4.2)



4.3.2. Sensor de Tensão

Para medir as tensões do sistema foram também utilizados sensores de efeito de

Hall, do fabricante Chen Yang, com a referência CYHVS5-25A [41]. Na Figura 4.13 (a)

é apresentado o aspeto físico do sensor utilizado. Sendo o sensor de efeito Hall, permite

a medição de tensões alternadas e contínuas, tornando-o ideal para a medição da tensão

no barramento CC do inversor.

(a)

(b)

Figura 4.13 – Sensor de tensão utilizado para medição das tensões do sistema: (a) Aspeto físico; (b) Esquema elétrico (Fonte: Chang Yang).

Na Figura 4.13 (b) é apresentado o esquema elétrico do sensor de tensão, que

elucida o princípio de funcionamento do mesmo. A tensão no primário é convertida

numa corrente através da resistência de entrada, Ri. Na saída obtém-se uma corrente

com a razão de transformação de 5000:1000, onde é colocada uma resistência, RM, para

converter a corrente de saída numa tensão para que possa ser lida pelos ADCs.

A resistência de entrada é calculada mediante o valor eficaz da tensão que se

pretende medir com o sensor, neste caso, a corrente nominal no primário do sensor, IP, é

de 5 mA (equação (4.3)).

P

RMS

iI

VR

)(

(4.3)

Da mesma forma, para calcular a resistência de saída é escolhido o valor de tensão

eficaz pretendido para a corrente de saída do sensor, IS (equação (4.4)). A resistência de

saída não pode tomar qualquer valor, uma vez que apenas é permitida a utilização de

uma gama limitada de valores.

S

RMSM

mI

VR

)(

(4.4)

Estes sensores encontram-se colocados numa PCB junto aos drives que atuam os

MOSFETs do inversor, como é apresentado na secção 4.3.5.




4.3.3. Sensor de Temperatura

De forma a proteger os MOSFETs do inversor contra temperaturas excessivas que

possam provocar a sua danificação, foi colocado um sensor de temperatura no

dissipador do inversor, tornando assim possível monitorizar a temperatura, de forma a

não permitir que os MOSFETs excedam a sua temperatura máxima de funcionamento.

Para isso, foi utilizado um sensor de temperatura do fabricante Texas Instruments, com

a referência LM35, este sensor tem uma resolução de 10 mV/ºC [42]. Na Figura 4.14 é

apresentado o modelo elétrico do sensor de temperatura utilizado.

Figura 4.14 – Modelo elétrico do sensor de temperatura LM35 (Fonte: Texas Instruments).

4.3.4. Placa de Condicionamento de Sinal, Proteção e Comando

Na Figura 4.15 é apresentada a placa desenvolvida que possui três componentes

do sistema de controlo, são elas os circuitos de condicionamento dos sinais dos

sensores, circuitos de proteção contra falhas do sistema, e circuitos de comando dos

sinais de PWM e relés.

Os circuitos de condicionamento de sinal recebem os sinais provenientes dos

sensores de corrente, tensão e temperatura, estes sinais são dispostos nos níveis de

tensão adequados para serem lidos pelos ADCs, neste caso os níveis de tensão são

adaptados para níveis entre 0 e 3 V. Nos sensores de corrente, o sinal de saída do sensor

é gerado com um offset, fazendo com que este nunca tome valores negativos, e facilite

assim o condicionamento de sinal. Desta forma, para adequar a tensão de saída do

sensor para os níveis pretendidos, utilizaram-se simples divisores resistivos. O mesmo

acontece com o sensor de tensão do barramento CC e com o sensor de temperatura, que

apenas tomam valores positivos. O caso mais complicado é o sensor que mede a tensão

da rede, uma vez que que o sinal de saída deste não possui offset, logo a tensão varia

entre limites positivos e negativos. Desta forma é necessário somar um valor de offset

ao sinal de saída do sensor, para isso recorreu-se a um AMPOP com montagem

somador, obtendo-se desta forma um sinal positivo, variável entre 0 e 3 V. Em todos os

sinais lidos pelos sensores é colocado um AMPOP com a configuração seguidor de



tensão antes do ADC, este tem como função garantir baixa impedância, garantindo

assim uma boa leitura do sinal por parte dos ADCs.

c

Figura 4.15 – Placa de condicionamento de sinal, proteção e comando desenvolvida.

Os circuitos de proteção são outra componente desta placa, são responsáveis por

enviar um sinal à parte de comando para desabilitar os sinais aplicados às gates dos

MOSFETs, sempre que existir uma anomalia nos sinais medidos. Fazendo assim com

que não seja danificado qualquer componente constituinte do FAP e do próprio sistema

monofásico onde este se encontra inserido. Os circuitos de proteção detetam

anormalidades como sobrecorrentes na saída do inversor, sobretensões no

barramento CC e valores excessivos de temperatura no dissipador. Estes erros são

detetados através de comparadores, sendo o sinal de saída dos mesmos enviado para um

circuito que guarda o erro, utilizando o integrado NE555. Depois de o erro ser guardado

no circuito utilizando o NE555 a ordem de reset é dada pelo DSP.

Por último, a parte de comando é responsável por interligar os sinais de comando

do DSP para atuar os relés, de conexão á rede e de pré-carga, e também o sinal de

enable dos quatro sinais de PWM aplicados aos drivers dos MOSFETs.

4.3.5. Placa de Drive e Sensores de Tensão

Na escolha dos drivers para atuar as gates dos MOSFETs, foi tido em

consideração a necessidade de uma elevada frequência de atuação, para possibilitar a

comutação dos MOSFETs a elevada frequência. Foi também tido em conta que estes

possuíssem isolamento galvânico, para ser possível atuar os MOSFETs da parte

superior do inversor, bem como criar isolamento entre a parte de controlo e a parte de

potência.

Os drivers escolhidos são do fabricante Analog Device, com a referência

ADUM3223. Este driver possui uma elevada frequência de operação, até




aproximadamente 1 MHz, suporta uma corrente de pico para atuar os MOSFETs de

4 A [43]. O isolamento galvânico dos drivers é efetuado recorrendo a transformadores

monolíticos [44], assim é obtido o isolamento pretendido, bem como é possível alcançar

frequências de comutação elevadas. A corrente de entrada deste drive é muito baixa,

neste caso no máximo 1 µA para uma tensão de 5 V, o que torna simples a sua

interligação com os circuitos digitais de comando a montante. Na Figura 4.16 é

apresentado um diagrama de blocos dos componentes constituintes de cada drive, como

é possível constatar cada um destes circuitos tem a capacidade de atuar isoladamente

dois MOSFETs.

Figura 4.16 – Diagrama de blocos do driver ADUM3223 (fonte: Analog Device).

Para alimentar a saída dos drivers de forma isolada, são utilizadas fontes CC-CC

isoladas do fabricante Murata, com a referência NME1515SC, esta fonte tem como

entrada e saída a tensão de +15V, mas a saída encontra-se isolada em relação à entrada.

Para além dos drivers, a placa da Figura 4.17 possui ainda os sensores de tensão

mostrados na secção 4.3.2, responsáveis por medir a tensão do barramento CC e a

tensão da rede.

Figura 4.17 – Placa de drive e dos sensores de tensão.



4.3.6. Ligação dos Vários Circuitos

Por forma a tornar o sistema o mais compacto possível, as placas de controlo

foram concebidas de forma a adaptarem-se umas às outras, reduzindo assim a

necessidade de conexões entre diferentes circuitos, como é possível ver na Figura 4.18.

Por cima do inversor, é conectada a PCB com os drives dos MOSFETs. Assim,

consegue-se que a saída dos drives se encontre muito próxima das gates dos MOSFETs.

Por cima da placa de drive é colocada a placa de condicionamento, proteção e comando,

desta derivam todas as alimentações para as restantes circuitos. Esta placa possui

também os conetores para interligar todo o sistema ao DSP.

