Receptor de Rádio de Banda Ultra-Larga - Autenticação · PLL Malha de Fase Síncrona ......

Receptor de Rádio de Banda Ultra-Larga

Ricardo Filipe Sereno Póvoa

Dissertação para obtenção do Grau de Mestre em

Engenharia Electrotécnica e de Computadores

Júri

Presidente: Professor Doutor João Manuel Torres Caldinhas Simões Vaz

Orientador: Professor Doutor Jorge Manuel dos Santos Ribeiro Fernandes

Co-Orientador: Professor Doutor José António Beltran Gerald

Vogal: Professora Doutora Maria João Ramos Marques Coelho Carrilho do Rosário

Abril 2013

Receptor IR-UWB 2013

ii


iii

À minha avó Amália, por me trazer café enquanto eu estudava.


iv


v

Lista de Acrónimos

ADC Conversor Analógico-Digital

AM Modulação em Amplitude

BAN Body Area Network

BBA Amplificador de Banda de Base

BPF Filtro Passa-Banda

DFT Transformada de Fourier Discreta

DSB Banda Lateral-Dupla

EIRP Effective Isotropic Radiated Power

IR-UWB Impulse Radio Ultra-Wideband

FCC Federal Communications Commission

FDMA Frequency Division Multiple Access

FM-UWB Frequency Modulation Ultra-Wideband

FSK Frequency-Shift Keying

HAN Home Area Network

IF Frequência Intermédia

LNA Amplificador de Baixo Ruído

MB-OFDM Multi-Band Orthogonal Frequency Division Multiplexing

MPPS Mega Pulses Per Second

NB Banda Estreita

NBLNA Amplificador de Baixo Ruído e Banda Estreita

OFDM Orthogonal Frequency-Division Multiplexing

LO Oscilador Local

OOK On-Off Keying

OPM Modulação em Impulso Ortogonal

PAM Modulação em Amplitude de Impulso

PFR Ponto de Funcionamento em Repouso

PM Modulação em Fase


vi

PLL Malha de Fase Síncrona

RF Radio-Frequência

SM Self-Mixer

TL Transformada de Laplace

UMC United Microelectronics Corporation

UWB Banda Ultra-Larga

WLAN Wireless Local Area Network

WPAN Wireless Personal Area Network


vii

Lista de Símbolos

A Amplitude

BF Largura de Banda Fraccional

BW Largura de Banda

c Velocidade da Luz no Vácuo

CC Capacidade Máxima do Canal

D Distância de Propagação

DI Duração do Impulso

F Factor de Ruído

f Frequência

fr Frequência de Ressonância

gm Transconductância Incremental

G Ganho

Gc Ganho de Conversão

H Atenuação

N Potência do Ruído

NC Número de Ciclos Enviados

NF Número de Ruído

p Pólo de Menor Frequência

S Potência do Sinal

T Período

Ts Factor de Escala Temporal

Ve Tensão à Saída do Emissor

Vth Tensão de Limiar

Vr Tensão à Entrada do Receptor

Zin Impedância de Entrada

ω Frequência Angular


viii

Lista de Figuras

Figura 2-1 – Espectro de um sinal UWB.............................................................................................................6

Figura 2-2 – Comparação entre as larguras de banda de sinais UWB e NB......................................................7

Figura 2-3 – Máscara espectral da FCC para comunicações UWB em espaços fechados................................8

Figura 2-4 – Máscara espectral da FCC para comunicações UWB em espaços abertos...................................8

Figura 2-5 - Bandas espectrais permitidas para comunicações UWB em diversos países e na

Europa.................................................................................................................................................................8

Figura 2-6 - Formas de onda de impulsos IR-UWB, no domínio do tempo e no domínio da frequência: (a)

impulso rectangular, (b) impulso em forma de coseno, e (c) impulso

Gaussiano............................................................................................................................................................9

Figura 2-7 - Diferentes sinais no domínio do tempo com a mesma largura de banda......................................11

Figura 2-8 - Forma de onda de uma sequência de impulsos Gaussianos IR-UWB..........................................11

Figura 2-9 - Espectro de um sinal FM-UWB e de uma portadora de RF de 4 GHz

desmodulada.....................................................................................................................................................12

Figura 2-10 - Comparação de métodos de modulação para comunicações UWB: (a) sequência de impulsos

não modulados, (b) Modulação em Amplitude de Impulso, (c) On-Off keying, e (d) Modulação em Impulso

Ortogonal...........................................................................................................................................................14

Figura 2-11 - Receptor Heteródino: (a) Arquitectura típica e princípio de funcionamento de um receptor

heteródino, (b) inclusão de um LNA para redução do número de ruído do

sistema..............................................................................................................................................................15

Figura 2-12 - Diagrama de blocos de um receptor super-heteródino................................................................16

Figura 2-13 - Receptor Digital-IF.......................................................................................................................16

Figura 2-14 - Receptor Homódino: (a) Arquitectura típica e princípio de funcionamento de um receptor

homódino, (b) receptor homódino com saída em quadratura............................................................................17

Figura 3-1 – Forma de onda de impulso sinusoidal IR-UWB............................................................................21

Figura 3-2 - DFT de um impulso sinusoidal IR-UWB.........................................................................................21

Figura 3-3 - Formas de onda aos terminais do receptor IR-UWB: (a) Forma de onda do sinal à entrada do

receptor, (b) forma de onda do impulso IR-UWB à saída do receptor..............................................................23


ix

Figura 3-4 – Topologia do Receptor IR-UWB: Amplificador de Baixo Ruído e Banda Estreita, (b) Self-Mixer,

(c) Amplificador de Banda de Base, (d) Comparador........................................................................................24

Figura 3-5 - Progresso do sinal IR-UWB ao longo do receptor.........................................................................25

Figura 3-6 – Filtro passa-banda de segunda ordem..........................................................................................29

Figura 3-7 – Resposta em frequência do filtro passa banda: (preto) magnitude e (cinzento)

fase....................................................................................................................................................................29

Figura 3-8 - Resposta no tempo do filtro passa banda: (preto) sinal à saída e (cinzento) sinal à

entrada...............................................................................................................................................................29

Figura 3-9 - Diagrama de blocos do amplificador de baixo ruído e banda estreita...........................................30

Figura 3-10 - Diagrama do self-mixer...............................................................................................................31

Figura 3-11 - Sinais de entrada e saída no self-mixer: (a) e (b) sinal de entrada, (c) e (d) sinal de

saída..................................................................................................................................................................32

Figura 3-12 - Diagrama de blocos do amplificador de banda de base..............................................................33

Figura 3-13 - Forma de onda do sinal à entrada e do sinal à saída do amplificador de banda de base: (a) sinal

à entrada e (b) sinal a saída..............................................................................................................................34

Figura 3-14 - Diagrama do Comparador............................................................................................................35

Figura 3-15 - Forma de onda do sinal à entrada e do sinal à saída do comparador: (a) sinal de entrada e (b)

sinal de saída.....................................................................................................................................................35

Figura 4-1 - Esquema eléctrico do amplificador de baixo ruído e banda estreita..............................................38

Figura 4-2 - Modelo real de uma bobina............................................................................................................39

Figura 4-3 - Circuito RLC-paralelo.....................................................................................................................40

Figura 4-4 - Esquema eléctrico da topologia base do NBLNA com respectivo circuito de

teste...................................................................................................................................................................41

Figura 4-5 - Parâmetros de dispersão número de ruído e impedância de entrada da topologia base do

NBLNA...............................................................................................................................................................42

Figura 4-6 - Degeneração indutiva de fonte......................................................................................................43

Figura 4-7 - Esquema eléctrico da topologia do NBLNA com degeneração de fonte e respectivo circuito de

teste...................................................................................................................................................................44


x

Figura 4-8 - Parâmetros de dispersão, número de ruído e impedância de entrada do NBLNA com

degeneração de fonte......................................................................................................................................45

Figura 4-9 – RLC-série......................................................................................................................................46

Figura 4-10 - Circuito de teste da topologia final do NBLNA.............................................................................47

Figura 4-11 - Parâmetros de dispersão, número de ruído, impedâncias de entrada da topologia final do

NBLNA...............................................................................................................................................................48

Figura 4-12 - Resposta em frequência e análise no tempo da topologia final do NBLNA.................................49

Figura 4-13 - Esquema eléctrico do self-mixer.................................................................................................51

Figura 4-14 - Topologia da Célula de Gilbert com carga resistiva.....................................................................52

Figura 4-15 – Topologia de um Multiplicador Simplesmente Equilibrado com carga resistiva..........................53

Figura 4-16 - Circuito de teste do self-mixer.....................................................................................................54

Figura 4-17 - Resultados finais do self-mixer: a) Resposta no tempo e b) DFT da resposta no

tempo.................................................................................................................................................................55

Figura 4-18 - Esquema eléctrico do Amplificador de Banda de Base...............................................................56

Figura 4-19 - Topologia básica de um par diferencial NMOS............................................................................56

Figura 4-20 - Esquema eléctrico de um par diferencial com carga PMOS com componentes da

tecnologia..........................................................................................................................................................57

Figura 4-21 - Circuito de teste do par diferencial com carga PMOS.................................................................58

Figura 4-22 - Resposta em frequência do par diferencial com carga PMOS....................................................58

Figura 4-23 - Circuito de teste do amplificador de banda de base....................................................................59

Figura 4-24 - Resposta em frequência do amplificador de banda de base.......................................................59

Figura 4-25 - Esquema eléctrico do comparador..............................................................................................60

Figura 4-26 - Circuito de teste do comparador..................................................................................................61

Figura 4-27 - Resposta no domínio do tempo do comparador..........................................................................62

Figura 5-1 - Esquema eléctrico da implementação pré-layout do NBLNA e do self-mixer...............................65

Figura 5-2 - Esquema eléctrico da implementação pré-layout do BBA e do Comparador................................66

Figura 5-3 - Circuito de teste do receptor de IR-UWB.......................................................................................67


xi

Figura 5-4 - Resposta no tempo do Receptor IR-UWB ao impulso esperado...................................................67

Figura 5-5 - Layout final do receptor IR-UWB...................................................................................................69

Figura 5-6 - Circuito de teste do receptor IR-UWB............................................................................................69

Figura 5-7 - Resultados finais da análise no domínio do tempo ao receptor IR-UWB com extracção de

parasitas………………………………………………………………………………………......................................70

Figura A-1 - Circuito para determinação da tensão de limiar dos transístores N_12_RF.................................78

Figura A-2 - Resultados da simulação paramétrica para determinação da tensão de limiar dos transístores

N_12_RF...........................................................................................................................................................78

Figura A-3 - Ondas de potência incidente e reflectida num multiporto..............................................................79

Figura A-4 - Ondas de potência incidente e reflectida num diporto...................................................................80

Figura A-5 - Definição de factor de reflexão......................................................................................................80

Figura A-6 – Layout inicial do receptor IR-UWB................................................................................................82

Figura A-7 - Circuito de teste do receptor IR-UWB com extracção de parasitas do layout inicial, com impulso

sinusoidal de frequência 6.4 GHz......................................................................................................................82

Figura A-8 - Circuito de teste do receptor IR-UWB com extracção de parasitas do layout inicial, com impulso

sinusoidal de frequência 7.875 GHz…………………………………………………………………………….....….83

Figura A-9 - Resultados do teste do receptor IR-UWB com extracção de parasitas do layout inicial, com

impulso sinusoidal de frequência 6.4 GHz……………………………………………………………………………83

Figura A-10 - Resultados do teste do receptor IR-UWB com extracção de parasitas do layout inicial, com

impulso sinusoidal de frequência 7.875 GHz…………………………………………………………………………84


xii

Lista de Tabelas

Tabela 2-A - Vantagens e desvantagens de vários métodos de modulação....................................................14

Tabela 3-A - Especificações da transmissão para a qual o receptor está dimensionado.................................20

Tabela 3-B - Atenuação do sinal transmitido consoante a frequência da sinusóide e a distância de

transmissão.......................................................................................................................................................22

Tabela 3-C - Especificações do amplificador de baixo ruído e banda estreita..................................................30

Tabela 3-D – Especificações do amplificador de banda de base......................................................................33

Tabela 3-E - Especificações do comparador.....................................................................................................34

Tabela 4-A1 - Componentes activos da topologia base do NBLNA..................................................................41

Tabela 4-A2 - Componentes passivos da topologia base do NBLNA...............................................................41

Tabela 4-B - Parâmetros de dispersão, número de ruído e impedância de entrada da topologia base do

NBLNA à frequência de 7.875 GHz...................................................................................................................41

Tabela 4-C1 - Componentes activos da topologia do NBLNA com degeneração de fonte...............................44

Tabela 4-C2 - Componentes passivos da topologia do NBLNA com degeneração de fonte............................44

Tabela 4-D - Parâmetros de dispersão, número de ruído e impedância de entrada do NBLNA com

degeneração de fonte à frequência de 7.875 GHz............................................................................................44

Tabela 4-E1 - Componentes activos da topologia final do NBLNA...................................................................47

Tabela 4-E2 - Componentes passivos da topologia final do NBLNA................................................................47

Tabela 4-F - Parâmetros de dispersão, número de ruído, impedâncias de entrada da topologia final do

NBLNA à frequência de 7.875 GHz, e consumo de corrente e de potência para 1.2 V de

alimentação.......................................................................................................................................................47

Tabela 4-G - Resultados da análise de corners à frequência de 7.875 GHz....................................................50

Tabela 4-H1 - Componentes passivos do SM...................................................................................................54

Tabela 4-H2 - Componentes activos do SM......................................................................................................54

Tabeça 4-H3 – Componentes activos do SM....................................................................................................54

Tabela 4-I - Dimensões dos transístores do par diferencial com carga PMOS.................................................58


xiii

Tabela 4-J - Dimensões dos componentes do comparador..............................................................................61

Tabela 5-A - Dimensões dos componentes passivos alterados na implementação pré-layout........................65

Tabela 5-B - Dimensões dos componentes activos adicionados ao BBA na implementação

pré-layout...........................................................................................................................................................66

Tabela 5-C - Robustez do circuito face a interferências....................................................................................70


xiv

Agradecimentos

Este trabalho representa o final de uma jornada académica, que não só me garante o conhecimento, a

confiança e a competência para enfrentar os futuros desafios profissionais, como também moldou a minha

personalidade, através das dificuldades, das conquistas e do espírito de trabalho em equipa e

companheirismo, que me enchem de orgulho e de esperança para o futuro. Muitas foram as pessoas que

fizeram parte desta aventura, ajudando com o seu conhecimento, com o seu incentivo, ou simplesmente com

o seu exemplo, e por isso, a todas elas, gostaria de demonstrar o meu agradecimento neste trabalho.

Em primeiro lugar, quero agradecer ao Professor Jorge Fernandes, por todas as palavras de incentivo, todo o

seu conhecimento científico e experiência pedagógica, e toda a disponibilidade como orientador deste

trabalho. Foi uma verdadeira honra e um verdadeiro prazer trabalhar sob a sua supervisão.

Ao Professor Pedro Aguiar, agradeço toda a ajuda disponibilizada, sem a qual não teria sido possível realizar

este trabalho.

Também, quero dirigir uma palavra de agradecimento aos meus colegas Diogo Brito, António Couto Pinto,

Eduardo Ortigueira e restantes elementos do grupo “Analog and Mixed-Signal Circuits”, por toda a ajuda e

principalmente por me terem feito sentir parte integrante deste tão competente grupo de trabalho, desde o

primeiro dia.

Ao INESC-ID (Instituto de Engenharia de Sistemas e Computadores – Investigação e Desenvolvimento) e ao

IST (Instituto Superior Técnico), agradeço as condições únicas que me permitiram desenvolver este trabalho.

Aos meus amigos e colegas de faculdade, Luís Pinto, Ricardo Martins e Frederico Rocha, que de uma forma

ou de outra fizeram do meu percurso académico um momento muito feliz na minha vida, dirijo o meu sincero

obrigado.