Figura 4.18 – Implementação do sistema de controlo e inversor.

4.3.7. Microprocessador DSP

Para a implementação do controlo digital foi utilizado um microcontrolador com

processador DSP do fabricante Texas Instruments, o TMS320F28335 [45] (Figura 4.19).

Este tipo de processador possui uma arquitetura e um conjunto de funções dedicadas

para processamento digital de sinal [46].

O microcontrolador referido desfruta de um processador de 32 bits, um clock de

150 MHz, 18 canais de PWM e 16 canais de ADC com uma resolução de 12 bits e uma

frequência máxima para uma leitura de 12,5 MHz. Realiza operações matemáticas com

vírgula flutuante, o que resulta na diminuição do tempo de execução de operações com

números decimais e aumenta a resolução do resultado obtido. Para além da rápida

execução e grande resolução de operações matemáticas com números decimais, este

DSP possui características que o tornam muito interessante para a utilização em

sistemas de eletrónica de potência. Exemplo disso são os PWMs, estes possuem uma

grande versatilidade de configurações dedicadas ao uso em conversores de eletrónica de

potência, como por exemplo, a possibilidade de configurar PWMs complementares com




deat-time entre as comutações, ideal para atuar um braço de um inversor, ou mesmo

definir o ângulo de desfasamento entre as portadoras triangulares de diferentes PWM,

entre outras.

Figura 4.19 – Placa do DSP da Texas Instruments TMS320F28335.

Para a programação do DSP foi utilizado o IDE (Integrated Development

Environment) da Texas Instruments, o Code Composer V5. Este possui uma série de

características interessantes, como a possibilidade de representação gráfica de um array

de valores, ou a opção de contabilizar os pulsos de clock gastos na realização de uma

determinada tarefa, entre outros.

Através da porta USB (Universal Serial Bus) ou do interface JTAG (Join Test

Action Group) disponível na placa de suporte da Texas Instruments (Figura 4.20), que

inclui o emulador XDS 100, é possível realizar o debug do código online, alterar

variáveis em tempo real e programar as memórias RAM e Flash do DSP.

Figura 4.20 – DSP TMS320F28335 inserido na placa de desenvolvimento da Texas Instruments.

Numa fase de realização de testes ao sistema é bastante importante e útil

visualizar algumas variáveis do controlo do FAP monofásico, para isso foi utilizada

uma placa de DAC (Digital to Analog Converter) (Figura 4.21) existente no GEPE

(Grupo de Eletrónica de Potência e Energia) da Universidade do Minho. Com esta placa



é possível converter sinais digitais do DSP para analógico, tornando assim possível a

sua visualização no osciloscópio.

Figura 4.21 – Placa do DAC.

4.3.8. Controlo Digital

Na Figura 4.22 é apresentado um diagrama de blocos onde é indicada a sequência

de execução das várias etapas do controlo digital. Primeiramente são lidas as grandezas

do sistema através dos ADCs internos do DSP. Em seguida, é verificado se não existe

nenhum valor excessivo ao pretendido para o sistema, como sistema redundante às

proteções por hardware. Se não existir nenhuma anomalia nas grandezas lidas, são então

executados os três principais blocos de controlo do sistema, em primeiro a PLL, de

seguida a teoria de controlo FBD e por fim a técnica de comutação a aplicar ao

inversor (controlo PI ou preditivo).

Figura 4.22 – Diagrama de blocos da sequência de operações no controlo digital.

Na Figura 4.23 é apresentada a máquina de estados do programa desenvolvido

para o controlo do FAP. Inicialmente é efetuada a inicialização de todo o sistema de

controlo, isto passa pela configuração dos periféricos (timers, ADC, PWM e

comunicação série), configuração dos GPIOs (General Propose Input Output), clocks

do sistema e inicialização de variáveis, entre outros. De seguida, o programa entra num

ciclo infinito, onde são realizadas todas as tarefas para o controlo do FAP (PLL, teoria

de controlo e técnica de comutação), mediante a ativação de uma flag, que é ativada

quando são lidos e convertidos os valores dos ADCs.

Em primeiro, o programa atende à rotina de serviço à interrupção

(Interrupt Service Routine - ISR) do timer, que controla a frequência com que são

Ler dados ADC

Deteção de erros

PLLCálculo da

corrente de referência

Técnica de Comutação

Grandezas dosistema

Sinais decomando




amostradas as grandezas do sistema a controlar. Assim sendo, quando é chamada a

rotina de interrupção do timer por overflow, é dada a ordem de inicialização da

aquisição dos sinais dos ADCs. Quando os sinais forem adquiridos e convertidos, é

então chamada a rotina de serviço à interrupção do ADC, onde é ativada a flag que dá

acesso às funções de controlo do FAP dentro do ciclo infinito. Na rotina de serviço à

interrupção do ADC, previamente à atualização da flag que ativa o controlo do FAP, é

efetuada uma revisão aos sinais lidos pelo ADC, para verificar que nenhum está fora

dos limites de segurança definidos.

Figura 4.23 – Diagrama da máquina de estados do controlo do FAP.

Na Figura 4.24 é apresentado um fluxograma geral do controlo do FAP

monofásico, sendo possível visualizar as tarefas realizadas no ciclo infinito quando são

recebidos dados do ADC.

Após a ativação da flag que dá a indicação de dados recebidos, como referido

anteriormente, são realizadas as três etapas principais do controlo, primeiro é feita a

sincronização com a tensão da rede através da sub-rotina PLL, de seguida é calculada a

corrente de compensação, através da sub-rotina da teoria de controlo FBD, e por último

é realizado o controlo do inversor na sub-rotina da técnica de comutação. Após a

conclusão das três sub-rotinas de controlo, é verificado se existem comandos recebidos

através da comunicação SCI (Serial Communication Interface), esses comandos são

enviados pela interface gráfica desenvolvida (secção 4.4). Podem ser comandos gerados

pelo utilizador, como star/stop do FAP, ou comandos enviados automaticamente a pedir

dados (corrente e tensão do sistema) ao DSP, para serem processados na aplicação

gráfica. Após a execução dos comandos recebidos pela comunicação série, o programa

entra na sub-rotina da gestão da interface gráfica, onde são enviados os dados

Inicialização Sistema

Ciclo InfinitoControlo FAP

ISRADC

ISRTimer

Processo Inicial

Esperar ISRs

Fim ISR

Fim ISR

Overflow Timer

Aquisição Completa



requeridos pela interface gráfica, esta sub-rotina é apresentada de forma pormenorizada

na secção 4.4.

Figura 4.24 – Fluxograma geral do sistema de controlo.

Quando é detetada um erro no sistema, seja por hardware, neste caso é ativa uma

entrada do DSP que chama a rotina de serviço à interrupção externa, ou por software,

em qualquer um dos casos é executado um procedimento de paragem do FAP. Para isso,

o DSP envia um sinal de erro ao circuito de proteção, desliga o relé que conecta o FAP

à rede elétrica, desabilita o sinal que dá ordem de enable dos sinais de PWM no circuito

de comando, bem como limpa a saída que dá ordem de reset ao circuito de proteção. Na

Figura 4.25 pode-se visualizar um diagrama de blocos do processo de paragem do FAP

monofásico.

Figura 4.25 – Diagrama de blocos do processo de paragem de emergência do FAP.

Inicio

flagADC=1?

PLL

Teoria de ControloFDB

Técnica de Comutação

1 ?

SimNão

Sim

Comandosrecebidos?

Executar comando

SimNão

Gestão da aplicação gráfica

Ativa saída de set do erro

Desativa saída de comando do Relé da

rede

Desativa saída de enable dos sinais de

PWM

Desativa saída de reset do erro




4.4. Desenvolvimento da Interface com o Utilizador

Um dos propósitos do FAP monofásico desenvolvido no âmbito desta dissertação,

é a sua utilização em demostrações públicas da tecnologia. Dado esse objetivo, foi

concebida uma interface gráfica para tornar o equipamento mais apelativo e didático

para potenciais utilizadores. Nesta secção é apresentado o desenvolvimento da interface

gráfica com o utilizador, bem como a parte de comunicação com o DSP.