Quero agradecer também aos meus pais e ao meu irmão, por me garantirem a estabilidade emocional e

financeira que me permitiu atravessar todo o meu percurso académico com calma e confiança, e finalmente

quero agradecer aos meus mais chegados amigos, David Raposo, João Doroana, João S.Braz e Luís Cruz,

por me fazerem companhia sempre que a semana chega ao fim. A todas estas maravilhosas pessoas, o meu

muito obrigado.


xv

Resumo

A fim de garantir espaço para o crescimento de diferentes tipos de dispositivos de radio-frequência (RF), é

necessário garantir uma melhoria contínua do uso e da gestão do espectro de frequências. Também, o

elevado ritmo de transmissão de dados, a elevada robustez face a interferências, a redução da área dos

dispositivos e o baixo consumo de energia estão entre as principais exigências dos utilizadores e, desta

forma, também da indústria.

O conceito moderno de transmissão em banda ultra-larga (UWB) tem como princípio a utilização de bandas

já alocadas por outros tipos de tecnologia, algumas reguladas, e sem causar interferências com as

aplicações de banda estreita, permitindo simultaneamente taxas de transmissão de dados a alta velocidade.

Esta dissertação descreve a implementação de um receptor de radio-frequência em tecnologia padrão CMOS

de 0.13 μm a funcionar a 7.875 GHz, para sistemas UWB que utilizem a técnica Impulse-Radio Ultra-

Wideband (IR-UWB).

O receptor é constituído por quatro blocos: um amplificador de baixo ruído e banda estreita (NBLNA) que tem

como objectivo detectar a frequência central do impulso recebido e rejeitar todas as restantes componentes

do sinal e interferências (desta forma é possível aumentar a robustez do receptor face a interferências); um

self-mixer (SM) que tem como objectivo colocar o sinal recebido em banda de base através da multiplicação

do sinal por ele mesmo (dispensando a utilização de circuitos de sincronismo adjacentes e assim reduzindo a

área do circuito) e um amplificador de banda de base (BBA) que tem como propósito activar um comparador,

que produz um sinal digital à saída do receptor sempre que é detectado um impulso IR-UWB.

O circuito é implementado a nível de layout e os resultados das simulações são bastante satisfatórios,

provando o potencial do circuito projectado para cumprir as metas desejadas. Assim, foi possível obter um

receptor de baixa potência e de baixo consumo energético, capaz de atingir altas taxas de transmissão de

dados utilizando bandas de transmissão de RF já ocupadas, com uma elevada robustez face a interferências,

e uma área reduzida.

Palavras-chave

IR-UWB, Receptor CMOS, Rejeição de Interferências, Elevado Ritmo de Transmissão, Área Reduzida


xvi

Tabela de Conteúdos

1. Introdução 1

1.1 Motivação....................................................................................................................................................................2

1.2 Organização da Tese.........................................................................................................................................3

1.3 Contribuições Principais...............................................................................................................................4

2. Tecnologias de Banda Estreita e Banda Ultra-Larga 5

2.1 Introdução...................................................................................................................................................................6

2.2 Perspectiva Geral sobre UWB...................................................................................................................6

2.3 Tecnologias UWB.................................................................................................................................................9

2.3.1 Impulse Radio Ultra-Wideband....................................................................................................9

2.3.2 Multi-Band Orthogonal Frequency Division Multiplexing…...................................11

2.3.3 Frequency Modulation Ultra-Wideband..............................................................................12

2.4 Métodos de Modulação UWB..................................................................................................................13

2.4.1 Modulação em Amplitude de Impulso..................................................................................13

2.4.2 On-Off Keying.......................................................................................................................................13

2.4.3 Modulação em Impulso Ortogonal.........................................................................................13

2.5 Arquitecturas Típicas de Receptores de RF.............................................................................15

2.5.1 Receptor Heteródino........................................................................................................................15

2.5.2 Receptor Super-Heteródino........................................................................................................16

2.5.3 Receptor Digital-IF….........................................................................................................................16

2.5.4 Receptor Homódino..........................................................................................................................17

2.6 Conclusões.............................................................................................................................................................18

3. Arquitectura do Receptor 19

3.1 Introdução................................................................................................................................................................20

3.2 Especificações do Receptor IR-UWB..............................................................................................20


xvii

3.2.1 Especificações da Transmissão..............................................................................................20

3.2.2 Especificações do Receptor.......................................................................................................23

3.3 Perspectiva Geral do Circuito................................................................................................................24

3.4 Blocos Constituíntes do Receptor IR-UWB...............................................................................26

3.4.1 Amplificador de Baixo Ruído e Banda Estreita.............................................................26

3.4.2 Self-Mixer.................................................................................................................................................31

3.4.3 Amplificador de Banda de Base...............................................................................................33

3.4.4 Comparador............................................................................................................................................34

3.5 Conclusões.............................................................................................................................................................35

4. Implementações e Simulações 37

4.1 Introdução................................................................................................................................................................38

4.2 Amplificador de Baixo Ruído e Banda Estreita......................................................................38

4.3 Self-Mixer..................................................................................................................................................................51

4.4 Amplificador de Banda de Base...........................................................................................................55

4.5 Comparador............................................................................................................................................................60

4.6 Conclusões.............................................................................................................................................................62

5. Implementação Final e Layout 63

5.1 Introdução................................................................................................................................................................64

5.2 Implementação Pré-layout.........................................................................................................................64

5.3 Implementação Final e Layout...............................................................................................................68

5.4 Conclusões.............................................................................................................................................................71

6. Conclusão e Trabalho Futuro 73

6.1 Conclusão................................................................................................................................................................74

6.2 Trabalho Futuro..................................................................................................................................................75

Anexos 77

Referências 85


xviii


1

Capítulo 1

Introdução


2

1.1 Motivação

No mundo actual, as comunicações têm um papel fundamental na vida das populações, tanto a nível pessoal

como a nível profissional. Vivemos em contacto permanente com diversos tipos de ferramentas que nos

permitem receber e partilhar informação, desde as mais comuns como televisões ou rádios, aos telefones

móveis e à internet.

Na última década, devido à grande preocupação com o conforto na utilização de dispositivos electrónicos, as

comunicações em radio-frequência conquistaram uma posição de destaque e por isso adquiriram também

prioridade no desenvolvimento tecnológico. Assim, cada vez mais o mercado exige dispositivos com menor

área, menor custo, menor consumo energético, maior ritmo de transmissão de dados e maior imunidade a

interferências.

No que diz respeito às comunicações sem-fios de curto alcance, a tecnologia UWB é uma possível resposta

às exigências supracitadas, sobretudo no que diz respeito às necessidades de reduzido consumo energético

e elevado ritmo de transmissão de dados [1].

O propósito desta tese é o desenvolvimento e implementação de um receptor de Impulse-Radio Ultra-

Wideband utilizando o nó tecnológico de 0.13 µm da United Microelectronics Corporation (UMC), para sinais

cuja frequência central se situa nos 7.875 GHz, que é a frequência central da sub-banda universal (7.25-

8.5 GHz). Como este receptor deverá ser utilizado em aplicações móveis não-criticas, as preocupações

principais no seu desenvolvimento foram o elevado ritmo de transmissão de dados, a elevada imunidade a

interferências e a reduzida área do circuito.

O receptor de IR-UWB implementado é composto por quatro blocos principais: um amplificador de baixo

ruído e banda estreita para amplificar apenas a potência na frequência central do impulso recebido, uma vez

que o interesse é apenas detectar a sua presença, um misturador para transladar a frequência central do

sinal para a banda de base, um amplificador com filtragem de banda de base para amplificar o sinal em

banda de base e um comparador para colocar um sinal digital à saída do receptor para posterior

processamento digital de dados.


3

1.2 Organização da Tese

Este trabalho está organizado em 6 capítulos. Para além da Introdução, no Capítulo 2, é fornecida uma

perspectiva geral sobre a tecnologia UWB, e as suas características principais. São também abordadas as

implementações mais relevantes desta tecnologia, com ênfase na implementação IR-UWB.

No Capítulo 3, é apresentado um estudo sobre conceitos de transmissão IR-UWB, são apresentadas as

especificações da transmissão para a qual o receptor está dimensionado e as especificações do mesmo, é

apresentada a arquitectura do circuito num decréscimo do grau de abstracção, com recurso ao diagrama de

blocos do mesmo, e finalmente são definidas as características principais de cada bloco constituínte do

receptor.

No Capítulo 4, são apresentadas as implementações de cada bloco do circuito em separado, são realizadas

simulações e apresentados os respectivos circuitos de teste.

No Capítulo 5, é apresentada a montagem final com todos os blocos integrados, é apresentado o layout do

circuito e simulações pós-layout com extracção de parasitas, com ênfase no consumo de energia, imunidade

a interferências, área do circuito e ritmo de transmissão permitido.

Finalmente, no Capítulo 6, são apresentadas as conclusões deste trabalho e são apresentadas sugestões

para trabalho futuro.

Em anexos, são apresentados resultados experimentais, demonstrações e outras informações

complementares.


4

1.3 Contribuições Principais

As principais contribuições deste trabalho são:

1. Funcionamento numa zona do espectro electromagnético onde a utilização da tecnologia UWB é

simultaneamente permitida pelas autoridades de regulação das comunicações de vários países, tais

como o Canadá, a China, a Coreia do Sul, o Japão, Singapura, os Estados Unidos e todos os países

europeus [1].

2. Integração do conceito de banda estreita (NB) em aplicações de UWB, através da utilização de uma

topologia de receptor tipicamente usada em sistemas de comunicação NB.


5

Capítulo 2

Tecnologias

de Banda Estreita e Banda Ultra-Larga


6

2.1 Introdução

Neste capítulo, é fornecida uma visão global sobre a tecnologia UWB (secção 2.2), onde as suas principais

características são abordadas, são expostos os tipos mais comuns de implementação da tecnologia UWB

(secção 2.3), são apresentados alguns métodos de modulação UWB (secção 2.4), e finalmente são

apresentadas as arquitecturas de receptores de RF mais utilizados actualmente (secção 2.5).

2.2 Perspectiva Geral sobre UWB

A ideia original da moderna tecnologia UWB é a utilização de sinais com largura de banda muito elevada,

com recurso a uma duração no tempo muito reduzida dos mesmos, e valor energético reduzido

comparativamente aos sistemas de banda estreita típicos.

Segundo a Federal Communications Comission (FCC), a definição para a transmissão UWB é qualquer sinal

com largura de banda superior a 500 MHz, ou com uma largura de banda fraccional maior que 20% [2]. O

conceito de largura de banda fraccional é usado para classificar sinais como banda estreita, banda larga ou

banda ultra-larga e tem a definição mostrada em (2.1)

( )

( ) (2.1)

onde BW é a largura de banda do sinal, fH e fL são os pontos de emissão a -10 dB e fC é a frequência

central [3]. Os pontos de emissão são as frequências em que a potência do sinal é 10 dB inferior ao seu valor

máximo [3]. Estes limites estão representados na Figura 2-1 [3].

Figura 2-1 – Espectro de um sinal UWB [3].

Como é mostrado na Figura 2-2 [4], a tecnologia UWB pode coexistir com outros sistemas de rádio

nomeadamente sistemas NB, pois a tecnologia UWB tem um reduzido Effective Isotropic Radiated Power

(EIRP), normalmente abaixo do nível de ruído de outros sistemas de comunicação. Assim, é uma tecnologia

que revela ter uma grande robustez face a interferências [4], [5].


7

Figura 2-2 – Comparação entre as larguras de banda de sinais UWB e NB [4].

Combinando o facto de que a tecnologia UWB tem um reduzido EIRP, com o facto de que os sinais emitidos

têm uma curta duração no tempo, na prática o consumo energético na transmissão de dados é reduzido, o

que possibilita o desenvolvimento de circuitos com consumo energético igualmente reduzido.

Contudo, os sinais UWB são em geral adequados para comunicações a curtas distâncias (normalmente não

mais que alguns metros) [6]. Por outro lado, sendo os sinais de largura de banda muito elevada, o ritmo de

transmissão pode ser muito elevado, como é demonstrado pela equação de Shannon, apresentada em (2.2)

[7]

(

) (2.2)

onde Cc é a capacidade máxima do canal, BW é a largura de banda do canal, S é a potência do sinal e N a

potência do ruído. É possível concluír a partir de (2.2), que uma maximização da largura de banda implica

uma maximização da capacidade de transmissão. Sendo possível trocar o quociente entre a potência do

sinal e a potência do ruído por largura de banda, podem ser desenvolvidos circuitos mais simples e por isso

com menor custo de produção [6].

Por forma a ser permitida a transmissão de sinais UWB em bandas previamente ocupadas por outras

tecnologias de comunicação, no caso dos Estados Unidos da América, a FCC, que é a entidade reguladora

para as comunicações neste país, deliberou em 2002 que o espectro electromagnético disponível para estes

sinais se situa entre os 3.1 GHz e os 10.6 GHz e que o EIRP máximo permitido para sinais de UWB é

de -41.3 dBm/MHz [1], [8]. Foram assim construídas duas máscaras, uma para comunicações em espaços

fechados e outra para comunicações em espaços abertos, que são apresentadas na Figura 2-3 [6] e na

Figura 2-4 [6].


8

Figura 2-3 – Máscara espectral da FCC para comunicações UWB em espaços fechados [6].

Figura 2-4 – Máscara espectral da FCC para comunicações UWB em espaços abertos [6].

No entanto, a banda disponível para a utilização da tecnologia de comunicação UWB depende da região

onde é utilizada e da aplicação para a qual é utilizada. A Figura 2-5 mostra as bandas espectrais

disponibilizadas para a utilização de UWB em diversos países e na Europa [1]. É possível verificar que a

única banda disponível sem restrições em todas as regiões referidas na Figura 2-5 está situada entre

7.25 GHz e 8.5 GHz.

Figura 2-5 – Bandas espectrais permitidas para comunicações UWB em diversos países e na Europa [1].


9

Actualmente, a tecnologia UWB desempenha um papel importante no desenvolvimento de novas redes de

comunicações, principalmente de curto alcance, tais como Wireless Local Area Networks (WLANs), Wireless

Personal Area Networks (WPANs), Body Area Networks (BANs), e Home Area Networks (HANs). Sobretudo

devido ao elevado ritmo de transmissão de dados e ao baixo consumo energético da transmissão, os

sistemas UWB são especialmente desejáveis para distribuição de música, videos ou informação, mas é

expectável que no futuro sejam encontradas novas aplicações para a utilização deste tipo de sistemas,

nomeadamente na área da bio-medicina, domótica e aplicações militares.

2.3 Tecnologias UWB

A presente secção tem como objectivo apresentar três implementações da tecnologia UWB e assinalar as

suas características fundamentais. Em primeiro lugar é abordada a implementação IR-UWB, seguidamente é

abordada a implementação Muti-Band Orthogonal Frequency Division Multiplexing (MB-OFDM), e por último

é abordada a implementação Frequency Modulation Ultra-Wideband (FM-UWB).

2.3.1 Impulse Radio Ultra-Wideband

A implementação IR-UWB foi a primeira a ser desenvolvida, e ainda é bastante utilizada nos sistemas de

UWB actuais. Esta implementação utiliza uma onda de impulsos de muito curta duração no tempo,

tipicamente de nanosegundos ou picosegundos, o que leva a uma distribuição da energia do sinal através de

uma largura de banda elevada [5]. Nesta implementação não existe o conceito de onda portadora.

Os sinais são construídos com uma largura de banda que os assemelha a ruído, tirando assim partido da

largura de banda disponibilizada para as transmissões UWB, respeitando os limites de densidade espectral

de potência imposta pelas máscaras das entidades reguladoras, nomeadamente da FCC [6], [5], [9].

Várias formas de impulso são discutidas nesta secção, e estão representados na Figura 2-6 [9].

Figura 2-6 – Formas de onda de impulsos IR-UWB, no domínio do tempo e no domínio da frequência:

(a) impulso rectangular, (b) impulso em forma de coseno, e (c) impulso Gaussiano [9].


10

(a) Impulso rectangular

O impulso com forma de onda rectangular está mostrado na Figura 2-6 [9] (a), e é definido

matematicamente através de (2.3)

( ) ( ) ( )

(2.3)

onde A é a amplitude do impulso e DI é a duração do impulso. A transformada de Fourier do impulso

rectangular é dada por (2.4).

( ) ( )

(2.4)

Para a função R(f), que tem o formato da função sinc, o lobo principal é compreendido entre f1=-1/DI e

f2=1/DI.

(b) Impulso em forma de coseno

O impulso em forma de coseno está mostrado na Figura 2-6 [9] (b), e é definido matematicamente

através de (2.5)

( ) (

) | |

(2.5)

onde f0 é a frequência da sinusóide. A transformada de Fourier do impulso em forma de coseno é dada

por (2.6).

( ) (

)

(

) (2.6)

(c) Impulso Gaussiano

O impulso com forma de onda Gaussiana está mostrado na Figura 2-6 [9] (c), e é definido

matematicamente através de (2.7)

( ) (

)

(2.7)

onde ts é o factor de escala temporal, que determina a duração do sinal no tempo. A transformada de

Fourier do impulso Gaussiano é dado por (2.8).

( ) √ [ ( ) ] (2.8)


11

As diferentes formas de onda descritas podem ser dimensionadas para terem a mesma largura de banda,

como está representado na Figura 2-7 [9]. A redução dos lobos secundários pode ser muito importante,

principalmente em sistemas que utilizem várias sub-bandas.

Figura 2-7 – Diferentes sinais no domínio do tempo com a mesma largura de banda [9].

Na implementação IR-UWB, a informação é transmitida através de uma sequência de impulsos que está

ilustrada na Figura 2-8. Quando os impulsos são enviados em intervalos de tempo regulares, devido à

periodicidade da emissão dos mesmos, os picos de potência de cada impulso limitam a potência total

transmitida.

Figura 2-8 – Forma de onda de uma sequência de impulsos Gaussianos IR-UWB.

Tendo uma grande eficiência energética, a implementação IR-UWB é bastante interessante no contexto da

transmissão em UWB.

2.3.2 Multi-Band Orthogonal Frequency Division Multiplexing

Multi-Band Orthogonal Frequency-Division Multiplexing (MB-OFDM) é um outro método de implementação da

tecnologia UWB. A abordagem Multi-Band consiste na utilização de diversas sub-bandas de frequência, que

idealmente não se sobrepõem em termos de espectro electromagnético, para que a banda total

disponibilizada para a transmissão seja explorada de forma eficaz, sendo transmitidos múltiplos sinais ao

mesmo tempo [4]. Esta abordagem tem duas vantagens que se destacam. No caso das diversas sub-bandas

emitidas não se sobreporem, o sistema permite a utilização de vários canais, podendo ficar assim mais

robusto a interferências [5]. Por outro lado, o correcto dimensionamento das larguras de banda das sub-

bandas a utilizar na emissão permite atingir um elevado ritmo de transmissão de dados [5].


12

O método MB-OFDM combina técnicas de codificação Orthogonal Frequency-Division Multiplexing (OFDM)

com a abordagem Multi-Band. Aplicando este método à tecnologia UWB, o espectro disbonibilizado para esta

tecnologia é dividido em diversas sub-bandas de largura de banda a -10 dB não inferior a 500 MHz, e a

informação é enviada através das sub-bandas através de técnicas de codificação OFDM [5]. Sistemas

MB-OFDM podem suportar ritmos de transmissão binária até 480 Mbps, contudo este elevado ritmo de

transmissão de dados implica uma grande complexidade a nível de circuito e um elevado consumo

energético [5], [10], [11].

2.3.3 Frequency Modulation Ultra-Wideband

Esta implementação da tecnologia UWB consiste na criação de uma envolvente constante no domínio da

frequência, utilizando a bem conhecida modulação em frequência dos sistemas de rádio convencionais. O

princípio básico desta técnica é a utilização de um esquema de modulação em frequência dupla. Em primeiro

lugar é aplicado um índice de modulação-baixa, utilizando Frequency-Shift Keying (FSK) digital, seguido de

um índice de modulação-alta, utilizando um sinal de modulação em frequência analógico. Assim, é criada

uma envolvente constante com um espectro de amplitude reduzida e elevada largura de banda. O espectro

do sinal UWB com modulação em frequência está mostrado na Figura 2-9 [12].

Figure 2-9 – Espectro de um sinal FM-UWB e de uma portadora de RF de 4 GHz desmodulada [12].

Uma vantagem interessante que provém da utilização desta técnica, é o facto de poder acomodar diferentes

utilizadores. Ao aplicar a técnica de Frequency Division Multiple Access (FDMA), é possível disponibilizar

frequências de sub-portadoras a diferentes utilizadores, o que é um problema relevante em sistemas

WPAN [13]. Nesta implementação, o receptor não opera com portadora ou sincronização. A recepção é

reduzida ao sincronismo binário, portanto não é necessária uma malha de fase síncrona nem um oscilador

local no receptor. Do ponto de vista do sincronismo, o sistema tem um comportamento semelhante ao de um

sistema FSK de banda estreita. As técnicas de modulação são bem conhecidas e com uma implementação

simples que permite utilizar uma reduzida tensão de alimentação. Devido a estes factores, os sistemas UWB

com modulação em frequência têm potencialmente custos de produção e energéticos reduzidos.


13

2.4 Métodos de Modulação UWB

Apenas um impulso UWB não contém só por si informação, é portanto necessário adicionar informação

digital no impulso analógico transmitido, através de modulação. A presente secção tem como objectivo

apresentar alguns métodos de modulação na tecnologia UWB, e fazer uma comparação, em termos de

vantagens e desvantagens, entre os métodos apresentados.

2.4.1 Modulação em Amplitude de Impulso

De uma forma geral, a Modulação em Amplitude de Impulso (PAM) não é a mais vantajosa para

comunicações de curta distância. Isto porque, em geral, este tipo de modulação está mais susceptível a

interferência de ruído, pois este pode ter uma amplitude semelhante à amplitude do sinal. Por outro lado

existe sempre energia dispendida no envio de dados, que é maior para sinais de maior amplitude, e menor

para sinais de amplitude mais reduzida. A vantagem mais importante deste tipo de modulação é a

simplicidade dos circuitos envolvidos, tanto a nível da emissão como a nível da recepção e respectiva

desmodulação. Um exemplo de uma sequência de impulsos modulados em amplitude está representado na

Figura 2-10 (b) [7].

2.4.2 On-Off Keying

Por forma a responder à desvantagem da utilização permanente de energia para envio de dados na

modulação em amplitude, foi desenvolvida a modulação On-Off Keying (OOK), que em última instância pode

ser considerado como um caso particular da anterior. Neste método, que só permite transmissão binária, tem

a vantagem de não utilizar energia para transmissão do “0” binário, apenas é utilizada energia quando é

transmitido o “1” binário. Para além do reduzido consumo energético de transmissões deste tipo, outra

vantagem é a simplicidade dos circuitos envolvidos, tanto a nível da emissão como a nível da recepção e

respectiva desmodulação. Dado que o “0” binário é transmitido na ausência de impulso, o desafio desta

técnica de modulação é transferido para o desenvolvimento do protocolo de comunicação. Um exemplo de

uma sequência de impulsos em modulação OOK está mostrado na Figura 2-10 (c) [7].

2.4.3 Modulação em Impulso Ortogonal

Na Modulação em Impulso Ortogonal (OPM), os impulsos enviados têm a propriedade de serem ortogonais

entre si, ou seja o impulso que representa o “1” binário, é ortogonal ao impulso que representa o “0” binário.

Normalmente este tipo de modulação implica uma complexidade maior a nível de circuito do que as

anteriores, tanto na emissão como na recepção, já que é necessário que os sistemas tenham memória para

gerar as formas de onda [7]. Este tipo de modulação é mais popular em sistemas de banda estreita, em que

a portadora é sinusoidal, e as funções seno e coseno formam a base da comunicação. A grande vantagem

desta modulação é a possibilidade de utilização do método de acesso múltiplo [7], que não é abordado nesta

tese. Um exemplo de uma sequência de impulsos em modulação ortogonal de impulso está representado na

Figura 2-10 (d) [7].


14

Figura 2-10 – Comparação de métodos de modulação para comunicações UWB: (a) sequência de impulsos

não modulados, (b) Modulação em Amplitude de Impulso, (c) On-Off keying, e (d) Modulação em Impulso

Ortogonal [7].

Em síntese, as vantagens e as desvantagens de cada tipo de modulação apresentada anteriormente estão

apresentadas na Tabela 2-A.

Método Vantagens Desvantagens

PAM Simplicidade Reduzida imunidade a ruído e

reduzida eficiência energética

OOK Simplicidade a nível de circuitos

electrónicos e elevada eficiência

energética

Permite código binário somente

OPM Acesso múltiplo Complexidade a nível de circuitos

electrónicos

Tabela 2-A – Vantagens e desvantagens de vários métodos de modulação.


15

2.5 Arquitecturas típicas de receptores de RF

As arquitecturas de receptores de UWB são tipicamente semelhantes às arquitecturas de receptores de

tecnologia NB, com a particularidade de o primeiro andar (em geral um amplificador de baixo ruído) ser de

banda larga, em vez de banda estreita. Assim, neste capítulo são apresentadas arquitecturas típicas de

receptores da tecnologia de banda estreita. É abordado o Receptor Heteródino (sub-secção 2.5.1), é

abordado o Receptor Super-Heteródino (sub-secção 2.5.2), é abordado o Receptor Digital-IF (sub-secção

2.5.3), e finalmente é abordado o Receptor Homódino (sub-secção 2.5.4).

2.5.1 Receptor Heteródino

Nas arquitecturas típicas de receptores heteródinos, o sinal à entrada do receptor é transladado para uma

frequência muito mais baixa do que a frequência de transmissão, para que o factor de qualidade do filtro de

selecção de canal seja relaxado. Como está representado na Figura 2-11 (a) [14], o sinal à entrada do

receptor é transladado no domínio da frequência através de um misturador que funciona como um

multiplicador. Tipicamente, o sinal que é multiplicado pelo sinal recebido é gerado por um oscilador local (LO)

com uma frequência ωLO (= ω0 na Figura 2-11) ou através de uma malha de fase síncrona (PLL). Assim, para

deslocar o sinal da sua frequência original ω1 para uma frequência intermédia (IF) ω2 o sinal é inicialmente

misturado com uma sinusóide A0cosω0t, onde ω0=ω1-ω2, transladando a frequência do sinal para ω2 e para

2ω1-ω2. Seguidamente o sinal resultante da mistura é passado por um filtro passa-baixo para remover as

componentes não desejadas [14]. Esta operação é vulgarmente chamada de “downconversion”.

Regularmente, para evitar o elevado ruído resultante desta operação, o misturador é precedido de um

amplificador de baixo ruído (LNA), como na Figura 2-11 (b) [14].

Figura 2-11 – Receptor Heteródino: (a) Arquitectura típica e princípio de funcionamento de um receptor

heteródino, (b) inclusão de um LNA para redução do número de ruído do sistema [14].


16

2.5.2 Receptor Super-Heteródino

O receptor super-heteródino tem como base a arquitectura do receptor heteródino. Esta arquitectura está

representada na Figura 2-12 [15]. O sinal de RF que é colocado à entrada do receptor é inicialmente

amplificado através de um LNA, seguidamente é transladado para uma frequência IF, de valor inferior à

inicial, onde o sinal é filtrado através de um filtro passa-banda (BPF), tipicamente activo por forma a ser

também amplificado. De seguida, o sinal em IF é colocado em banda de base através de um bloco

desmodulador, e é amplificado novamente. O processo de transladação do sinal em frequência é, como no

caso do receptor heteródino, realizado através da multiplicação num bloco misturador, do sinal recebido por

um sinal sintonizado, geralmente proveniente de um oscilador local ou de uma malha de fase síncrona. No

caso de ser utilizado um oscilador local, este é normalmente sintonizável, através do ajuste de várias malhas

LC [15]. Assim, o ganho desta arquitectura está distribuído por vários andares e várias bandas.

Figura 2-12 – Diagrama de blocos de um receptor super-heteródino [15].

2.5.3 Receptor Digital-IF

Nesta arquitectura, o processamento do sinal recebido é semelhante ao do receptor heteródino, mas, uma

vez em IF, o sinal é digitalizado através de um conversor analógico-digital (ADC) e de seguida é misturado

em quadratura com um sinal digital sinusoidal. Finalmente, os sinais em banda de base e quadratura são

filtrados por um filtro passa-baixo e as saídas são obtidas. O diagrama de blocos desta arquitectura está

mostrado na Figura 2-13 [14]. Através do processamento digital, o problema da imprecisão na quadratura

entre I e Q é evitado.

Figura 2-13 – Receptor Digital-IF [14].


17

Contudo, o desempenho desta arquitectura depende do desempenho do ADC. Uma vez que, tipicamente, o

sinal em IF à saída do misturador não tem mais que algumas centenas de microvolts, o ruído de quantização

e o ruído térmico do ADC não pode exceder algumas dezenas de microvolts [14]. Por outro lado, os BPF

podem não conseguir eliminar interferências de forma adequada, e neste caso a não linearidade do ADC terá

de ser suficientemente pequena, para que a corrupção do sinal, através do fenómeno da intermodulação,

seja minimizada. Outra preocupação nesta arquitectura é o consumo de energia do ADC, que é assinalável

se a largura de banda do mesmo for necessariamente elevada [14].

2.5.4 Receptor Homódino

Ao contrário dos receptores de natureza heteródina, o receptor homódino translada o sinal de entrada

directamente para a banda de base, sem passar por uma frequência intermédia. Este processo é chamado

de “direct-conversion” [14]. Neste caso, a frequência do sinal que é multiplicado pelo sinal recebido tem

exactamente a mesma frequência que a portadora, sendo assim transportado o sinal recebido para DC.

Estando o sinal em banda de base, as especificações do filtro passa-baixo à saída do misturador são menos

exigentes, havendo apenas preocupações com o ganho do filtro, com a tensão de desvio e com as não

linearidades de ordem par. A arquitectura típica de um receptor homódino está representada na

Figura 2-14 [14] (a).

Figura 2-14 – Receptor homódino: (a) Arquitectura típica e princípio de funcionamento de um receptor

homódino, (b) receptor homódino com saída em quadratura [14].

O circuito representado na Figura 2-14 (a) apenas garante um funcionamento correcto com sinais com

Modulação em Amplitude (AM) de Banda Lateral-Dupla (DSB), porque sobrepõe as partes positiva e negativa

do espectro do sinal à entrada do receptor [14]. Para sinais com Modulação em Fase (PM), é necessário

realizar uma alteração na arquitectura da Figura 2-14 (a), ou seja é necessário providenciar outputs em

quadratura para que não haja perda de informação. A arquitectura para realizar esta operação está mostrada

na Figura 2-14 (b).


18

As grandes vantagens da arquitectura homódina, comparativamente com as arquitecturas de natureza

heteródina, são a simplicidade de construção do circuito e o reduzido consumo, uma vez que o número de

componentes activos é reduzido. Contudo, devido à dificuldade de criar um circuito que oscile a uma

frequência exactamente igual à da portadora do sinal recebido e tendo em conta os custos implicados, esta

arquitectura é menos usada do que as arquitecturas de natureza heteródina.

2.6 Conclusões

Neste capítulo, foi feita uma abordagem geral da tecnologia UWB. Foram apresentadas as limitações das

autoridades reguladoras em termos de largura de banda disponível para transmissões UWB, e foi definida

uma banda disponibilizada por todas. Foram apresentadas algumas implementações da tecnologia UWB,

sendo dada maior importância à implementação IR-UWB, que foi a escolhida para o desenvolvimento do

receptor. Finalmente foram apresentadas e caracterizadas algumas arquitecturas típicas dos receptores de

radio-frequência actuais.