4.4.1. Implementação da Interface Gráfica

Para o desenvolvimento da interface gráfica com o utilizador foi utilizada uma

framework multiplataforma, designada de Qt, que possibilita a programação em

linguagem C, C++, QML, entre outros. Com o Qt é possível desenvolver aplicações e

compila-las para diversas plataformas (Windows, OS X, Embedded Linux, etc), sem

que haja necessidade de alterar o código fonte. Na Figura 4.26 é apresentado o aspeto

gráfico do ambiente de desenvolvimento em Qt utilizando o Qt Creator IDE.

Figura 4.26 – Aspeto gráfico do IDE de desenvolvimento Qt Creator.

A interface é constituída por uma parte de comando, onde o utilizador pode ligar e

desligar o FAP monofásico através dos respetivos botões. Existe também um comando

de reset, que apenas se torna visível quando acontece uma anomalia no sistema, neste

caso o botão pode então ser pressionado para limpar o erro, e assim ser possível ligar de

novo o FAP monofásico.



À parte dos comandos do FAP, a interface gráfica é também munida de três

modos de utilização, o modo “Scope”, onde é possível visualizar as formas de onda do

sistema, o modo “Harmonics”, onde é mostrado o espetro harmónico da corrente na

fonte, e por último o modo “Elearning”, onde são abordados temas sobre a Qualidade de

Energia Elétrica (QEE) e Filtros Ativos de Potência (FAP).

Na Figura 4.27 é apresentado o aspeto da interface gráfica desenvolvida, pode

ver-se à direita a parte de comando do FAP monofásico, e na parte de baixo os botões

que ativam os respetivos modos de utilização.

Figura 4.27 – Página inicial quando se corre a interface gráfica.

Modo Scope

Como referido anteriormente, neste modo são apresentadas as formas de onda do

sistema, este possui dois gráficos, o primeiro mostra a tensão e a corrente na fonte do

sistema monofásico, o segundo mostra a corrente injetada pelo FAP na rede elétrica.

Assim, o utilizador pode analisar o funcionamento do FAP, podendo visualizar a

corrente na fonte antes e após da compensação do FAP monofásico.

Em paralelo com os gráficos das formas de onda são apresentados os valores

eficazes dos respetivos sinais. Para o cálculo dos valores eficazes foi utilizada a

equação (4.5), onde N corresponde ao número de amostras do sinal.

1

0

2][1 N

n

RMS nxN

X

(4.5)

Na Figura 4.28 é apresentado o aspeto final do modo “Scope”, sendo possível

visualizar os dois gráficos onde são mostradas as formas de onda, e ainda no lado

esquerdo dos gráficos as caixas de texto onde são exibidos os valores eficazes dos

respetivos sinais.




Figura 4.28 – Aspeto gráfico do modo “Scope” selecionado.

Modo Harmonics

Outra funcionalidade da interface gráfica é a visualização do espetro harmónico

da corrente na fonte, através do modo “Harmonics”. Este modo permite ao utilizador

observar as diferentes componentes harmónicas presentes na corrente da fonte, antes e

depois da compensação do FAP. Para o cálculo das harmónicas presentes na forma de

onda da corrente foi utlizada a biblioteca FFTW (Fastest Fourier Transformer in the

West) [47] desenvolvida no MIT (Massachusetts Institute of Technology). Esta

biblioteca foi desenvolvida em linguagem C, possui uma série de rotinas para o cálculo

da DFT (Discrete Fourier Transform) e encontra-se disponibilizada gratuitamente na

internet.

Neste modo é também mostrado o valor da THD presente na corrente. Para o

cálculo da mesma foram utilizados os valores da amplitude de cada componente

harmónica, calculados através das funções da biblioteca FFTW (equação (4.6)). Na

Figura 4.29 é apresentado o aspeto gráfico do modo “Harmonics”, podendo-se

visualizar o gráfico onde será mostrado o espetro harmónico, e a respetiva caixa de

texto onde é exibido o valor da THD do sinal.

1

15

1

2

(%)P

n

Pn

I

I

THD

(4.6)



Figura 4.29 – Aspeto gráfico do modo “Harmonics” selecionado.

Modo Elearning

Como é pretendido que o FAP desenvolvido seja utilizado em demostrações

publicas, foi introduzido o modo “Elearning”, neste modo são abordados alguns temas

sobre os FAPs e a QEE, entre outros. Nesta aplicação o utilizador pode obter

informações sucintas sobre esses temas. Na Figura 4.30 pode-se ver o modo abordado,

na esquerda da figura é possível visualizar as opções dos diferentes temas que podem

ser selecionados. Ao pressionar um destes comandos abre-se uma janela com o

conteúdo informativo sobre o respetivo tema, neste caso foi pressionada opção com a

informação sobre a definição de harmónicas.

Figura 4.30 – Aspeto gráfico do modo “Elearning” selecionado.

4.4.2. Comunicação entre o DSP e a Interface Gráfica

Nesta secção é apresentado o processo de comunicação entre o DSP e a interface

gráfica, para tal na Figura 4.31 é exibido um fluxograma que ilustra a sub-rotina de




“Gestão da aplicação gráfica” realizada no DSP, que foi mostrada anteriormente na

Figura 4.24.

O DSP é responsável por tratar os sinais a enviar à interface gráfica, assim que

estes forem pedidos pela mesma. Analisando o fluxograma citado, inicialmente o DSP

vai converter os sinais lidos pelo ADC para 8 bits, desta forma cada trama enviada para

a interface gráfica possui um ponto a mostrar no gráfico da aplicação. Para que os sinais

mostrados no modo “Scope” aparentem estar parados no tempo, no DSP é realizada a

deteção da passagem por zero da tensão da rede elétrica. Para isso, é verificado se o

valor atual da tensão é maior ou igual a zero, e também se o valor anterior da tensão é

menor que zero, caso esta afirmação seja verdadeira significa que o sinal teve uma

passagem por zero ascendente. Assim sendo é ativada uma flag que dá indicação para

que os dados sejam guardados nos respetivos arrays. Com isto garante-se que os dados

mostrados no modo “Scope” estão sempre na mesma posição, começando do zero,

dando assim a perceção de que o sinal está estático. Após os arrays estarem

preenchidos, os dados são enviados para a interface gráfica através do protocolo de

comunicação SCI.

Figura 4.31 – Fluxograma da gestão da interface gráfica por parte do DSP.

Inicio

Converter vs, is, iF

para 8bits

vs_ant = vs

flagTrigger → 1

GuardavS, Is, iFflagTrigger → 0

FIM

Envia dados

vs, is, if

vs ≥ 0 & vs_ant < 0

?

flagTrigger=0?

nSamples < N?

Comando ready?



Do lado da interface gráfica, quando é enviado um pedido de dados ao DSP, é

inicializado um timer, quando este atingir o overflow é chamado um evento onde vão

ser extraídos os dados do buffer recebidos pela comunicação SCI. O tempo dado ao

timer é suficiente para que o DSP possa enviar os três sinais. Assim sendo, quando o

evento é chamado na interface gráfica, já lá se encontram os três arrays com os valores

dos sinais a serem mostrados nos respetivos gráficos. Isto no modo “Scope”, no caso do

modo “Harmonics” o DSP apenas envia um sinal, sendo este a corrente da fonte.

4.5. Conclusão

Neste capítulo foram apresentados os aspetos mais práticos do desenvolvimento

do Filtro Ativo de Potência (FAP), sendo abordados os componentes que constituem o

andar de potência e sistema de controlo. Por último foi abordado a implementação de

uma interface gráfica com utilizador.

Inicialmente no andar de potência foi exibido o desenvolvimento do inversor de

potência utilizando MOSFETs discretos. A sua construção foi realizada para ser

compacta e robusta. Em seguida foram abordadas as bobinas de acoplamento à rede

desenvolvidas, que foram fabricadas com núcleos de pó de ferro, diminuindo assim o

tamanho e eliminando o ruído produzido, característico dos núcleos de chapas de ferro.

Foi ainda apresentada a placa desenvolvida para realizar o interface entre o sistema

monofásico e o FAP, com esta placa o equipamento embutido numa caixa recebe como

entrada a tensão a rede elétrica, e faz o interface para a saída para ligar à carga.

Na parte do sistema de controlo foram abordados os vários sensores (tensão,

corrente e temperatura) e circuitos (proteção, condicionamento de sinal, drivers e

comando) utilizados, foi ainda abordado o DSP utilizado, que executa operações

matemáticas com vírgula flutuante, o que diminui o tempo de processamento e aumenta

a resolução dos resultados, além disso possui características interessantes para a

utilização em sistemas de eletrónica de potência, como PWM´s complementares com

dead-time entre as comutações. Para terminar a parte do sistema de controlo foram

mostrados os vários processos de execução do controlo do FAP monofásico.

Por último neste capítulo foi abordada a interface gráfica desenvolvida, para isso

foi utilizada a framework Qt, no sistema operativo Linux. Esta possibilita o comando do

FAP por parte do utilizador, bem como a visualização de formas de onda do sistema,

modo “Scope”, e do espetro harmónico da corrente, modo “Harmonics”. Para tornar o

equipamento mais didático foi também adicionado um modo de “Elearning”, onde são

abordados diferentes temas relacionados com a Qualidade de Energia Elétrica (QEE).


CAPÍTULO 5

Resultados Experimentais do Filtro Ativo Paralelo

5.1. Introdução

Neste capítulo são exibidos os resultados experimentais obtidos com o Filtro

Ativo Paralelo (FAP) desenvolvido, na compensação dos problemas da Qualidade de

Energia Elétrica (QEE) da corrente num sistema monofásico. Na Figura 5.1 é

apresentada uma visão geral da bancada onde foram realizados os testes experimentais,

onde se pode visualizar a caixa onde o FAP se encontra, a interface gráfica com o

utilizador desenvolvida, bem como alguns dos os equipamentos utilizados para registar

os resultados do funcionamento do mesmo. Para o registo dos resultados obtidos foram

utilizados um osciloscópio Yokogawa DL708E, um analisador de QEE Fluke 435 e um

analisador de potência Zimmer LMG95.

Figura 5.1 – Vista geral da bancada de ensaios do FAP monofásico.

São apresentados resultados com diferentes condições de carga, com o objetivo de

aferir a resposta do FAP monofásico à redução de harmónicas e do fator de potência,

presentes nas diferentes cargas testadas. Na Figura 5.2 pode-se visualizar em pormenor

Capítulo 5 – Resultados Experimentais do Filtro Ativo Paralelo



o aspeto do FAP monofásico desenvolvido, este ficou embutido numa caixa quadrada

com as dimensões de 25 x 25 cm. Relativamente às cargas utilizadas na obtenção dos

resultados experimentais, foi utilizado um retificador com carga RC e RL, e ainda uma

carga linear RL, analogamente às cargas utilizadas nos resultados obtidos no capítulo

das simulações computacionais (secção 3.7).

Por último, neste capítulo são ainda apresentados os resultados do funcionamento

da interface gráfica com o utilizador desenvolvida. Serão comparados os resultados

obtidos no modo “Scope” e “Harmonics”, com os mesmos resultados obtidos no

analisador de QEE.

Figura 5.2 – Vista pormenorizada do FAP monofásico desenvolvido.

5.2. Resultados Obtidos do Filtro Ativo Paralelo

Nesta secção são apresentados resultados experimentais da operação do FAP em

regime permanente e transitório, num sistema monofásico com tensão nominal de 50 V

e frequência de 50 Hz. Inicialmente é exibido o estágio de pré-carga e regulação do

barramento CC do inversor. Posto isso, são mostradas para todas as cargas as formas de

onda da tensão e correntes do sistema, espetro harmónico e respetivo valor da THD e do

fator de potência total, com e sem compensação do FAP monofásico. Será ainda

apresentada a operação do FAP com a entrada de cargas no sistema monofásico.

Por último, é mostrado um resultado com tensão nominal 115 V no sistema

monofásico, de forma a ser consumida pela carga uma potência significativa para aferir

o rendimento do FAP.



5.2.1. Regulação do Barramento CC

Para ser possível injetar a corrente de compensação na rede elétrica, com uma

tensão nominal de 50 V, foi regulada uma tensão no barramento CC de

aproximadamente 120 V. Na Figura 5.3 pode-se ver as várias etapas da regulação do

barramento CC, quando inicialmente se encontra totalmente descarregado. É possível

constatar que quando é ligado o relé, que faz a conexão do FAP com a rede elétrica, a

tensão no barramento CC sobe lentamente devido à resistência de pré-carga, colocada

em série com o inversor. Quando a tensão atinge um valor próximo do valor de pico da

tensão da rede, é ligado o relé que efetua o by-pass à resistência de pré-carga, podendo-

se visualizar que a tensão no barramento CC sobe para o valor de pico da tensão da

rede, cerca de 70 V. Posto isto, é dado início à regulação da tensão no barramento CC,

sem o FAP estar a compensar. Ocorre o aumento da tensão para aproximadamente

120 V, mantendo-se regulada neste valor por ação de um controlador PI.

Figura 5.3 – Estágios de carga dos condensadores do barramento CC (20V/div).

5.2.2. Retificador com Carga RC

Nesta secção vão ser apresentados os resultados obtidos da operação do FAP a

compensar um retificador em ponte completa com carga RC, onde em série com o

retificador foi colocada uma indutância para diminuir a rápida variação da corrente,

característica deste tipo de carga. Na Figura 5.4 (a) é apresentada a tensão da rede, vs, e

corrente na fonte, is, onde se pode constatar a forma distorcida da corrente absorvida

pela carga. Na Figura 5.4 (b) é apresentado o espetro harmónico da corrente na fonte,

onde se observa que a harmónica de 3ª ordem apresenta quase 50% da amplitude da

harmónica fundamental, bem como a existência de harmónicas significativas de 5ª, 7ª e

9ª ordem, esta carga apresenta uma THD de 45,9%.




(a)

(b)

Figura 5.4 – Retificador com carga RC ligado ao sistema monofásico, sem compensação do FAP: (a) Tensão e corrente na fonte (vS: 20V/div; iS: 10A/div); (b) Espetro harmónico da corrente na fonte.

De forma análoga ao realizado no capítulo das simulações computacionais,

foram testadas duas técnicas de comutação do inversor, são estas, o controlo preditivo e

PI. Na Figura 5.5 (a) e (b) é mostrada a corrente e tensão após a compensação do FAP

com controlo preditivo e PI, respetivamente. Analisando a figura, verifica-se que em

ambas as técnicas a corrente fica sinusoidal em fase com a tensão da rede.

(a)

(b)

Figura 5.5 – Tensão e corrente na fonte com a compensação do FAP monofásico, retificador com carga RC (vS: 20V/div; iS: 10A/div): (a) Utilizando o controlo preditivo; (b) Utilizando o controlo PI.

Na Figura 5.6 são apresentados os espetros harmónicos da corrente na fonte com a

compensação do FAP, considerando as duas técnicas de comutação utilizadas. É

possível comprovar que com a compensação do FAP as componentes harmónicas

existentes na corrente da fonte são mitigadas. Com o controlo PI obteve-se um valor da

THD (Figura 5.6 (b)), 1,4%, inferior ao controlo preditivo (Figura 5.6 (a)), 2,1%.