19

Capítulo 3

Arquitectura do Receptor


20

3.1 Introdução

Como foi demonstrado no capítulo anterior, a implementação IR-UWB é especialmente útil para transmissões

de curto a médio alcance de baixo consumo energético, porque os dados são transmitidos em impulsos, em

vez de em onda contínua. Sendo assim, existem diversas topologias possíveis para os receptores desta

implementação. Neste capítulo é apresentada e explicada a topologia adoptada, bem como é explicado o

funcionamento do receptor. São definidas as características da transmissão para a qual o receptor está

dimensionado bem como as especificações do mesmo (secção 3.2), é apresentada a estrutura de alto nível

do receptor bem como os princípios gerais de funcionamento do mesmo (3.3), e finalmente (secção 3.4) são

apresentadas as especificações de cada bloco que compõe o receptor e explicado o seu funcionamento,

numa diminuição progressiva do nível de abstracção.

3.2 Especificações do Receptor IR-UWB

Nesta secção são apresentadas as especificações do receptor IR-UWB que é desenvolvido nesta tese, e da

transmissão para o qual está destinado.

3.2.1 Especificações da Transmissão

Um aspecto chave na construção de qualquer sistema de comunicações é a definição das especificações da

transmissão. Nesta sub-secção são apresentadas e justificadas as especificações da transmissão para a

qual o receptor está dimensionado. As especificações da transmissão estão apresentadas na Tabela 3-A.

Forma de onda do impulso Sinusoidal

Forma de onda da envolvente Rectangular

Frequência da sinusóide [GHz] 7.875

Largura de banda do impulso [GHz] 1.25

Ritmo de transmissão máximo [MPPS] 10

Tabela 3-A – Especificações da transmissão para a qual o receptor está dimensionado.

Por forma a diminuir o consumo energético da transmissão, é desejável que a duração do impulso seja

minimizado, que por (3.1) corresponde a uma maximização da largura de banda do sinal emitido [7].

ã (3.1)

Como foi visto no capítulo anterior, a única banda disponibilizada simultaneamente pelas autoridades

reguladoras para as comunicações do Canadá, da China, da Coreia do Sul, do Japão, de Singapura, dos

Estados Unidos e de todos os países europeus está situada entre os 7.25 GHz e os 8.5 GHz [1]. Assim, para

que a transmissão seja possível simultaneamente em todos os países citados, e tendo em mente que para

haver uma minimização da energia utilizada na transmissão do sinal IR-UWB, a largura de banda do mesmo

deve ser maximizada, a largura de banda a utilizar no sistema do qual o receptor objecto desta tese faz parte

fica estabelecida entre 7.25 GHz e 8.5 GHz. Por (2.1) é possível estabelecer a frequência central da


21

sinusóide utilizada nesta transmissão em 7.875 GHz. Na Figura 3-1 está representada a forma de onda de

um impulso sinusoidal, e a Transformada de Fourier Discreta (DFT) do mesmo está mostrada na Figura 3-2.

Figura 3-1 – Forma de onda de um impulso sinusoidal IR-UWB.

Um impulso sinusoidal IR-UWB genérico é descrito matematicamente por (3.2)

( ) [ ( )] ( ) ( )

(3.2)

em que BW é a largura de banda do sinal, A é a amplitude do sinal e f é a frequência do sinal. Para sinais

deste tipo existem as propriedades enunciadas em (3.3) e (3.4)

(3.3)

(3.4)

em que em que T é o período do impulso sinusoidal, DI é a duração do impulso, BW é a largura de banda do

sinal e f é a frequência do sinal. Relacionando as duas propriedades é obtida a relação (3.5)

(3.5)

em que BW é a largura de banda do sinal, NC é o número de ciclos enviados, e f é a frequência do sinal.

Figura 3-2 – DFT de um impulso sinusoidal IR-UWB.


22

A largura de banda de um impulso sinusoidal IR-UWB genérico é dada por (3.6) como está definido em [1]

(3.6)

em que f2 é a frequência limite superior da arcada principal e f1 é a frequência limite inferior da arcada

principal da Figura 3-2.

Em espaço livre, os sinais sofrem uma atenuação em potência dada por (3.7) [12]

(

) [ ] (3.7)

em que D é a distância de propagação, f é a frequência do sinal, e c é a velocidade da luz no vácuo. Por

consequência, a expressão do ganho de potência em espaço livre é dado por (3.8).

( ) ( ) [ ] (3.8)

Utilizando (3.7) são calculados alguns valores de atenuação em espaço livre de sinais UWB para diferentes

frequências e diferentes distâncias. Os resultados estão mostrados na Tabela 3-B.

Frequência [GHz] Atenuação a 1 metro [dB] Atenuação a 2 metros [dB]

3.875 44.165 50.186

6.850 49.114 55.134

7.875 50.367 56.387

8.835 51.324 57.345

Tabela 3-B – Atenuação do sinal transmitido consoante a frequência da sinusóide e a distância de

transmissão.

A partir da Tabela 3-B são obtidas as relações (3.9) e (3.10).

(3.9)

(3.10)

Relacionando a tensão à saída do emissor, com a tensão à entrada do receptor, com a frequência da onda

sinusoidal e com a distância de propagação, e assumindo que a resistência característica do meio é uniforme

ao longo do canal de transmissão, a partir de (3.8) é obtida a equação (3.11)

( ( ) ( )

) (3.11)

onde Ve é a tensão à saída do emissor, Vr é a tensão à entrada do receptor, D é a distância de propagação e

f é a frequência do sinal.


23

Para um sinal respeitar as máscaras do Japão e União Europeia, mostradas na Tabela 2-5, o sinal à saída do

emissor tem de ter uma amplitude máxima de 40 mV, para um ritmo de transmissão de 10 MPPS [5], o que

significa, por (3.11) que nas condições de transmissão da Tabela 3-A, para uma distância de transmissão de

0.05 m, o sinal à entrada do receptor tem uma amplitude de 2.4 mV. Estas são as condições de transmissão

estabelecidas para o desenvolvimento do receptor IR-UWB abordado nesta tese.

3.2.2 Especificações do Receptor

O receptor construído nesta tese deve obedecer a uma série de requisitos e especificações:

- Ser desenvolvido em tecnologia 0.13 µm CMOS da UMC para uma tensão de alimentação de 1.2 V.

- Colocar à saída um impulso rectangular com duração mínima de 1 ns e amplitude superior a

600 mV para uma resistência de carga de 50 Ω, quando é detectado um impulso com as

características da Tabela 3-A e amplitude mínima de 2.4 mV.

- Colocar à saída uma tensão DC de 0 V quando não é detectado um impulso com as características

da Tabela 3-A e amplitude mínima de 2.4 mV.

- Entrada e saída simplesmente-terminadas e entrada adaptada a 50 Ω.

- Garantir que a soma do tempo de estabelecimento da resposta, com a duração do impulso

rectangular imposta no ponto anterior e com o tempo de descida da resposta, seja inferior à

periodicidade dos impulsos, para que o ritmo de transmissão de dados enunciado na Tabela 3-A seja

respeitado, como é ilustrado na Figura 3-3.

- Garantir uma elevada robustez a interferências de sinais e ruído em todas as frequências fora da

banda de transmissão enunciada na Tabela 3-A.

a)

b)

“0” “0”

time

time

2.4 mV

-2.4 mV

600 mV

0 V

“1” “1”

Figura 3-3 – Formas de onda aos terminais do receptor IR-UWB: (a) Forma de onda do sinal à entrada do

receptor e (b) forma de onda do impulso IR-UWB à saída do receptor.


24

3.3 Perspectiva Geral do Circuito

Nesta secção é apresentada a topologia do receptor IR-UWB e é explicado todo o processo de conversão do

sinal de entrada no sinal de saída.

O objectivo do receptor IR-UWB abordado nesta tese é detectar se foi emitido ou não impulso, ou seja é um

circuito do tipo threshold-detector. Assim sendo, o interesse não é captar e utilizar toda a energia contida no

impulso, mas sim captar e utilizar o pico máximo de potência e transformar este num sinal digital, para que

seja possível um tratamento de dados em andares posteriores ao receptor. A topologia do receptor IR-UWB

utilizada nesta tese está mostrada na Figura 3-4.

Input Output

Narrowband

Low Noise

Amplifier

Self-mixerBaseband

AmplifierComparator

a) b) c) d)

Figura 3-4 – Topologia do receptor IR-UWB: (a) Amplificador de Baixo Ruído e Banda Estreita, (b) Self-

Mixer, (c) Amplificador de Banda de Base, (d) Comparador.

Os andares que compõem o circuito estão listados e detalhados em baixo:

- O primeiro bloco do receptor é um amplificador de baixo ruído e banda estreita (Figura 3-4 (a)), em

vez de ser de banda larga como é comum nos receptores IR-UWB. A vantagem principal dos

amplificadores de banda estreita é que têm um consumo estático de energia menor e tornam o

circuito mais imune a interferências.

- Para que o circuito dispense a utilização de um LO ou de uma PLL para deslocar parte da potência

do sinal de entrada para a banda de base (onde o seu processamento é em geral mais simples) o

sinal de entrada, filtrado anteriormente pelo NBLNA, é multiplicado por ele próprio num self-mixer

(Figura 3-4 (b)). A não utilização de um LO ou de uma PLL é uma opção desejável porque reduz

drasticamente a área do circuito e o seu consumo estático, e em última instância o custo de

fabricação do circuito.

- A potência do sinal no dobro da frequência original é removida e a potência do sinal em banda de

base é amplificada num amplificador de banda de base (Figura 3-4 (c)).

- Para que o sinal à saída do receptor esteja em formato digital, é utilizado um comparador como

bloco final do receptor (Figura 3-4 (d)).


25

A progressão do impulso sinusoidal IR-UWB através do receptor está representada na Figura 3-5, e

detalhada em baixo:

- O sinal de entrada representado na Figura 3-5 (a) é recebido pelo receptor e é filtrado e amplificado

no amplificador de baixo ruído e banda estreita como está representado na Figura 3-5 (b).

- Ao passar pelo self-mixer, a potência do sinal é colocada no dobro da frequência e em DC, como é

mostrado na Figura 3-5 (c), e tendo em consideração a conhecida propriedade trigonométrica (3.12)

onde f é a frequência e A é a amplitude da sinusóide.

( ( ))

( ) (3.12)

- O sinal à saída do misturador é sujeito a uma amplificação e filtragem do tipo passa-baixo que

remove toda a energia contida nas altas frequências como está representado na Figura 3-5 (d).

- O sinal à saída do amplificador com filtragem de banda de base activa é colocado à entrada de um

comparador que produz um sinal digital com forma de onda rectangular que está representado na

Figura 3-5 (e).

a)

b)

d)

e)

c)

Figura 3-5 – Progresso do sinal IR-UWB ao longo do receptor.

Fica assim definido de forma geral o funcionamento do circuito objecto desta tese. Na secção seguinte serão

apresentadas e explicadas as topologias de cada bloco mostrado na Figura 3-4.


26

3.4 Blocos Constituíntes do Receptor IR-UWB

Nesta secção são detalhadas as topologias de cada bloco do receptor IR-UWB que é desenvolvido nesta

tese. São apresentadas as especificações, os esquemas eléctricos e é explicado o seu funcionamento.

3.4.1 Amplificador de Baixo Ruído e Banda Estreita

A primeira especificação a ter em conta no dimensionamento do amplificador de baixo ruído e banda estreita,

que é o primeiro bloco do receptor IR-UWB desenvolvido nesta tese, é o tempo de estabelecimento do sinal

de saída, uma vez que a duração do impulso é muito reduzida. Por outras palavras, a questão é qual o tempo

de estabelecimento da resposta do circuito a uma sinusóide que aparece num dado instante, em vez de

existir desde t = -∞, isto é, incluindo o regime transitório inicial.

Sendo o amplificador de baixo ruído e banda estreita um sistema linear e invariante no tempo, caracterizado

pela localização dos seus pólos, zeros e ganho, e também estável, é comum considerar que o transitório

desaparece ao fim de cinco vezes a constante de tempo associada ao pólo mais lento, ou seja ao pólo de

menor frequência. Nos parágrafos seguintes, está escrito o que pode servir de demonstração para esse

facto.

É considerado que o sinal de entrada é uma sinusóide que aparece num dado instante, que é descrito por

(3.13)

( ) [ ( )] ( ) ( )

(3.13)

em que ω0 é a frequência angular da sinusóide. Para lidar com este tipo de sinais, o melhor é recorrer à

Transformada de Laplace (TL). A TL de x(t) é conhecida [16] e dada por (3.14).

( ) ( )

(3.14)

Por outro lado, é considerado que o amplificador de baixo ruído e banda estreita tem uma função de

transferência como a mostrada em (3.15)

( ) ( )

( )

(3.15)

onde K é um ganho, p1, p2, ..., pp são os pólos e z1, z2, ..., zz são os zeros. A TL da reposta do sistema é dada

por (3.16).

( ) ( ) ( )

( )

( )

( ) (3.16)


27

Para determinar a resposta no tempo, y(t)= TL-1

Y(s), Y(s) pode ser decomposta em fracções simples, cujas

transformadas inversas são conhecidas e mostradas em (3.17).

( )

( )

( )

( )

( )

( )( ) ( )

∑

(3.17)

Neste último passo é assumido que os pólos do amplificador de baixo ruído são todos distintos (para pólos

múltiplos, seria preciso fazer intervir fracções um pouco mais gerais). Também, os pólos são diferentes de

±jω0 e que P + 2 > Z mas isto é garantido pela estabilidade do amplificador. Na expressão (3.17), as

constantes que multiplicam as fracções são determinadas facilmente, e estão mostradas nas expressões

(3.18) e (3.19)

( )

( )

( )

( )|

( )

(

) ( )

(3.18)

( )

( )

( )

( )|

( )

( ) ( )

|

( ) (3.19)

onde está estabelecido que H(-jω0) = H*(jω0), como acontece para todos os sistemas reais. A resposta no

tempo é agora imediata usando o facto de que TL-1

1/(s+α) = e-αt

u(t) [16], e é dada por (3.20).

( )

∑

( ) ( ) ∑ ( )

(3.20)

Substituindo A e A* (os Ci só tem interesse substituir quando se quiser particularizar o sistema), é obtida a

resposta no tempo do sistema, nas suas componentes normal e forçada, que está mostrada em (3.21).

( ) [

( )

( )

∑

] ( )


28

[

| ( )|

( ( ))

| ( )|

( ( )) ∑

] ( )

[| ( )| ( ( )) ∑

] ( ) (3.21)

Como, para qualquer i, se tem Repi < 0 (sistema estável), resulta que limt→+∞

= 0, pelo que, para t >> 0,

a expressão (3.21) simplificando assume a forma (3.22).

( ) | ( )| ( ( )) (3.22)

que é justamente a saída esperada para o amplificador de baixo ruído e banda estreita, em regime

estacionário, isto é, uma sinusóide com frequência da entrada, amplitude e fase determinadas por H(jω0) (a

resposta em frequência do sistema para a frequência ω0). A partir de que instante t faz sentido dizer que a

expressão (3.22) do regime estacionário é uma boa aproximação para y(t) dado pela expressão (3.21), é

determinado pelo pólo mais lento. Designando o pólo mais lento por p = max Repi, 1 ≤ i ≤ P. A constante

de tempo associada a este pólo é τ = -1/p. Para t> 5τ = -5/p, é obtido, para qualquer i, | | < < <

0.007, que é usualmente desprezável. A expressão exacta da resposta (3.21) pode ser usada para modelo

rigoroso do sinal de saída, desde que os Ci sejam determinados a partir das especificações do sistema.

Concluíndo é obtida a expressão (3.23)

(3.23)

em que p é o pólo de mais baixa frequência do NBLNA.

Para verificar (3.23), é apresentado o seguinte exemplo:

Tipo de filtro = Passa-banda; Aproximação = Butterworth; Ordem = 2; Atenuação máxima na banda de

passagem = 3 dB; f0 = 7.875 GHz (ω0 = 49.480 Grad/s); BW= 1.25 GHz (Bω= 7.854 Grad/s);

Recorrendo às tabelas de filtros passa-baixo normalizados é obtida a função de transferência normalizada

(3.24) [18].