Em comparação com as simulações computacionais realizadas no Capítulo 3,

utilizando a mesma carga, o valor da THD na corrente da fonte obtida, nas duas técnicas

de comutação foi muito próxima. Nos resultados experimentais obtidos essa diferença



foi mais expressiva. Esse facto deve-se à não linearidade da indutância de acoplamento

à rede, como se verificou na Figura 4.8, apresentada anteriormente na secção 4.2.2, uma

vez que o valor da indutância varia com a corrente. Assim, o controlo preditivo realiza

os cálculos utilizando uma valor de indutância incorreto, o que diminui a performance

do controlo. No caso do PI essa variável não entra nos cálculos do controlo, logo essa

não-linearidade da indutância não interfere com a performance do mesmo.

(a)

(b)

Figura 5.6 – Espetro harmónico resultante da corrente da fonte após a compensação do FAP (retificador com carga RC): (a) Com controlo preditivo; (b) Com controlo PI.

Na Figura 5.7 (a) e (b) são apresentadas as potências presentes no sistema

monofásico, bem como o fator de potência total, antes e depois da compensação do FAP

monofásico. Como se pode constatar, após a compensação do FAP o fator de potência

total fica unitário, sendo ainda possível comprovar a redução da potência reativa.

Ficando assim também validado o funcionamento do FAP para corrigir o fator de

potência. Em ambas as técnicas de controlo (PI e preditivo) os resultados obtidos da

Figura 5.7 (b) são iguais.

(a)

(b)

Figura 5.7 – Fator de potência total e potências no sistema monofásico (retificador com carga RC): (a) Sem compensação do FAP; (b) Com compensação do FAP.

Por último, na Figura 5.8 é mostrada a resposta transitória do FAP quando este

começa a compensar os problemas de QEE da carga, pode-se ver a corrente de

referência, iF_ref, calculada pelo controlo, bem como a corrente a ser injetada pelo FAP,




iF, na rede. Em ambas as técnicas de comutação a transição do início da compensação é

realizada sem qualquer sobrecorrente, ou mesmo correntes transitórias, que possam ser

prejudiciais ao bom funcionamento da carga ligada ao sistema monofásico.

Com controlo preditivo

Com controlo PI

Figura 5.8 – Resposta transitória do FAP quando é iniciada a compensação (retificador com carga RC):

(a) Tensão e corrente na fonte (vS:20V/div; iS:10A/div); (b) Corrente de referência e de compensação (iF e iF_ref:5A/div).

Na Figura 5.9 (a) e (b) pode-se ver o espetro harmónico da tensão da rede elétrica,

sem e com o FAP a compensar. Analisando as figuras é possível constatar que quando o

FAP inicia a compensação, a THD da tensão sobe apenas uma décima de percentagem,

ou seja, constata-se que o FAP não influencia negativamente a tensão da rede. Para

valores maiores de potência, como a corrente na fonte fica sinusoidal, a tendência é que

a THD da tensão da rede diminua.

(a)

(b)

Figura 5.9 – Espetro harmónico da tensão da rede elétrica (retificador com carga RC):

(a) Sem o FAP a compensar; (b) Com o FAP a compensar.

5.2.3. Retificador com Carga RL

Seguindo a ordem dos resultados obtidos no capítulo simulações computacionais,

foi testado o funcionamento do FAP a compensar os problemas de QEE de um

retificador com carga RL. Na Figura 5.10 (a) é apresentada a tensão da rede e corrente



absorvida pela carga, onde a corrente apresenta uma forma de onda muito aproximada a

uma onda quadrada. Na Figura 5.10 (b) é apresentado o conteúdo harmónico da

corrente, este apresenta um valor de 34,6%.

(a)

(b)

Figura 5.10 – Retificador com carga RL ligado ao sistema monofásico, sem compensação do FAP:

(a) Tensão e corrente na fonte (vS: 20V/div; iS: 10A/div); (b) Espetro harmónico da corrente na fonte.

Com a utilização do FAP a corrente na fonte fica sinusoidal em fase com a tensão,

Figura 5.11. Mais uma vez todas as harmónicas existentes na corrente absorvida pela

carga foram mitigadas, e a THD na corrente da fonte diminui drasticamente. Ambas as

técnicas de comutação utilizadas tiveram comportamentos muito parecidos.

(a)

(b)


carga RL (vS:20V/div; iS:10A/div): (a) Utilizando o controlo preditivo; (b) Utilizando o controlo PI.

Na Figura 5.12 (a) e (b) é mostrado os espetros harmónicos e a THD da corrente

resultante com as técnicas de comutação com controlo preditivo e PI, respetivamente.

Pode-se observar que da mesma forma ao mostrado na carga anterior, a corrente

resultante na fonte após a compensação do FAP com o controlo PI ficou com uma THD,

1,7%, ligeiramente inferior ao conseguido com o controlo preditivo, 2,1%.




(a)

(b)

Figura 5.12 – Espetro harmónico resultante da corrente da fonte após a compensação do FAP (retificador com carga RL): (a) Com controlo preditivo; (b) Com controlo PI.

Como se pode visualizar na Figura 5.13, após a compensação do FAP o fator de

potência total foi corrigido. A Figura 5.13 (b) mostra os resultados obtidos com o

controlo preditivo, sendo estes iguais aos obtidos com o controlo PI.

(a)

(b)

Figura 5.13 – Potências e fator de potência total no sistema (retificador com carga RL):

(a) Sem compensação do FAP; (b) Com compensação do FAP.

5.2.4. Carga RL

Neste teste foi utilizada uma carga linear que apresenta apenas consumo de

potência reativa, como de pode ver na Figura 5.14.

(a)

(b)

Figura 5.14 – Sistema monofásico com carga RL, sem compensação do FAP: (a) Tensão e Corrente na fonte (vS:20V/div; iS:10A/div); (b) Espetro harmónico da corrente absorvida pela carga.



Na Figura 5.15 (a) e (b) pode-se visualizar a corrente na fonte resultante da

compensação do FAP com técnicas de comutação com controlo preditivo e PI,

respetivamente. Constata-se que a corrente encontra-se em fase com a tensão da rede,

sendo também notória a diminuição da corrente eficaz.

(a)

(b)

Figura 5.15 – Tensão e corrente na fonte com a compensação do FAP monofásico, carga RL (vS:20V/div; iS:10A/div): (a) Utilizando o controlo preditivo; (b) Utilizando o controlo PI.

Na Figura 5.16 estão apresentados os espetros harmónicos na corrente após a

compensação do FAP. Ao contrário dos resultados mostrados nas duas cargas

anteriores, neste caso, quando foi utilizado o controlo preditivo como técnica de

comutação, a THD obtida foi ligeiramente inferior ao caso do controlo PI. Neste caso, a

corrente injetada não é abrangida por variações elevadas de corrente em relação ao resto

do sinal, por isso a variação da indutância é menor, e nesse caso com o controlo

preditivo consegue-se obter uma melhor performance.

(a)

(b)

Figura 5.16 – Espetro harmónico resultante da corrente da fonte após a compensação do FAP (carga RL): (a) Com controlo preditivo; (b) Com controlo PI.

Na Figura 5.17, verifica-se que no instante em que o FAP é ligado a corrente

eficaz diminui. Este excesso de corrente deve-se apenas à potência reativa que a carga




troca com a fonte, toda essa potência é agora trocada entre o FAP e a carga, ficando a

fonte apenas incumbida de entregar potência ativa ao sistema monofásico.

Com controlo preditivo

Com controlo PI

Figura 5.17 – Resposta transitória do FAP quando é iniciada a compensação (carga RL): (a) Tensão e Corrente na fonte (vS:20V/div; iS:10A/div);

(b) Corrente de referência e de compensação (iF e iF_ref:5A/div).

Na Figura 5.18 pode-se ver o fator de potência total antes e depois da

compensação. Por ação do FAP este foi corrigido para a unidade. Sendo ainda possível

constatar a redução da potência reativa, para próximo de zero, que apresentava um valor

superior à própria potência ativa consumida pela carga.

(a)

(b)

Figura 5.18 – Espetro harmónico resultante da corrente da fonte após a compensação do FAP (carga RL):

(a) Com controlo preditivo; (b) Com controlo PI.

5.2.5. Retificador com Carga RC e Indutância Série Baixa

Por último testou-se a mesma carga da secção 5.2.2, a diferença foi a diminuição

da indutância série, de forma a obter uma THD elevada, analisando assim a resposta do

FAP num caso radical de operação. Na Figura 5.19 (a) pode-se observar a forma de

onda da corrente absorvida pela carga. Esta apresenta a forma de onda típica de muitos

equipamentos utilizados em casas, escritórios e comércio, como é possível verificar nas

medições mostradas na secção 1.4. Na Figura 5.19 (b) é apresentado o espetro



harmónico da corrente, como se pode comprovar este apresenta um valor da THD

bastante elevado, cerca de 100%.

(a)

(b)

Figura 5.19 – Retificador com carga RC e indutância série baixa ligado ao sistema monofásico, sem

compensação do FAP: (a) Tensão e corrente na fonte (vS: 20V/div; iS: 10A/div);

(b) Espetro harmónico da corrente na fonte.

Na Figura 5.20 (a) e (b) são apresentados os sinais da tensão e corrente na fonte

após a compensação do FAP. Como se pode constatar, a corrente na fonte obtida não

ficou puramente sinusoidal, apresentando ainda alguma distorção, devido ao elevado

conteúdo harmónico presente na corrente da carga. Comparando as duas técnicas

utilizadas, o resultado obtido foi bastante inferior no controlo preditivo. O que mais uma

vez reforça a ideia de que quando existem variações bruscas de corrente, o valor da

indutância de acoplamento também sofre grandes variações, e o controlo preditivo perde

qualidade de resposta. Já no controlo PI o resultado foi melhor, pois a corrente da fonte

ficou bastante sinusoidal.

(a)

(b)

Figura 5.20 – Tensão e corrente na fonte com a compensação do FAP monofásico, retificador com carga RC e indutância série baixa (vS:20V/div; iS:10A/div):

(a) Utilizando o controlo preditivo; (b) Utilizando o controlo PI.




Na Figura 5.21 (a) e (b) estão apresentados os espetros harmónicos da corrente da

fonte com as duas técnicas de comutação, controlo preditivo e PI, respetivamente. É

possível constatar que no controlo preditivo a THD resultante da compensação do FAP

foi de 6%, em contrapartida conseguiu-se 3% com o controlo PI.

(a)

(b)

Figura 5.21 – Espetro harmónico resultante da corrente da fonte após a compensação do FAP (retificador com carga RC e indutância série baixa): (a) Com controlo preditivo; (b) Com controlo PI.

Na Figura 5.22 é apresentado o instante em que o FAP começa a compensar os

problemas de QEE da carga, pode-se ver que apesar das grandes variações de corrente,

o FAP é capaz de seguir a corrente de referência, diminuindo assim as harmónicas na

corrente absorvida pela carga.

Figura 5.22 – Resposta transitório ao início da compensação FAP (retificador com carga RC e indutância

série baixa), com controlo PI (vS:20V/div; iS:10A/div; iF e iF_ref:5A/div).

5.2.6. Operação do Filtro Ativo Paralelo com Alteração de Cargas

Neste teste é exibida a resposta transitória do FAP à entrada de uma nova carga no

sistema monofásico. Inicialmente, está ligado ao sistema um retificador com carga RL,

sendo de seguida adicionada ao sistema uma segunda carga, um retificador com

carga RC. Na Figura 5.23 (b) é possível visualizar a corrente na carga. No instante em

que é ligada a segunda carga verifica-se a existência de um pico de corrente devido às



características do retificador com carga RC. Na Figura 5.23 (a) é visível a

correspondente tensão e corrente na fonte a ser compensada pelo FAP. Pode-se

constatar o bom funcionamento do FAP a compensar as harmónicas da corrente, ao

mesmo tempo que auxilia na diminuição do pico de corrente, provocado pela entrada da

nova carga no sistema.

Figura 5.23 – Alteração de cargas ligádas ao sistema monofásico:

(a) Tensão e corrente na fonte (vS:20V/div; iS:10A/div); (b) Corrente na carga (iL:5A/div).

5.2.7. Rendimento do FAP

Por forma a aferir o rendimento do FAP, foi testado o funcionamento do mesmo a

compensar uma carga já abordada neste capítulo, um retificador com carga RL, mas

neste caso a tensão do sistema monofásico foi de 115 V, possibilitando uma potência

significativa para a realização deste teste. Para obter o rendimento, foi medida a

potência antes e depois do FAP com este a compensar a referida carga. Na Figura 5.24 é

possível ver o esquema de ligação dos wattímetros no sistema monofásico.

Figura 5.24 – Esquema elétrico da montagem dos wattímetros.

InversorFiltro RLC

Rede Elétrica

Carga

Wat

tím

etro

Wat

tím

etro




Na Figura 5.25 pode-se ver a corrente e tensão antes e depois da compensação,

sendo possível comprovar o bom funcionamento do FAP com uma tensão de 115 V no

sistema monofásico (Figura 5.25 (b)).

(a)

(b)

Figura 5.25 – Tensão e corrente na fonte (retificador com carga RL): (a) Sem compensação do FAP;

(b) Com compensação do FAP.

Na Figura 5.26 apresentam-se fotografias tiradas ao ecrã do wattímetro de

precisão utilizado nas medições, instalado a montante e a jusante do FAP monofásico.

Apesar de estas medições serem pouco rigorosas, uma vez que as medições da potência

à entrada e saída não foram efetuadas simultaneamente, pois existe apenas um

wattímetro de precisão disponível. Contudo, consegue-se retirar uma boa aproximação

do rendimento do FAP monofásico. Através dos valores da medição da potência ativa, o

rendimento obtido do FAP com uma tensão de 115 V foi de cerca de 95,3%.

(a)

(b)

Figura 5.26 – Fotografia tirada ao wattímetro, Zimmer LMG95, instalado no sistema monofásico:

(a) A montante do FAP; (b) A jusante do FAP.

5.3. Resultados Obtidos da Interface Gráfica com o Utilizador

Na Figura 5.27 (a) é apresentado o modo “Scope” da interface gráfica

desenvolvida. Onde é possível visualizar a tensão e corrente na fonte do sistema

monofásico com uma carga não linear (retificador com carga RC), sem a compensação

do FAP, bem como a corrente de compensação injetada na rede elétrica, neste caso o



FAP está desligado logo a corrente é zero. Para comprovar a veracidade dos resultados

obtidos na interface gráfica desenvolvida, estes foram retirados em simultâneo com o

medidor de QEE, Fluke 435. No caso da interface gráfica apenas são mostrados no

gráfico dois ciclos da rede, sendo que no analisador são apresentados quatro ciclos

(Figura 5.27 (b)). Contudo é possível verificar a igualdade dos sinais apresentados nos

dois casos.

No modo “Scope” são também apresentados os valores eficazes dos sinais

exibidos, pode-se da mesma forma verificar que os valores calculados na interface

gráfica são muito aproximados aos calculados no Fluke 435.

(a)

(b)

Figura 5.27 – Tensão e corrente na fonte do sistema monofásico sem compensação do FAP: (a) No modo “Scope” da interface gráfica; (b) No analisador de QEE Fluke 435.

Em seguida, na Figura 5.28 é mostrado o modo “Scope” com o FAP ligado,

verifica-se que o botão de start ficou verde dando a indicação ao utilizador que o FAP

está a compensar. Neste caso, para além da tensão e corrente na fonte pode-se também

visualizar a corrente que está a ser injetada pelo FAP na rede elétrica.