( )

(3.24)

Para desnormalizar para passa-banda é utilizada a expressão (3.25).

(

) (3.25)

Desnormalizando é obtida a função de transferência (3.26)

( )

(3.26)

em que √ .


29

Como o filtro tem apenas um par de pólos complexos conjugados, a frequência do pólo mais lento é igual à

frequência dos pólos complexos conjugados do filtro, que por sua vez é igual à frequência central do filtro.

Um circuito que implementa este filtro está representado na Figura 3-6.

Figura 3-6 – Filtro passa-banda de segunda ordem.

A função de transferência do filtro da Figura 3-6 é dada por (3.27)

( )

(3.27)

e identificando os componentes resultam, por exemplo, os seguintes valores: Ω , e

. A resposta em frequência deste filtro está representada na Figura 3-7.

Figura 3-7 – Resposta em frequência do filtro passa banda: (preto) magnitude e (cinzento) fase.

De seguida é analisada a resposta no tempo do filtro construído, utilizando para isso o sinal de entrada que

está descrito em (3.28)

( ) [ ( )] ( ) ( )

(3.28)

em que e também , sendo BW a largura de banda do sinal, e f a frequência do

impulso sinusoidal. Os resultados estão mostrados na Figura 3-8.

Figura 3-8 – Resposta no tempo do filtro passa banda: (preto) sinal à saída e (cinzento) sinal à entrada.

1GHz 10GHz 100GHz -40dB -36dB -32dB -28dB -24dB -20dB -16dB -12dB

-8dB -4dB 0dB

-100° -80° -60° -40° -20°

0° 20° 40° 60° 80°

100°

0.0ns 0.5ns 1.0ns 1.5ns 2.0ns 2.5ns 3.0ns 3.5ns 4.0ns 4.5ns 5.0ns -1.0V -0.8V -0.6V -0.4V -0.2V 0.0V 0.2V 0.4V 0.6V 0.8V 1.0V


30

Relembrando que e observando a Figura 3-8, pode ser verificada a relação (3.23), pois o

tempo de estabelecimento do filtro é aproximadamente igual a 0.6 ns que é igual a 5/p.

Assumindo que o sinal colocado à entrada do amplificador é um sinal sinusoidal descrito por (3.2), para que

haja um sinal de saída em regime estacionário, a duração do impulso sinusoidal tem que ser maior ou igual

ao tempo de estabelecimento do amplificador. Relacionando (3.4) com (3.23) resulta a desigualdade (3.29)

(3.29)

em que BW é a largura de banda do sinal, e p é a frequência linear do pólo de menor frequência do sistema.

Sendo o amplificador de baixo ruído desenvolvido nesta tese, um sistema de banda estreita, é desenvolvido

por forma ao pólo mais lento estar fixo numa frequência aproximadamente igual a 7.875 GHz, o que, por

(3.23), define o tempo de estabelecimento do amplificador em aproximadamente 0.6 ns. Como o sinal de

entrada, para o qual o receptor IR-UWB desenvolvido nesta tese está desenhado, tem uma largura de banda

de 1.25 GHz, a desigualdade (3.29) está assegurada.

O amplificador de baixo ruído e banda estreita é desenhado para cumprir as especificações indicadas na

Tabela 3-C, e o diagrama de blocos da arquitectura proposta está representado na Figura 3-9. Tendo em

conta o princípio de funcionamento do receptor desenvolvido nesta tese, não há preocupação com as não-

linearidades do amplificador, e por isso não é avaliado o ponto de compressão de ganho de 1 dB nem os

efeitos dos produtos de intermodulação de 3ª ordem.

Especificação Valor Tipo

Frequência Central 7.875 GHz -

Impedância vista da entrada 50 Ω -

Adaptação de entrada <-10 dB -

Ganho de tensão >12 dB -

Número de Ruído ≤7 dB -

Tensão de Alimentação 1.2 V -

Entrada em Tensão - Simplesmente-terminada

Saída em Tensão - Diferencial

Tabela 3-C – Especificações do amplificador de baixo ruído e banda estreita.

- Vout + Vout

Vin

Fonte-comum 2Fonte-comum 1

Figura 3-9 – Diagrama de blocos do amplificador de baixo ruído e banda estreita.


31

Para cumprir as especificações enunciadas na Tabela 3-C, é proposta uma arquitectura baseada em dois

andares em cascata, ambos em configuração de fonte comum. Assim é possibilitada uma saída diferencial,

dado que cada transístor inverte a fase do sinal de entrada. O sinal recebido é amplificado no primeiro andar

e a sua fase é invertida, e de seguida é amplificado novamente no segundo andar onde a sua fase inicial é

reposta. Subtraíndo o sinal de saída do segundo andar ao sinal de saída do primeiro andar, é obtida a tensão

diferencial especificada na Tabela 3-C.

3.4.2 Self-Mixer

Para realizar a operação de mistura de um sinal com ele próprio, é desenhado um misturador de quatro

quadrantes, ou Célula de Gilbert, para uma tensão de alimentação de 1.2 V.

O sinal diferencial à saída do amplificador de baixo ruído e banda estreita é colocado à entrada do circuito,

como está representado na Figura 3-10, é realizada a operação de mistura e é colocado um sinal diferencial

à saída do mesmo.

Self-Mixer

+

Vout

-

+

Vin

-

+

Vin

-

X

Figura 3-10 – Diagrama do self-mixer.

Sendo a Célula de Gilbert um misturador activo, existe um efectivo ganho de conversão, cuja expressão é

calculada no capítulo seguinte. Genericamente, a relação entre o ganho de tensão de um misturador de

quatro quadrantes a funcionar como “squarer” (a realizar a multiplicação de um sinal por ele próprio) e o sinal

de entrada, é dada por (3.30) [19].

(3.30)

Dado que a jusante do self-mixer é colocado um amplificador de banda de base, o que é importante neste

self-mixer é que a energia do sinal de saída esteja concentrada em torno de DC e de 15.75 GHz, e não o

ganho de conversão. Ainda assim, o ganho mínimo de baixa frequência do self-mixer fica estabelecido

em -20 dB. Na Figura 3-11 está ilustrado um exemplo da operação de mistura realizada na Célula de Gilbert

nesta tese, para o caso do ganho de conversão ser o mínimo estabelecido.


32

a)

b)

c)

d)

Figura 3-11 – Sinais de entrada e saída no self-mixer: (a) e (b) sinal de entrada, (c) e (d) sinal de saída.


33

3.4.3 Amplificador de Banda de Base

O terceiro bloco do receptor IR-UWB desenvolvido nesta tese, é um amplificador de banda de base, com

filtragem do tipo passa baixo. O objectivo deste andar é filtrar o sinal à saída do misturador e amplificar

apenas a envolvente. As especificações do amplificador de banda de base estão mostradas na Tabela 3-D.

Especificação Valor Tipo

Ganho estático >50 dB -

Ganho de tensão em 15.75 GHz <10 dB -

Largura de banda <10 GHz -

Tensão de Alimentação 1.2 V -

Entrada em Tensão - Diferencial

Saída em Tensão - Diferencial

Tabela 3-D – Especificações do amplificador de banda de base.

O ganho estático estabelecido garante que, nas condições ilustradas na Figura 3-11 (ganho mínimo do self-

mixer) é possível colocar à saída um sinal que consegue activar o comparador (que é abordado na sub-

secção seguinte) no caso de ser recebido um impulso.

Para cumprir as especificações da Tabela 3-D, é proposta uma arquitectura baseada em cinco pares

diferenciais NMOS em cascata, permitindo assim uma saída diferencial para uma entrada diferencial que

provem do self-mixer (bloco abordado na sub-secção anterior), tendo em consideração que qualquer

amplificador baseado num par diferencial possui uma característica passa-baixo.

A montagem em estudo está ilustrada na Figura 3-12. Dado que cada par diferencial é um sistema linear e

invariante no tempo, a montagem que é proposta também é um sistema linear e invariante no tempo, e por

isso as expressões do ganho e da atenuação (ambas em função da frequência) da montagem ilustrada na

Figura 3-12 são descritos por (3.31) e (3.32) respectivamente. Na Figura 3-13 está ilustrada a forma de onda

do sinal de entrada e o sinal de saída deste bloco.

( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) (3.31)

( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) (3.32)

+

Vin

-

+

Vout

-

+

Vin

-

+

Vout

-

+

Vin

-

+

Vout

-

+

Vin

-

+

Vout

-

+

Vin

-

+

Vout

-

Par diferencial 1 Par diferencial 2 Par diferencial 3 Par diferencial 4 Par diferencial 5

Figura 3-12 – Diagrama de blocos do amplificador de banda de base.


34

a)

b)

Figura 3-13 – Forma de onda do sinal à entrada e do sinal à saída do amplificador de banda de base: (a)

sinal à entrada e (b) sinal a saída.

3.4.4 Comparador

O quarto e último bloco do receptor IR-UWB desenvolvido nesta tese é um comparador, que tem como

propósito converter o sinal à saída do amplificador de banda de base (bloco abordado na sub-secção

anterior) num sinal digital com forma de onda rectangular.

O comparador é projectado para respeitar as especificações da Tabela 3-E. Na Figura 3-14 está ilustrado o

bloco abordado nesta sub-secção.

Evento Tensão de saída com carga

resistiva de 50 Ω [mV]

Ocorrência de impulso >600

Não ocorrência de impulso <600

Tabela 3-E – Especificações do comparador.


35

+

Vin

-

Vout

Comparador

t t

v v

Figura 3-14 – Diagrama do Comparador.

O comparador é baseado em dois andares, um andar que funciona como interruptor e um andar inversor

CMOS, que será detalhado no próximo capítulo. Na Figura 3-15 está ilustrada a forma de onda do sinal à

entrada e a forma de onda do sinal à saída do comparador, no caso de o sinal à entrada ser o sinal

representado na Figura 3-13 (b), e da resistência de carga ser 50 Ω.

a)

b)

Figura 3-15 – Forma de onda do sinal à entrada e do sinal à saída do comparador: (a) sinal de entrada e (b)

sinal de saída.

3.5 Conclusões

Neste capítulo, foi feita uma abordagem geral do receptor IR-UWB. Foi mostrada a topologia desenvolvida,

descrito o seu funcionamento e abordados de forma geral os blocos constituintes do receptor. Foram também

apresentadas as diversas fases da construção do sinal de saída, consoante o sinal recebido.


36


37

Capítulo 4

Implementações e Simulações


38

4.1 Introdução

Neste capítulo é apresentada a implementação: do amplificador de baixo ruído e banda estreita (secção 4.2),

do self-mixer (secção 4.3), do amplificador de banda de base (secção 4.4) e do comparador (secção 4.4).

São apresentados os esquemas eléctricos, é feita a descrição dos componentes e das suas dimensões e

valores, são realizadas as simulações relevantes e apresentados os resultados respectivos.

4.2 Amplificador de Baixo Ruído e Banda Estreita

Nesta secção são detalhadas todas as fases do processo de dimensionamento do amplificador de baixo

ruído e banda estreita. É inicialmente apresentado o esquema eléctrico do circuito completo, e de seguida é

explicado o seu desenvolvimento, de forma progressiva.

A topologia do amplificador de baixo ruído e banda estreita é baseada em dois andares em configuração de

fonte-comum, realizados com transístores NMOS. O esquema eléctrico do circuito completo está mostrado

na Figura 4-1.

Figura 4-1 – Esquema eléctrico do amplificador de baixo ruído e banda estreita.


39

É atribuída a maior largura possível aos transístores M1 e M2, para que haja uma maximização da

transconductância incremental e assim aumentar o ganho, dado que as dimensões do transístor não afectam

de forma significativa a sua tensão de limiar, que ronda os 4 mV. A tensão de limiar dos transístores M1 e M2

foi calculada através de análise experimental que pode ser consultada no Anexo 1.

A polarização do terminal de entrada (porta de M1) é conseguida através da inclusão de uma resistência e

quatro transístores PMOS (M3, M4, M5 e M6) a funcionar como díodos, resultando num divisor de tensão,

neste caso dividindo a tensão de alimentação. É desejável, do ponto de vista de sinais fracos, que a

resistência seja a maior possível, para aumentar a resistência de entrada do amplificador. Assim, a

resistência utilizada é a maior da tecnologia. O mesmo raciocínio é usado no circuito de polarização de M2.

Os transístores PMOS (M3, M4, M5 e M6) que realizam o divisor de tensão são construídos com as maiores

dimensões possíveis, a fim de representarem as maiores resistências do ponto de vista incremental para, em

paralelo com a resistência de polarização, maximizarem a resistência de entrada do amplificador. Para além

disso, têm dimensões iguais, para que nas portas de M1 e de M2 esteja metade do valor da tensão de

alimentação.

É colocado um condensador de bloqueio DC (C3) entre os dois transístores do andar de amplificação, com

as menores dimensões possíveis, por razões de poupança de área e para que apresente a menor

impedância possível.

É colocado um condensador de acoplamento AC (C4) à entrada da porta de M1.

Através das bobinas L1 e L2 é realizada a polarização dos drenos de M1 e M2. Uma vez que o sinal

diferencial de saida do NBLNA é recolhido nestes nós, é desejável que haja uma queda de tensão entre a

fonte de alimentação e os drenos de M1 e M2, para permitir gama dinâmica de tensão. Isto é, é desejável

que o ponto de funcionamento em repouso (PFR) nos drenos de M1 e M2 permita uma excursão completa do

sinal fraco em torno do mesmo. Assim é escolhida a bobina que apresenta maior valor de resistência série

dentro das opções disponibilizadas pela tecnologia. Um modelo dos componentes parasitas intrínsecos de

uma bobina está apresentado na Figura 4-2 [17].

Figura 4-2 – Modelo real de uma bobina [17].


40

A sintonia do primeiro andar de amplificação é realizada através de C1 e L1. Desprezando as resistências

série e paralelo de L1, do ponto de vista de sinais fracos de alta frequência C1 e L1 realizam, em conjunto

com a resistência de saída de M1, um circuito típico RLC-paralelo, que está representado na Figura 4-3.

Figura 4-3 – Circuito RLC-paralelo.

Como é conhecido, a frequência de ressonância, isto é, a frequência para a qual a impedância equivalente

deste circuito assume um carácter puramente resistivo é dada por (4.1).

√ (4.1)

Identificando os componentes, L representa o coeficiente de indução de L1, C representa a capacidade de

C1 e R representa a resistência de saída de M1. Fixando a capacidade de C1, é determinada através de

(4.1) uma primeira aproximação do coeficiente de indução de L1, para a frequência de ressonância de

7.875 GHz. O mesmo processo é utilizado para determinar os valores de C2 e L2. É desejável que C1 e C2

tenham um valor de capacidade preciso, uma vez que realizam a sintonia do circuito. O modelo escolhido

para os condensadores C1 e C2 é escolhido com base neste critério. Utilizando o circuito de teste mostrado

na Figura 4-4, é analisado o parâmetro de dispersão S21 (transmissão de tensão da entrada para a saída) e

são determinados os valores de L1 e L2 através de processo iterativo, tendo como objectivo maximizar este

parâmetro na frequência central de operação do NBLNA. Assim, a sintonia dos andares em configuração de

fonte comum é realizada através de dois circuitos do tipo BPF.

O esquema eléctrico do circuito explicado até este ponto está assinalado na Figura 4-4, e nas Tabelas 4-A1 e

4-A2 estão indicados os modelos e os valores dos componentes. Com recurso ao circuito de teste mostrado

na Figura 4-4, é realizada uma análise dos parâmetros de dispersão, número de ruído e impedância de

entrada, na sua componente real, imaginária e valor absoluto. Estes parâmetros estão definidos no Anexo 2.

Os resultados estão apresentados na Figura 4-5 e detalhados na Tabela 4-B para a frequência de

7.875 GHz.


41

Figura 4-4 – Esquema eléctrico da topologia base do NBLNA com respectivo circuito de teste.