Figura 5.28 – Formas de onda no modo “Scope”, com o FAP ligado.

Na Figura 5.29 apresentam-se as mesmas formas de onda, mas mostradas no

Fluke 435. Apesar da corrente do FAP exibida na Figura 5.29 (b) apresentar uma maior




resolução na escala de corrente, é percetível que ambas têm a mesma forma, assim

como se constata que o valor eficaz foi igual em ambos os casos.

(a)

(b)

Figura 5.29 – Formas de onda do sistema monofásico com o FAP a compensar: (a) Corrente e tensão na fonte; (b) Corrente no FAP.

No modo “Harmonics” é apresentado o espetro harmónico da corrente da fonte,

bem como o respetivo valor da THD até à 15ª harmónica. Na Figura 5.30 (a) é possível

ver o espetro harmónico sem a compensação do FAP. Em comparação com o espetro

harmónico no Fluke 435 (Figura 5.30 (b)), é possível visualizar que as amplitudes das

harmónicas são muito idênticas em ambos os gráficos. O valor da THD na interface

gráfica apresenta uma ligeira discrepância com o calculado no Fluke 435. Esta diferença

deve-se principalmente à baixa resolução numérica dos valores no cálculo da FFT.

Outro motivo é o facto de que na interface gráfica apenas são utilizados 2 ciclos da rede

para o cálculo da FFT, enquanto que no Fluke 435 são utlizados 10 ciclos.

(a) (b)

Figura 5.30 – Gráfico do espetro harmónico da corrente na fonte sem compensação do FAP: (a) Na interface gráfica; (b) No Fluke 435.

Na Figura 5.31 (a) é apresentado o espetro harmónico na interface gráfica agora

com o FAP a compensar, comparando com a Figura 5.31 (b) pode-se ver que a

discrepância do valor da THD aumentou em relação ao apresentado no caso anterior,

como os valores são mais pequenos e a resolução é mais baixa, torna pior os valores



obtidos. Este problema poderia ser colmatado com o envio de dados com uma maior

resolução, e simultaneamente enviar mais de dois ciclos da rede, fazendo assim com que

os cálculos da FFT tivessem uma maior resolução.

(a)

(b)

Figura 5.31 – Gráfico do espetro harmónico da corrente na fonte com compensação do FAP:

(a) Na interface gráfica; (b) No Fluke 435.

5.4. Conclusão

Neste capítulo foram apresentados os resultados experimentais obtidos com o

Filtro Ativo Paralelo (FAP) monofásico implementado, bem como os resultados obtidos

na interface gráfica com o utilizador desenvolvida. Foram realizados testes da operação

do FAP com diferentes cargas, onde foi aferido o bom funcionamento do mesmo para

redução do conteúdo harmónico e da potência reativa presentes na corrente absorvida

pela carga. Em todas as cargas foi visto o funcionamento do mesmo com duas técnicas

de comutação o controlo preditivo e PI. Ambas as técnicas de controlo apresentaram

performances muito boas. Contudo, com o controlo PI obtiveram-se melhores valores

da THD em relação ao controlo preditivo. A performance do controlo preditivo diminui

quando a corrente sintetizada possui variações bruscas de corrente, esse fenómeno deve-

se à grande variação da indutância de acoplamento à rede em função da corrente,

parâmetro que entra nos cálculos da tensão de referência utilizando este controlo.

Por fim, foi mostrado o funcionamento da interface gráfica comparando os

resultados obtidos no modo “Scope” e “Harmonics” com os mesmos resultados

mostrados no analisador de Qualidade de Energia Elétrica (QEE) Fluke 435.

Comprovou-se que os sinais mostrados no modo “Scope” estão em conformidade com

os apresentados no Fluke 435, assim como os valores eficazes calculados são muito

próximos dos mostrados no analisador de QEE. No caso do modo ”Harmonics”, as

várias componentes harmónicas mostradas correspondem corretamente às apresentadas

no espetro mostrado no Fluke 435, quanto ao valor calculado da THD este apresenta




uma ligeira discrepância que se torna mais acentuada quando o valor da THD se torna

baixa. Este facto deve-se à baixa resolução dos sinais recebidos pela interface gráfica,

bem como ao número reduzido de ciclos com que é efetuado o cálculo da FFT.


CAPÍTULO 6

Conclusão

6.1. Conclusões

Nesta Dissertação de Mestrado foi abordado o desenvolvimento de um Filtro

Ativo Paralelo (FAP) monofásico com um inversor a MOSFETs, utilizado para a

compensação do fator de potência e de harmónicas na corrente. Este trabalho teve como

objetivo desenvolver um FAP eficiente, bem como compacto e leve, para ser embutido

numa caixa de fácil transporte, com o intuito da sua utilização em demostrações

públicas.

Ao longo deste documento foram apresentadas as diferentes etapas do

desenvolvimento do FAP, sendo nesta secção apresentada, de um forma sucinta, as

principais ideias e conclusões retiradas de cada capítulo elaborado.

Inicialmente foi realizada uma introdução ao tema da Qualidade da Energia

Elétrica (QEE), que primitivamente indiciava apenas problemas no fornecimento

contínuo da energia elétrica, sendo atualmente mais abrangente, uma vez que considera

aspetos como a qualidade da tensão fornecida. Assim, foi versado o problema das

harmónicas, sendo abordada a sua origem e forma de as analisar e classificar. Foram

ainda apresentados os efeitos nefastos das harmónicas em alguns componentes de uma

instalação elétrica. Para demostrar a existência de harmónicas em sistemas monofásicos,

foram apresentadas várias formas de onda da corrente e tensão, bem como o espetro

harmónico de cargas reais regularmente utilizadas em habitações e escritórios, medidas

com um analisador de QEE Fluke 435, podendo-se concluir sobre a existência de

harmónicas na corrente em praticamente todos os equipamentos monofásicos

atualmente utilizados.

No segundo capítulo foi realizado um levantamento do estado da arte dos FAPs.

Inicialmente foram abordados de forma muito breve os Filtros Ativos de Potência, que

englobam os FAPs, tendo estes como função reduzir os problemas de QEE na corrente

da fonte, e os Filtros Ativos Série (FAS) mitigar os problemas na tensão. O FAP foi

abordado de forma minuciosa, sendo explicado o seu princípio de funcionamento, bem

como todos os seus componentes. Iniciou-se com uma abordagem aos inversores com

Capítulo 6 – Conclusão e Sugestões de Trabalho Futuro



fonte de tensão no barramento CC, sendo apresentados em todos os casos o

funcionamento dos mesmos acompanhados dos respetivos esquemas elétricos,

indicando o percurso da corrente pelo inversor nos diferentes estados de funcionamento.

Dessa forma, foi verificada a vantagem da utilização do inversor em ponte completa em

relação ao inversor em meia ponte. Esta conclusão deve-se, por exemplo, à

possibilidade de se obter três níveis de tensão na saída, o que melhora o sinal

sintetizado, tendo também como vantagem o facto da necessidade dos MOSFETs

suportarem apenas metade da tensão que teriam de suportar no caso de um inversor em

meia ponte.

Posto a abordagem aos inversores, foram apresentadas as várias técnicas de

comutação utilizadas para o controlo dos mesmos. Da análise realizada foi possível

verificar a simplicidade e robustez das técnicas não lineares, como o comparador por

histerese e o period sampling, que em contrapartida apresentam valores de ripple

consideráveis na corrente sintetizada. Em comparação, os controlos lineares, controlo

preditivo e PI, são mais complicados de implementar, mas apresentam performances

superiores. Verifica-se que o controlo preditivo é vantajoso em relação ao PI, devido ao

facto de não haver necessidade de ajustar ganhos do controlo.