M1 M2 M3 M4 M5 M6 M7 M8 M9 M10

Modelo N_12_RF N_12_RF P_12_RF P_12_RF P_12_RF P_12_RF P_12_RF P_12_RF P_12_RF P_12_RF

Largura de cada finger da porta [µm] 7.2 7.2 3.5 9.6 9.6 9.6 3.5 9.6 9.6 9.6

Comprimento da porta [nm] 120 120 120 120 120 120 120 120 120 120

Número de fingers da porta 16 16 4 16 16 16 4 16 16 16

Tabela 4-A1 – Componentes activos da topologia base do NBLNA.

C1 C2 C3 C4 L1 L2 R1 R2

Modelo MIMCAPS_RF MIMCAPS_RF MIMCAPS_RF MIMCAPS_RF L_CR20K_RFVIL L_CR20K_RFVIL RNNPO_RF RNNPO_RF

Capacidade [pF] 0.105 0.160 0.105 10 - - - -

Coef.de indução [nH] - - - - 0.8 1 - -

Resistência [kΩ] - - - - - - 2.5 2.5

Tabela 4-A2 – Componentes passivos da topologia base do NBLNA.

S11

[dB]

S12

[dB]

S21

[dB]

NF

[dB]

ZM1

[magΩ]

ZM1

[reΩ]

ZM1

[imΩ]

2.9 -43.9 20.7 1.8 42.7 -13.8 -40.4

Tabela 4-B – Parâmetros de dispersão, número de ruído e impedância de entrada da topologia base do

NBLNA à frequência de 7.875 GHz.


42

Figura 4-5 – Parâmetros de dispersão número de ruído e impedância de entrada da topologia base do

NBLNA.


43

Para resolver o potencial problema da instabilidade da malha de entrada, devido à componente real positiva

da impedância de entrada, é utilizada a técnica de degeneração indutiva da fonte do transístor M1, através

da inserção da bobina LS. Esta solução origina o aparecimento de uma compoente real positiva à entrada do

transístor, que compensa a componente real negativa existente. Tal é ilustrado na Figura 4-6 e na expressão

(4.2).

(4.2)

Figura 4-6 – Degeneração indutiva de fonte.

Do conjunto de bobinas disponíveis na tecnologia, é escolhida aquela que permite uma optimização

automática do seu factor de qualidade, para que não diminua o ganho do transístor M1 através das

resistências série e paralelo. Utilizando o circuito de teste mostrado na Figura 4-7, é analisado o parâmetro

de dispersão S11 (coeficiente de reflexão de tensão no porto de entrada, que traduz a adaptação da entrada)

e é determinado o valor do coeficiente de indução que o optimiza na frequência central do amplificador de

baixo ruído, através de processo iterativo. É analisado o parâmetro de dispersão S21 e são realizados

reajustes nos componentes L1, L2, C1 e C2 para nova sintonia do circuito na frequência de 7.875 GHz.

O esquema eléctrico do circuito explicado até este ponto está assinalado na Figura 4-7 e nas Tabelas 4-C1 e

4-C2 estão indicados os modelos e os valores dos componentes. Com recurso ao circuito de teste mostrado

na Figura 4-7, é realizada uma análise dos parâmetros de dispersão, número de ruído e impedância de

entrada na sua componente real, componente imaginária e valor absoluto. Os resultados estão apresentados

na Figura 4-8 e detalhados na Tabela 4-D para a frequência de 7.875 GHz.


44

Figura 4-7 – Esquema eléctrico da topologia do NBLNA com degeneração de fonte e respectivo circuito de

teste.

M1 M2 M3 M4 M5 M6 M7 M8 M9 M10





Tabela 4-C1 – Componentes activos da topologia do NBLNA com degeneração de fonte.

C1 C2 C3 C4 L1 L2 LS R1 R2

Modelo MIMCAPS_RF MIMCAPS_RF MIMCAPS_RF MIMCAPS_RF L_CR20K_RFVIL L_CR20K_RFVIL L_CR20K_RFVIL RNNPO_RF RNNPO_RF

Capacidade

[pF]

0.160 0.160 0.105 10 - - - - -

Coef.de

indução [nH]

- - - - 1.2 1 0.79 - -

Resistência

[kΩ]

- - - - - - - 2.5 2.5

Tabela 4-C2 – Componentes passivos da topologia do NBLNA com degeneração de fonte.

S11

[dB]

S12

[dB]

S21

[dB]

NF

[dB]

ZM1

[magΩ]

ZM1

[reΩ]

ZM1

[imΩ]

-10.4 -35.8 15.9 2.7 55.4 46.3 -30.3

Tabela 4-D – Parâmetros de dispersão, número de ruído e impedância de entrada do NBLNA com

degeneração de fonte à frequência de 7.875 GHz.


45

Figura 4-8 – Parâmetros de dispersão, número de ruído e impedância de entrada do NBLNA com

degeneração de fonte.


46

De seguida, são adicionados os díodos de protecção D1 e D2 (Figura 4-1) com a referência DIOP_ESD_RF,

e finalmente são adicionados os pads, compensados os seus efeitos capacitivos, e adicionadas bobinas

ideais para simular os efeitos indutivos das ligações ao exterior e compensados os seus efeitos. A

compensação de ambos os efeitos é feita através da adição de componentes e através da alteração dos já

existentes.

Quanto aos bondingwires de alimentação e massa, a opção tomada é diminuir o seu valor o máximo

possível, para que interfiram o mínimo possível no comportamento do circuito. Para isso, e considerando que

é possível realizar fisicamente bondingwires com 1 nH, ou seja 1 mm segundo a regra (4.3), são colocados

cinco pads, tanto para a massa como para a alimentação, para que, se cada um ligar a placa de circuito

impresso ao circuito com um bondingwire de 1 mm, o paralelo dos cinco bondingwires valem uma inductância

equivalente de 200 pH, cujos efeitos na sintonia do circuito e no seu comportamento são desprezáveis.

(4.3)

Para anular o efeito capacitivo do pad PAD1 (Figura 4-1) é adicionada a bobina L3 (Figura 4-1) em paralelo,

para que à frequência central de operação do amplificador se anulem mutuamente através do efeito de

ressonância. Uma primeira aproximação para o coeficiente de indução de L3 é obtida a partir de (4.1),

Utilizando o circuito de teste mostrado na Figura 4-10, é analisado o parâmetro de dispersão S11 e, através

de processo iterativo, é determinado o valor do coeficiente de indução que o minimiza na frequência central

do amplificador de baixo ruído. Ao mesmo tempo, é modificado o valor da capacidade do condensador C4,

para eliminar o efeito inductivo do bondingwire que liga o circuito à fonte de sinal. Este bondingwire é

representado por uma bobina de 1 nH. A compensação do efeito indutivo deste último bondingwire segue o

raciocínio usado no dimensionamento dos condensadores C1 e C2, e das bobinas L1 e L2, mas aplicado ao

circuito RLC-série, que está representado na Figura 4-9 e que respeita (4.1) da mesma forma que o circuito

RLC-paralelo.

Figura 4-9 – RLC-série.

O esquema eléctrico do circuito final está mostrado na Figura 4-1 e nas Tabelas 4-E1 e 4-E2 estão indicados

os modelos e os valores dos componentes. Com recurso ao circuito de teste mostrado na Figura 4-10, é

realizada uma análise dos parâmetros de dispersão, número de ruído, impedância de entrada na sua

componente real, componente imaginária e valor absoluto, uma análise DC para verificar o consumo estático

de corrente do NBLNA, e uma análise no domínio do tempo. O ganho de tensão em dB é medido a partir da

análise no domínio do tempo e a adaptação de entrada é extraída directamente do valor de S11 na

frequência 7.875 GHz. É efectuado um reajuste na bobina L1 para que sejam cumpridas as especificações

do NBLNA enunciadas na Tabela 3-C, e os resultados finais estão apresentados nas Figuras 4-11 e 4-12, e

detalhados na Tabela 4-F para a frequência de 7.875 GHz.


47

Figura 4-10 – Circuito de teste da topologia final do NBLNA.

M1 M2 M3 M4 M5 M6 M7 M8 M9 M10





Tabela 4-E1 – Componentes activos da topologia final do NBLNA.

C1 C2 C3 C4 PADS L1 L2 L3 LS R1 R2

MIM_CAPS_RF MIM_CAPS_RF MIM_CAPS_RF MIM_CAPS_RF PAD_RF L_CR20K_RFVIL L_CR20K_RFVIL L_CR20K_RFVIL L_CR20K_RFVIL RNNPO_RF RNNPO_RF

Capacidade

[pF]

0.160 0.160 0.105 0.110 0.264 - - - - - -

Coeficiente

de indução

[nH]

- - - - - 1.6 1 2.2 0.79 - -

Resistência

[kΩ]

- - - - - - - - - 2.5 2.5

Tabela 4-E2 – Componentes passivos da topologia final do NBLNA.

S11

[dB]

S12

[dB]

S21

[dB]

NF

[dB]

ZM1

[magΩ]

ZM1

[reΩ]

ZM1

[imΩ]

Iconsum

[mA]

Pconsum

[mW]

-10.9 -27.9 11.7 7.3 75.6 70.0 28.6 51.2 61.4

Tabela 4-F – Parâmetros de dispersão, número de ruído, impedâncias de entrada da topologia final do

NBLNA à frequência de 7.875 GHz, e consumo de corrente e de potência para 1.2 V de alimentação.


48

Figura 4-11 – Parâmetros de dispersão, número de ruído, impedâncias de entrada da topologia final do

NBLNA.


49

Figura 4-12 – Resposta em frequência e análise no tempo da topologia final do NBLNA.


50

Como pode ser verificado na Tabela 4-F, a adaptação da entrada a 50 Ω é conseguida respeitando as

especificações da Tabela 3-C, bem como o número de ruído. Por outro lado, pode ser observado na

Figura 4-12, a resposta em frequência do NBLNA é de acordo com o objectivo, ou seja o amplificador

funciona como filtro de banda estreita. Por outro lado, pode também ser observado que o ganho de tensão

respeita as especificações da Tabela 3-C, uma vez que a amplitude de 2.4 mV do sinal de entrada é

amplificada para 10 mV, o que significa um ganho de 12.4 dB.

É realizada uma análise de Corners, que estão detalhadas na Tabela 4-G, bem como os resultados da

mesma.

Corners 1 2 3 4 5 6

Temp [°C] 0 75 27 27 27 27

VDD [V] 1.04 1.32 1.2 1.2 1.2 1.2

MOS TT TT SS SF FS FF

S11[dB] -10.65 -10.68 -9.71 -10.26 -11.77 -12.78

S12[dB] -27.93 -27.89 -27.36 -27.68 -28.24 -28.34

S21[dB] 10.86 11.17 9.02 10.30 12.89 13.47

NF[dB] 6.89 8.01 8.01 7.64 7.05 6.84

|ZM1| 78.02 77.18 83.27 78.98 73.36 70.54

Re[ZM1] 72.12 71.19 76.01 72.39 68.97 67.05

Im[ZM1] 29.50 29.71 34.07 31.70 -24.96 21.63

Tabela 4-G – Resultados da análise de corners à frequência de 7.875 GHz.

A partir da Tabela 4-G é possível verificar que apesar das variações dos transístores, da temperatura e da

tensão de alimentação, o amplificador continua a respeitar as especificações da Tabela 3-C.


51

4.3 Self-Mixer

Nesta secção é detalhado o dimensionamento do self-mixer. É inicialmente apresentado o esquema eléctrico

do circuito completo e de seguida é explicado o seu desenvolvimento.

A topologia do self-mixer é baseada na Célula de Gilbert. O esquema eléctrico do circuito completo é

mostrado na Figura 4-13.

Figura 4-13 – Esquema eléctrico do self-mixer.

A Célula de Gilbert, cuja topologia com carga resistiva está representada na Figura 4-14, é constituída por

dois pares diferenciais NMOS (A e B), com as saídas ligadas entre si duas a duas e com fases opostas,

dando origem a uma saída diferencial em tensão. Cada um destes andares é alimentado em corrente por um

dos ramos de um terceiro par diferencial NMOS (C), que faz uma conversão de tensão para corrente. As

correntes que atravessam A e B são controladas pela tensão de entrada de C. Através da comutação das

correntes de saída dos andares A e B, é realizado o efeito de mistura.


52

Figura 4-14 – Topologia da Célula de Gilbert com carga resistiva.

Assim sendo, os transístores do andar C devem estar na zona de saturação, para que haja um ganho

efectivo de tensão, e por outro lado, os transístores de cada um dos restantes pares diferenciais devem

alternar entre a zona de saturação e de corte, para que o efeito de mistura seja maximizado, já que na

saturação os transístores de A e B representam uma baixa impedância não linear e no corte representam

impedâncias muito elevadas.

Considerando o princípio de funcionamento da Célula de Gilbert, é possível concluír que a expressão do

ganho de tensão para sinais fracos de baixa frequência é igual à expressão do ganho de tensão de um

Misturador Simplesmente Equilibrado, que está representado na Figura 4-15. A expressão do ganho de

tensão deste último circuito, desprezando os efeitos parasitas dos componentes, é dada por (4.3) [20].

(4.3)

M1

NMOS

M2

NMOS

M3

NMOS

M6

NMOS

R1

R2

M4

NMOS

M5

NMOS

A B

C

- Vout +

Vin1+

Vin1-

Vin2+

Vin2-


53

Figura 4-15 – Topologia de um Multiplicador Simplesmente Equilibrado com carga resistiva.

Os transístores M11 e M12 (Figura 4-13) são desenhados com a largura máxima e comprimento mínimo

permitidos pela tecnologia, para que seja maximimizada a sua transconductância incremental, e assim

maximizar o ganho de tensão do misturador. A tensão de polarização da porta de cada um destes

transístores é definida de modo a que estes se mantenham sempre na zona de saturação e considerando

que a tensão de limiar de M11 e M12 é aproximadamente igual a 0.4 V (Anexo 1). O valor da tensão de

polarização das portas dos transístores M11 e M12 é 0.5 V. A polarização das portas de M11 e de M12 é

conseguida através do divisor resistivo constituído por M19, M20, M21, M22, R3 e R4.

Posteriormente são dimensionados os transístores M13, M14, M15 e M16. Para garantir o correcto

funcionamento do circuito, todos estes transístores são iguais. Dado que os sinais fracos à entrada destes

pares diferenciais são de baixa amplitude (≈ 10 mV), os transístores são desenhados com a largura máxima

e comprimento mínimo permitidos pela tecnologia, para que a zona linear da característica dos pares

diferenciais tenha o maior declive possível. Considerando que a tensão de limiar destes transístores é

aproximadamente igual a 0.4 V (Anexo 1), e considerando a queda de tensão entre o dreno e a fonte dos

transístores M11 e M12, é escolhido o valor da tensão de polarização das portas dos transístores M13, M14,

M15 e M16. O valor estabelecido é 0.8 V, para que se mantenham sempre na zona de saturação. A

polarização das portas de M13, M14, M15 e de M16 é conseguida através do divisor resistivo constituído por

M23, M24, M25, M26, R5 e R6.

São adicionados condensadores de acoplamento AC nas portas de M11, M12, M13, M14, M15 e M16.

Uma vez que o sinal à entrada dos pares diferenciais compostos por M13, M14, M15, e M16 é de baixa

amplitude, nenhum dos quatro transístores que os compõem entra na zona de corte, o que significa que o

efeito de mistura não está maximizado, isto é, haverá distrubuição de energia pelo espectro, que tem como

consequência uma redução de energia nas frequências que importam.

M1

NMOS

R1

R2

M2

NMOS

M3

NMOS

Vin1

Vin2

Vout


54

As cargas são dimensionadas por forma a maximizar o ganho do misturador e permitir a corrente requisitada

pelo circuito para que os transístores M11, M12, M13, M14, M15 e M16 estejam na zona de saturação.