Por último foram apresentadas algumas teorias de controlo utilizadas em FAPs

monofásicos. Foi abordada a teoria Fryze-Buchholz-Depenbrock (FBD) que consiste na

substituição da carga por uma condutância, que corresponde ao consumo de potência

ativa da carga, e por uma fonte de corrente, que representa as harmónicas consumidas

pela carga. Esta teoria é simples de implementar e apresenta bons resultados. Foram

ainda descritas outras formas de calcular a corrente de compensação, como por

exemplo, a teoria p-q adaptada a sistemas monofásicos, ou mesmo recorrendo à

transformada de Fourier.

Após o estudo de todos os componentes que constituem o FAP monofásico e da

análise dos inversores e teorias de controlo mais profícuas, foram apresentadas no

terceiro capítulo as simulações computacionais realizadas, utilizando a ferramenta de

simulação PSIM. Inicialmente foram apresentadas particularidades para tornar o sistema

o mais aproximado ao sistema real, estando entre elas a utilização da impedância de

linha, características não ideais dos componentes, dead-time entre as comutações, entre

outras. O sistema de controlo foi implementado em blocos de programação em C, tendo

sido testados individualmente todos os elementos do mesmo (PLL, teoria de controlo e

técnica de comutação), e verificado o correto funcionamento destes. Em seguida foi

testado todo o sistema, com andar de potência e sistema de controlo, compensando



assim os problemas de QEE com diferentes tipos de carga. Dessa forma, foi aferido o

correto funcionamento teórico do FAP para compensar as harmónicas e a potência

reativa. A THD na corrente da fonte para as diferentes cargas diminui drasticamente

após a compensação efetuada pelo FAP monofásico, obtendo-se valores próximos ou

mesmo abaixo da unidade percentual. Da mesma forma, pela ação do FAP o fator de

potência total torna-se muito próximo da unidade. Foram obtidos resultados com duas

técnicas de comutação, controlo PI e controlo preditivo, obtendo-se resultados muito

semelhantes em ambos os casos. Por último foi testado o funcionamento do FAP com a

entrada e a saída de cargas, onde foi verificado que o FAP também ajuda a reduzir

correntes transitórias elevadas devido à entrada de cargas no sistema monofásico.

Apurado o funcionamento teórico do FAP, no quarto capítulo foi abordada a

implementação prática do mesmo, onde foram apresentados todos os constituintes do

FAP, quer do andar de potência, quer do sistema de controlo. Inicialmente foi abordado

o inversor do FAP, sendo este construído com MOSFETs discretos. Em seguida foram

apresentadas as bobinas de acoplamento desenvolvidas, em que foram utilizados

núcleos de pó de ferro, fazendo assim com que o seu tamanho seja reduzido, e que não

produzam ruídos, característicos de bobinas com núcleo de chapas de ferro. Por último,

no andar de potência foi apresentada uma placa que serve para interligar o FAP com a

carga e a rede.

Relativamente ao sistema de controlo, foram apresentados os diversos sensores

utilizados, bem como todos os circuitos auxiliares, como condicionamento de sinal,

proteções e comando. Posteriormente foi apresentado o microcontrolador utilizado para

o controlo digital do FAP, sendo que este apresenta uma arquitetura especializada em

processamento de sinal DSP, realizando operações matemáticas com elevada precisão e

em poucos ciclos de relógio. Foi mostrado o processo estrutural e as várias rotinas de

controlo digital implementadas no DSP.

Por último foi abordada a implementação de uma interface gráfica com o

utilizador, de forma a tornar o sistema mais apelativo e didático. Este possui uma parte

de comando do FAP, e outra onde se pode visualizar as formas de onda do sistema, bem

como a espetro harmónico da corrente na fonte.

No quinto capítulo são apresentados os resultados experimentais obtidos com o

protótipo de FAP monofásico desenvolvido. Foram realizados testes de operação com

diferentes condições de carga, e com diferentes técnicas de controlo do inversor

(controlo preditivo e PI) sendo aferido o bom funcionamento do mesmo para a correção

do fator de potência e para a redução do conteúdo harmónico da corrente fornecida pela




fonte. Para quase todas as cargas ensaiadas o valor de THD obtido na corrente da fonte

foi próximo ou inferior a dois pontos percentuais (isto apenas não ocorreu para uma

carga, cujo THD de corrente tinha um valor de cerca de 100%). Em todas as cargas o

fator de potência total foi corrigido para a unidade. Foi também avaliado o rendimento

do FAP, sendo para isso medida a potência a montante e a jusante do FAP com este a

compensar, recorrendo-se a um wattímetro de precisão, obtendo-se um rendimento

de 95%. Para finalizar este capítulo foram apresentados os resultados da interface

gráfica em comparação com os mesmos resultados obtidos através do analisador de

QEE, fluke 435. Foi comprovado o bom funcionamento do modo “Scope” e do modo

“Harmonics”, existindo apenas uma pequena discrepância no valor calculado da THD,

devido ao número de amostras e à resolução dos valores lidos.

Pode-se afirmar que os objetivos desta Dissertação de Mestrado foram

alcançados, com o desenvolvimento de um protótipo de Filtro Ativo Paralelo compacto

e didático, que utiliza MOSFETs que operam com uma elevada frequência de

comutação (100 kHz), e que apresenta um excelente desempenho na compensação de

harmónicas de corrente e na correção do fator de potência, ao mesmo tempo em que

possui um bom rendimento. Cabe ressaltar que este protótipo de Filtro Ativo Paralelo

monofásico, bem como a interface o utilizador, foram integralmente desenvolvidos no

âmbito deste trabalho.

6.2. Sugestões de Trabalho Futuro

Apesar dos testes de operação do FAP mostrados no quinto capítulo já terem

apresentado bons resultados para 50 V e 115 V da tensão da rede, seria necessário

realizar testes intensivos à tensão de 230 V e à potência nominal, verificando a

temperatura de funcionamento em regime permanente dos MOSFETs, bem como a

própria temperatura no interior da caixa onde este se encontra implementado.

Quanto ao controlo preditivo, uma sugestão para melhorar a performance do

mesmo, passa por realizar os cálculos do controlo com o valor da indutância em função

da corrente que se pretende gerar. Para isso, poder-se-ia recorrer a uma tabela com os

valores da indutância para diferentes valores de corrente, ou mesmo aplicar uma função

que descreva a variação da indutância em função da corrente.

É necessário implementar um algoritmo de gestão de erros, em que este verifica se

após um determinado erro, e em função de uma série de condições, se o FAP pode

reinicializar automaticamente a compensação, sem que haja necessidade de intervenção

do utilizador.



Uma sugestão para melhorar o desempenho do FAP monofásico é elevar os níveis

do inversor de 3 para 5 níveis. Apesar de necessitar de mais MOSFETs, estes têm de

suportar uma tensão menor, diminuindo o custo de aquisição, ao mesmo tempo que as

características destes melhoram, como tempos de ligar e desligar, e menor valor da

resistência do dreno para a source. Além disso, a operação com 5 níveis possibilita a

sintetização de correntes com melhor qualidade.

Neste momento a interface gráfica desenvolvida encontra-se a correr num

computador pessoal. O objetivo é que esta fique a funcionar num computador baseado

em um System on Chip (SoC). Uma placa muito em voga existente no mercado,

pequena e de baixo custo, é a Raspberry Pi, que corre o sistema operativo Debian

Wheezy, podendo portanto correr a aplicação desenvolvida em Qt. A esta poderá ser

conectado um display touchscreen para tornar o sistema mais interativo com o

utilizador.

Com a utilização de um display touchscreen torna-se interessante utilizar a

linguagem QML (Qt Meta Language), linguagem que é baseada em JavaScript

dedicada para desenvolvimento de interfaces gráficas, tornando assim a aplicação mais

interessante para o utilizador.


Referências

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pp. 66–71, 2004.

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Apêndice I

Características dos núcleos de pó de ferro T150-26

Apêndice I




Apêndice II

Características dos MOSFETs discretos

Apêndice II



Desenvolvimento de um Filtro Ativo Paralelo Monofásico...

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