Nas Tabelas 4-H1, 4-H2 e 4-H3 estão detalhados os modelos dos componentes e os valores, em termos de

dimensões dos componentes activos, valores de capacidade dos condensadores e valores de resistências.

C5 C6 C7 C8 R3 R4 R5 R6

Modelo MIMCAPS_RF MIMCAPS_RF MIMCAPS_RF MIMCAPS_RF RNNPO_RF RNNPO_RF RNNPO_RF RNNPO_RF

Capacidade [pF] 10 10 10 10 - - - -

Resistência [Ω] - - - - 645 645 645 645

Tabela 4-H1 – Componentes passivos do SM.

M11 M12 M13 M14 M15 M16 M17 M18 M19 M20

Modelo N_12_RF N_12_RF N_12_RF N_12_RF N_12_RF N_12_RF P_12_RF P_12_RF P_12_RF P_12_RF




Tabela 4-H2 – Componentes activos do SM.

M21 M22 M23 M24 M25 M26

Modelo P_12_RF P_12_RF P_12_RF P_12_RF P_12_RF P_12_RF

Largura de cada finger da porta [µm] 4.0 9.6 3.5 9.6 9.6 5.8

Comprimento da porta [nm] 120 120 120 120 120 120

Número de fingers da porta 8 32 4 16 32 4

Tabela 4-H3 – Componentes activos do SM.

Com recurso ao circuito de teste mostrado na Figura 4-16, é realizada uma análise no domínio do tempo e é

feita a DFT do sinal de saída. Os resultados estão apresentados na Figura 4-17.

Figura 4-16 – Circuito de teste do self-mixer.


55

Figura 4-17 – Resultados finais do self-mixer: a) Resposta no tempo b) DFT da resposta no tempo.

Em conclusão, o efeito de mistura é conseguido, isto é, quase toda a energia que originalmente está

concentrada em 7.875 GHz e em torno desta frequência, é transladada para a banda de base e para

15.75 GHz. No entanto, em vez de ganho existe atenuação do sinal de entrada. Isto é devido a dois motivos:

distribuição de potência pelo espectro pelo efeito de mistura não ser realizado na totalidade (dada a reduzida

amplitude do sinal de entrada), e à influência das capacidades intrínsecas dos componentes activos devido à

ordem de grandeza da frequência de trabalho. A corrente de polarização do circuito da Figura 4-13 é igual a

19.62 mA, o que significa que, para uma fonte de tensão de 1.2 V, o consumo estático deste circuito é 23.54

mW.

4.4 Amplificador de Banda de Base

Nesta secção é detalhado o dimensionamento do amplificador de banda de base. É inicialmente apresentado

o esquema eléctrico do circuito completo e de seguida é explicado o seu desenvolvimento.

A topologia do Amplificador de Banda de Base é baseada num conjunto de pares diferenciais com fonte de

corrente polarizada em tensão, montados em cascata. O esquema eléctrico do circuito completo está

mostrado na Figura 4-18 e na Figura 4-19 está representada a topologia básica de um par diferencial NMOS.


56

Figura 4-18 – Esquema eléctrico do Amplificador de Banda de Base.

Figura 4-19 – Topologia básica de um par diferencial NMOS.

M1

NMOS

M2

NMOS

M3

NMOS

R1

R2

Vin

Vbias

Vout


57

Assumindo que os transístores NMOS M1 e M2 são iguais e estão a funcionar na zona activa, o ganho de

tensão de um par diferencial NMOS é dado por (4.5) [19].

(4.5)

É dimensionado um par diferencial com carga PMOS com componentes da tecnologia. O esquema eléctrico

do mesmo está representado na Figura 4-20.

Figura 4-20 – Esquema eléctrico de um par diferencial com carga PMOS com componentes da tecnologia.

Os transístores NMOS são dimensionados com o maior comprimento possível e com a menor largura

possível para a tecnologia, por forma a maximizar a sua corrente e por consequência a transconductância

incremental de M28 e M29, maximizando portanto o ganho de tensão do circuito.

O valor de polarização das portas dos mesmos é escolhido por forma a colocar os mesmos na zona activa, e

é definido em 500 mV para o caso de M27 e 800 mV para o caso de M28 e M29, garantindo assim que, com

sinais de amplitude pico-a-pico até 400 mV, o par diferencial funciona na zona linear.

São dimensionados os transístores PMOS, com as dimensões que implicam a maior resistência dreno-fonte

possível para maximizar o ganho do circuito, mantém os transístores M28 e M29 na zona de saturação e

garantem que em repouso a tensão de dreno dos mesmos é aproximadamente igual à tensão de polarização

das portas, para permitir que sejam colocados vários pares diferenciais iguais em cascata, como é

apresentado adiante nesta secção. As dimensões dos transístores estão mostradas na Tabela 4-I.


58

M27 M28 M29 M30 M31

Modelo N_12_RF N_12_RF N_12_RF P_12_RF P_12_RF

Largura de cada finger da porta [µm] 7.2 7.2 7.2 4.0 4.0

Comprimento da porta [nm] 120 120 120 120 120

Número de fingers da porta 16 16 16 4 4

Tabela 4-I – Dimensões dos transístores do par diferencial com carga PMOS.

Utilizando o circuito de teste mostrado na Figura 4-21, o par diferencial é sujeito a uma análise AC para ser

verificada a resposta em frequência do mesmo. Os resultados estão representados na Figura 4-22.

Figura 4-21 – Circuito de teste do par diferencial com carga PMOS.

Figura 4-22 – Resposta em frequência do par diferencial com carga PMOS.

Como pode ser verificado na Figura 4-22, o par diferencial desenhado tem um ganho de baixa frequência de

11.5 dB e um ganho de tensão de 5.4 dB em 15.75 GHz. Para aumentar o ganho de baixa frequência tirando

partido do facto da tensão em repouso do dreno dos transístores NMOS ser aproximadamente 800 mV, são


59

colocados cinco andares iguais ao da Figura 4-20 em cascata, isto é, com os drenos dos transístores NMOS

ligados directamente às portas dos transístores NMOS do andar adjacente. Utilizando o circuito de teste

mostrado na Figura 4-23, o amplificador de banda de base é sujeito a uma análise AC para ser verificada a

resposta em frequência do mesmo. Os resultados estão representados na Figura 4-24.

Figura 4-23 – Circuito de teste do amplificador de banda de base.

Figura 4-24 – Resposta em frequência do amplificador de banda de base.

Como pode ser verificado na Figura 4-24, o amplificador de banda de base desenhado tem um ganho de

tensão de aproximadamente 60 dB nas baixas frequências e um ganho de tensão de 6 dB em 15.75 GHz,

respeitando portanto as especificações da Tabela 3-D.

A corrente de polarização do circuito da Figura 4.23 é igual a 22.84 mA, o que significa que, para uma fonte

de tensão de 1.2 V, o consumo estático deste circuito é 27.41 mW.


60

4.5 Comparador

Nesta secção é detalhado o dimensionamento do comparador. É inicialmente apresentado o esquema

eléctrico do circuito completo e de seguida é explicado o seu desenvolvimento.

A topologia do comparador é baseada em dois andares. O esquema eléctrico do circuito completo está

representado na Figura 4-25.

Figura 4-25 – Esquema eléctrico do comparador.

O primeiro andar (R8, R9 e M52) funciona como interruptor, isto é, para sinais com amplitude superior à

tensão de limiar do transístor M52, que é aproximadamente igual a 400 mV (Anexo 1), o interruptor está

fechado e a saída deste primeiro andar tem o valor lógico “0”. Por outro lado, quando a amplitude desta

tensão é inferior à tensão de limiar do transístor M52 o interruptor está aberto, impondo o valor lógico “1” à

saída deste andar.

O segundo andar (M53 e M54) é um inversor CMOS, que para valores acima da tensão de limiar do

transísitor M54 que é aproximadamente igual a 400 mV apresenta a tensão de alimentação à saída, e para

valores inferiores à tensão de limiar do mesmo transístor, apresenta 0 V à saída.

Para minimizar a corrente deste circuito, é desejável que a resistência R9 seja a maior possível. Por outro

lado, é desejável que a resistência R8 tenha um valor tal que, quando M52 está em condução, a tensão de

saída permita que M53 conduza. Ou seja, assumindo que o que está aqui em causa é um divisor resistivo,

R8 deve respeitar (4.6)

(4.6)

em que VthM53 é a tensão de limiar de M53.


61

Para que o valor à saída do segundo andar, que se pretende que seja digital, esteja bem definido é desejável

que M53 em condução represente a menor resistência possível. Por oposição, neste caso não há nenhuma

preocupação especial com o dimensionamento de M54, por isso a condição ideal será ter as dimensões

mínimas, desde que premita o correcto funcionamento do conversor, nomeadamente em termos de corrente

no andar inversor do qual está inserido em primeira instância.

A resistência R9 é dimensionada com o maior valor possível na tecnologia. Por outro lado a resistência R8 é

dimensionada com o menor valor da tecnologia para reduzir a área do circuito final, que respeita (4.6). As

dimensões dos componentes activos e os valores das resistências deste circuito estão mostrados na

Tabela 4-J.

M52 M53 M54 R8 R9

Modelo N_12_RF P_12_RF N_12_RF RNNPO_RF RNNPO_RF

Largura 7.2 µm 9.6 µm 6.0 µm - -

Comprimento 120.0 nm 120.0 nm 120.0 nm - -

Nº de portas 16 32 4 - -

Resistência - - - 645 Ω 2500 Ω

Tabela 4-J – Dimensões dos componentes do comparador.

Com recurso ao circuito de teste mostrado na Figura 4-26, é realizada uma análise no domínio do tempo. Os

resultados estão apresentados na Figura 4-27.

Figura 4-26 - Circuito de teste do comparador.


62

Figura 4-27 – Resposta no domínio do tempo do comparador.

Como pode ser verificado, a topologia em estudo cumpre o propósito de transformar uma saída diferencial

numa saída simplesmente-terminada, em que os níveis de tensão à saída podem ser considerados níveis

lógicos, tendo um consumo estático de 8.14 µW, para 1.2 V.

4.6 Conclusões

Neste capítulo foram apresentadas as implementações de cada bloco individualmente, foram apresentados

os circuitos de teste, realizadas as simulações relevantes para analisar o comportamento de cada bloco e

foram apresentados os resultados. Pode ser concluído que cada bloco individualmente está dimensionado de

acordo com as especificações estabelecidas.


63

Capítulo 5

Implementação Final e Layout


64

5.1 Introdução

Neste capítulo é apresentada em primeiro lugar (secção 5.2) a implementação do circuito com todos os

componentes interligados e com os reajustes necessários ao funcionamento correcto do mesmo. É

apresentado o esquema eléctrico, são apresentados os valores e as dimensões dos componentes alterados

e dos componentes adicionados, são realizadas as simulações relevantes e apresentados os resultados

respectivos. Seguidamente (secção 5.3) é apresentado o layout do circuito final com os reajustes que fazem

a compensação dos efeitos parasitas inerentes ao próprio layout, são realizadas as simulações finais com

extracção dos componentes parasitas e apresentados os resultados. É também apresentada uma análise à

robustez a interferências do receptor IR-UWB.

5.2 Implementação Pré-layout

Nesta secção é descrito o processo de ligação entre todos os andares, é apresentada a implementação pré-

layout do circuito e são descritas as alterações necessárias aos valores dos componentes, para que o circuito

funcione correctamente.

Na interligação entre o amplificador de baixo ruído e banda estreita e o self-mixer, são redimensionados os

condensadores C1, C2, C5, C6, C7 e C8 e a bobina L1, por forma a sintonizar o NBLNA e a malha de ligação

entre este bloco e o self-mixer em 7.875 GHz.

No amplificador de banda de base é adicionado um sexto par diferencial, devido às perdas que advêm das

alterações descritas no parágrafo anterior e à carga que o comparador representa. Este par diferencial é

composto pelos transístores M55, M56, M57, M8 e M9, que são dimensionados de acordo com os restantes

pares diferenciais.

Nas Figuras 5-1 e 5-2 está mostrado o esquema eléctrico da implementação pré-layout do receptor IR-UWB

desenvolvido nesta tese, e nas Tabelas 5-A e 5-B estão mostrados os valores dos novos componentes e os

valores dos componentes alterados devido à interligação de todos os blocos.


65

Figura 5-1 – Esquema eléctrico da implementação pré-layout do NBLNA e do self-mixer.

C1 C2 C5 C6 C7 C8 L1

Capacidade [pF] 0.1 0.1 0.6 0.1 0.6 0.1 -

Coeficiente de

indução [nH]

- - - - - - 1

Tabela 5-A – Dimensões dos componentes passivos alterados na implementação pré-layout.


66

Figura 5-2 – Esquema eléctrico da implementação pré-layout do BBA e do Comparador.

M55 M56 M57 M58 M59

Modelo N_12_RF N_12_RF N_12_RF P_12_RF P_12_RF

Largura 7.2 µm 7.2 µm 7.2 µm 4.0 µm 4.0 µm

Comprimento 120.0 nm 120.0 nm 120.0 nm - -

Nº de portas 16 6 7 4 4

Tabela 5-B – Dimensões dos componentes activos adicionados ao BBA na implementação pré-layout.


67

Com recurso ao circuito de teste mostrado na Figura 5-3, é realizada uma análise no domínio do tempo. Os

resultados estão apresentados na Figura 5-4.

Figura 5-3 – Circuito de teste do receptor de IR-UWB.

Figura 5-4 – Resposta no tempo do Receptor IR-UWB ao impulso esperado.

Como pode se verificado na Figura 5-4, se for recebido um impulso é colocada uma tensão superior a

600 mV à saída do receptor.

A corrente de polarização global do circuito receptor de IR-UWB é igual a 96.43 mA, o que significa que, para

uma fonte de tensão de 1.2 V, o consumo estático de potência deste circuito é 115.72 mW.


68

5.3 Implementação Final e Layout

Nesta secção é apresentada a implementação final do circuito desta tese e o layout do mesmo. São

apresentadas as alterações necessárias ao circuito para compensar os efeitos parasitas inerentes ao layout,

são realizadas simulações do mesmo com extracção de parasitas, e são apresentados os resultados finais.

Na construção do layout deste circuito são tidas em conta as seguintes segras:

- Ligações são o mais curtas possível, para minimizar a resistência do metal.

- É evitada a sobreposição de pistas de metais adjacentes, para evitar capacidades não desejadas e

cross-talks.

- É maximizada a utilização de vias entre metais, para diminuir a resistência das ligações.

- São colocados contactos pelo circuito para melhorar a polarização do substrato e reduzir os efeitos

parasitas.

- A largura das pistas de metal é dimensionada com 1 µm por cada mA de corrente DC.

Por outro lado, o layout é o mais simétrico possível, para que sejam evitados assimetrias na propagação.

Inicialmente é desenhado o layout do circuito das Figuras 5-1 e 5-2 e através de simulação é observado que

o circuito perde a sintonia na frequência desejada e passa a operar na frequência de 6.4 GHz, devido aos

elementos parasitas dos componentes do circuito. Este layout está apresentado no Anexo 3, bem como o

circuito de teste e as simulações que comprovam este facto. Devido a isto, o circuito é reajustado da seguinte

forma:

- O condensador C1 é eliminado.

- A bobina L1 é redimensionada para ter um coeficiente de indução de 0.8 nH.

- A bobina L2 é redimensionada para ter um coeficiente de indução de 0.5 nH.

Na Figura 5-5 está apresentado o layout final do circuito com os diferentes blocos assinalados. A área do

circuito é 910 µm x 520 µm.


69

Figura 5-5 – Layout final do receptor IR-UWB.

Com recurso ao circuito de teste mostrado na Figura 5-6, é realizada uma análise no domínio do tempo com

extracção de parasitas. Os resultados estão apresentados na Figura 5-7.

Figura 5-6 – Circuito de teste do receptor IR-UWB.


70

Figura 5-7 – Resultados finais da análise no domínio do tempo ao receptor IR-UWB com extracção de

parasitas.

O consumo estático de corrente do circuito receptor de IR-UWB, medido através de uma análise DC com

recurso ao circuito de teste da Figura 5-6, é igual a 89.77 mA, o que significa que, para uma fonte de tensão

de 1.2 V, o consumo estático de potência deste circuito é 105.32 mW.

A partir da Figura 5-7 é possível concluír que o receptor consegue suportar um ritmo de recepção máximo de

100 MPPS.

Com base no circuito de teste da Figura 5-6 é feita uma análise à robustez face a interferências do circuito.

Através da análise no tempo da resposta do mesmo a sinais com frequências diferentes da frequência

central, são definidas as amplitudes máximas dos sinais à entrada para que à saída esteja uma tensão

inferior a 600 mV. Os resultados estão mostrados na Tabela 5-C.

Freq [GHz] 1.875 3.875 5.875 9.875 11.875 13.875

Amp [mV] 40 20 10 8 18 40

50 Ω Power [dBm] -14.95 -20.97 -29.99 -28.93 -21.88 -14.95

Tabela 5-C – Robustez do circuito face a interferências.


71

5.4 Conclusões

Neste capítulo foi apresentado o esquema eléctrico do receptor com todos os blocos interligados e

apresentadas todas as alterações necessárias ao mesmo para o correcto funcionamento do mesmo. Estas

alterações foram a nível dos componentes reactivos de sintonia do NBLNA e na ligação entre este e o

self-mixer, bem como foi adicionado um par diferencial ao BBA.

Foi apresentado o layout do circuito com as alterações aos componentes para compensação dos efeitos

parasitas do layout, que foram a nível dos componentes reactivos de sintonia do NBLNA.

Foram realizadas simulações no domínio do tempo para verificar a resposta do circuito ao impulso esperado

e analisar a sua robustez face a interferências. Foi também analisado o consumo de potência do circuito.


72


73

Capítulo 6

Conclusão e Trabalho Futuro


74

6.1 Conclusão

O objectivo desta tese foi implementar um receptor CMOS de radio frequência, a operar na frequência de

7.875 GHz, na tecnologia Impulse Radio – Ultra-Wideband, utilizando o nó tecnológico 0.13 µm da UMC.

Foi realizado um estudo sobre Ultra-Wideband envolvendo os seus conceitos básicos e foi estudada a forma

de incorporar a tecnologia de banda estreita na mesma, tirando partido das vantagens de ambas as

tecnologias.

Foram estudadas as vantagens de operar à frequência de 7.875 GHz e foram definidas as características de

transmissão que minimizam o custo energético da mesma.

Com base no estudo anterior, foram definidas as especificações do receptor e foi proposta uma arquitectura

de receptor que dispensa a utilização de osciladores locais ou malhas de fase síncronas para fazer o

sincronismo do sinal recebido, com o objectivo de minimizar a área do circuito, maximizar a imunidade a

interferências e suportar um elevado ritmo de transmissão de dados. Esta arquitectura é baseada em quatro

blocos: um amplificador de baixo ruído, um self-mixer, um amplificador de banda de base e um comparador.

Para implementar o amplificador de baixo ruído foi proposta uma arquitectura de banda estreita, baseada em

dois andares em configuração de fonte comum, com degeneração indutiva de fonte no primeiro andar,

sintonizada nos 7.875 GHz.

Para dispensar o recurso a um oscilador local ou a qualquer outro circuito de sincronismo do sinal recebido, é

implementado um self-mixer com base no Multipicador de Gilbert, com carga PMOS.

A implementação do amplificador de banda de base é baseada numa cascata de pares diferenciais,

polarizados em tensão, dispensando a necessidade da utilização de uma fonte de corrente externa. Foi tirado

partido do facto de cada par diferencial ter uma característica passa-baixo, para atenuar as componentes do

sinal de alta frequência e amplificar as componentes em torno de DC. Dada a arquitectura, a resposta deste

bloco é bastante sensível a variações no processo de fabrico e a variações de temperatura ou tensão de

alimentação.

A implementação do comparador de saída é composta por dois andares, um interruptor NMOS e um inversor

CMOS, para colocar um sinal com formato digital à saída quando é recebido um sinal analógico pelo

receptor.

Foi construído o layout do circuito e as simulações com extracção de parasitas revelaram um funcionamento

de acordo com as especificações definidas. Revelaram também resultados bastante satisfatórios no que diz

respeito a robustez face a interferências, ritmo de transmissão de dados permitido e área ocupada.

Assim, estabelecidos os pontos anteriores, é possível concluír que a implementação de um receptor IR-UWB

foi conseguida com sucesso.


75

6.2 Trabalho Futuro

Para aumentar a robustez do circuito face a variações no processo de fabrico, variações na tensão de

alimentação, ou na temperatura, dado que a implementação do amplificador de banda de base é baseada

numa cascata de pares diferenciais, uma nova topologia deve ser estudada, eventualmente com recurso a

uma fonte de corrente externa para polarização do circuito.

Deve também ser estudada uma forma de melhorar o desempenho do self-mixer para providenciar ganho

efectivo de conversão, através da compensação dos efeitos parasitas dos componentes.

Tendo como objectivo reduzir a área do circuito, a substituição das resistências por transístores MOSFET

deve ser considerada.


76


77

Anexos


78

Anexo 1 – Determinação da Tensão de Limiar dos Transístores N_12_RF

Utilizando o circuito da Figura A-1, é realizada uma simulação paramétrica com a tensão no nó “vin” como

variável. O objectivo desta análise é a determinação da tensão de limiar dos transístores com a referência

N_12_RF. Os resultados estão mostrados na Figura A-2.

Figura A-1 – Circuito para determinação da tensão de limiar dos transístores N_12_RF.

Figura A-2 – Resultados da simulação paramétrica para determinação da tensão de limiar dos transístores

N_12_RF.

Analisando a Figura A-2 é possível verificar que a tensão de limiar dos transístores N_12_RF é 0.4 V

sensivelmente.


79

Anexo 2 – Parâmetros de Dispersão e Número de Ruído

Para caracterizar circuitos de radio-frequência ou microondas, devido ao carácter distribuído da propagação

do sinal, é usual utilizar os parâmetros de dispersão ou parâmetros [S], que relacionam as ondas de potência

incidente “a” e reflectida “b” nos diferentes portos do circuito [21], [22]. Portanto, são apresentados alguns

conceitos sobre a caracterização de multiportos pela matriz [S].

Como generalização da definição de coeficiente de reflexão numa linha de transmissão, é definida para um

multiporto uma matriz de dispersão [S], de acordo com (A.1). O multiporto está representado na

Figura A-3 [23].

[ ] (A.1)

Onde a e b são vectores de dimensão n, representando respectivamente as ondas de potência incidente e

reflectida em cada um dos n portos.

Figura A-3 – Ondas de potência incidente e reflectida num multiporto [23].

As ondas de potência estão normalizadas a uma impedância Z0 arbitrária, havendo uma relação entre esta e

as tensões e correntes no respectivo porto por (A.2). De notar que as dimensões de cada uma destas

grandezas são raiz quadrada de potência.

√

√ (A.2)

No caso de um diporto, a representação da Figura A-3 é convertida na Figura A-4, e a matriz [S] é uma

matriz de 2x2, onde cada um dos parâmetros tem um significado. A relação entre os vectores de entrada e

saída do diporto representado na Figura A-4 estão mostradas em (A.3).

[ ] [

] [ ] (A.3)


80

Figura A-4 – Ondas de potência incidente e reflectida num diporto.

Considerando, por exemplo, que a saída do diporto é carregada com uma carga ZC igual à impedância de

normalização Z0; a tensão de saída V2 é portanto igual a -ZOi2 o que implica por (A.2) que a2 seja nulo. Pode

ser então escrito b1=s11a1 o que quer dizer que o parâmetro s11 representa o quociente entre a onda de

potência reflectida e a onda de potência incidente no porto 1 (factor de reflexão de entrada com a saída

terminada pela impedância de normalização). Da mesma forma, com a saída carregada com Z0, pode ser

escrito b2=s21a1 pelo que o quociente entre a onda de potência de saída no porto 2 e a de entrada no porto 1

permite calcular o parâmetro s21 também chamado de “transmissão”. Carregando a entrada com uma

impedância Zg igual a ZO seria possível fazer o mesmo raciocínio para s22 e s12 [23].

O factor de reflezão numa carga Zc excitada por um gerador (Vg, Zg) é definido como sendo a relação entre a

potência incidente e reflectida (Figura A-5) [23].

Figura A-5 – Definição de factor de reflexão [23].

Em conformidade, para o circuito da Figura A-5, os dois factores de reflexão normalizados a Z0, um à

esquerda e outro à direita do porto AB, podem ser definidos por (A.4 e A.5).

(A.4)

(A.5)


81

A definição de ruído é todo o sinal que não contém informação útil para o utilizador. O estudo do ruído em

circuitos electrónicos, sobretudo aplicados a telecomunicações, é importante pois introduz um limite inferior

para o sinal electrónico a processar, sem deterioração da informação [23].

Num circuito electrónico, mesmo que se eliminem todas as fontes de ruído exteriores, existirá sempre um

nível de ruído na sua saída. Este facto é devido à existência de fontes de ruído internas que estão

associadas aos dispositivos electrónicos. Apesar do valor eficaz do ruído emitido pelas fontes citadas possa

ser bem definido, a amplitude instantânea só pode ser estimada em termos probabilísticos, uma vez que a

sua ocorrência é aleatória. A adição do ruído gerado por mais de uma fonte é efectuada em termos de

potência.

O conceito de factor de ruído foi introduzido nos anos quarenta como forma de quantificar o ruído gerado nas

válvulas, sendo posteriormente usado com generalidade. O factor de ruído de um diporto é definido como o

quociente entre a potência disponível de ruído na saída do diporto e a potência disponível de ruído na saída

do diporto ideal, onde um diporto ideal é entendido como sendo um diporto idêntico ao real mas que não gera

ruído [24]. O facto de ruído de um diporto é também definido como o quociente entre a relação sinal-ruído

(quociente entre a potência do sinal e a potência do ruído) na saída do diporto e a relação sinal-ruído na

entrada.

O factor de ruído é portanto uma medida da degradação da relação sinal-ruído introduzida pelo circuito, pelo

que é sempre superior à unidade. Usualmente, o factor de ruído é definido em unidades logarítmicas, dando

origem ao conceito de número de ruído, definido como em (A.6).

(A.6)

Onde NF é o número de ruído e F é o factor de ruído.

Por vezes, o número de ruído é designado por figura de ruído, tradu ão imprópria de “noise figure” [24].


82

Anexo 3 – Layout Inicial do Receptor IR-UWB

O layout do circuito apresentado nas Figuras 5-1 e 5-2 está mostrado na Figura A-6.

Figura A-6 – Layout inicial do receptor IR-UWB.

Após ser realizada a extracção de componentes parasitas do circuito cujo layout está mostrado na

Figura A-6, é realizada uma simulação no domínio do tempo, com recurso aos circuitos de teste mostrados

nas Figuras A-7 e A-8. Os resultados são mostrados na Figura A-9 e na Figura A-10 respectivamente.

Figura A-7 – Circuito de teste do receptor IR-UWB com extracção de parasitas do layout inicial, com impulso

sinusoidal de frequência 6.4 GHz.


83

Figura A-8 – Circuito de teste do receptor IR-UWB com extracção de parasitas do layout inicial, com impulso

sinusoidal de frequência 7.875 GHz.

Figura A-9 – Resultados do teste do receptor IR-UWB com extracção de parasitas do layout inicial, com

impulso sinusoidal de frequência 6.4 GHz.


84

Figura A-10 – Resultados do teste do receptor IR-UWB com extracção de parasitas do layout inicial, com

impulso sinusoidal de frequência 7.875 GHz.

Como é visível a partir das simulações geradas, o circuito está sintonizado em 6.4 GHz em vez de

7.875 GHz. Também, existe uma redução do ganho a nível do NBLNA, pelo que os sinais de entrada nos

circuitos de teste utilizados têm uma amplitude de 3.4 mV em vez de 2.4 mV. Isto é devido ao facto dos

componentes do circuito estarem optimizados para a frequência de 7.875 GHz mas na realidade os

elementos parasitas dos mesmos sintonizarem o circuito total numa frequência diferente da pretendida, neste

caso 6.4 GHz.


85

Referências


86

[1] J. Fernandes, D. Wentzloff, “Recent Advances in IR-UWB Transceivers: An Overview”, IEEE Int. Symp.

Circuits and Systems (ISCAS’10), pp. 3284-3287, May 2010.

[2] Online resource: http://www.fcc.gov/oet/info/rules.

[3] F. Nekoogar, Ultra-Wideband Communications: Fundamentals and Applications, Prentice Hall, 2005.

[4] L. Almeida, “Radio Frequency CMOS Transmitter”, INESC-ID - Instituto Superior Técnico, TU Lisbon,

2012.

[5] D. Correia, “Impulse-Radio UWB Transmitter”, INESC-ID - Instituto Superior Técnico, TU Lisbon, 2011.

[6] J. Nascimento, “A Study on Range - Data Rate Performance of UWB Wireless Communications”, Instituto

Superior Técnico, TU Lisbon, 2007.

[7] M. Ghavami, L.Michael, R. Kohno, Ultra Wideband Signals and Systems In Communication Engineering,

Wiley, 2004.

[8] Online resource: http://www.fcc.gov/.

[9] K. Siwiak, D. McKeown, Ultra-Wideband Radio Technology, John Wiley and Sons, 2004.

[10] J. Gerrits, J. Farserotu, J. Long, "Low-Complexity Ultra-Wide-Band Communications," Circuits and

Systems II: Express Briefs, IEEE Transactions on, vol.55, no.4, pp.329-333, April 2008.

[11] J. Gerrits, M. Danesh, Y. Zhao, Y. Dong, G. Veenendaal, J. Long, J. Farserotu, "System and circuit

considerations for low-complexity constant-envelope FM-UWB”, Circuits and Systems (ISCAS), Proceedings

of 2010 IEEE International Symposium on, vol., no., pp.3300-3303, May 30 2010 - June 2 2010.

[12] J. Gerrits, M. Kouwenhoven, P. Meer, J. Farserotu, J. Long, “Principles and Limitations of Ultra-Wideband

FM Communications Systems”, EURASIP Journal on Applied Signal Processing 2005:3, Hindawi Publishing

Corporation, 382–396, 2005.

[13] J. Gerrits, J. Farserotu, J. Long, "Low-Complexity Ultra-Wide-Band Communications," Circuits and

Systems II: Express Briefs, IEEE Transactions on, vol.55, no.4, pp.329-333, April 2008.

[14] B. Razavi, RF Microelectronics, Prentice Hall, 1998.

[15] T. Lee, The Design of CMOS Radio-Frequency Integrated Circuits, Cambridge University Press, 1998.

[16] A. Oppenheim, A. Willsky, S. Nawab, Signals and Systems, Prentice Hall, 1996.

[17] Online resource: http://www.techlib.com/.

[18] T. Almeida, “Tables of Normalized Lowpass Filters (Butterworth, Chebyshev, Elliptic, Bessel, and Inverse-

Chebyshev)”, Instituto Superior Técnico, TU Lisbon, 2009.

http://www.fcc.gov/oet/info/rules

http://www.fcc.gov/oet/info/rules

http://www.techlib.com/


87

[19] M. Silva, Circuitos Com Transístores Bipolares e MOS, Fundação Calouste Gulbenkian, 2008.

[20] E. Ortigueira, “A Combined LNA-Oscilator-Mixer For Biomedical Applications”, Faculdade de Ciências e

Tecnologia, Universidade Nova de Lisboa, 2011.

[21] R. Carson, High Frequency Amplifiers, 2nd ed., Jonh Wiley & Sons, 1982.

[22] K. Kurokava, "Power Waves and the Scattering Matrix", IEEE Trans. MicrowaveTheoryTech., vol. MTT-

13, pp. 194-202, March 1965.

[23] M. Rosário, “Amplificadores Lineares de Alta Frequência”, Instituto Superior Técnico, TU Lisbon, 2009.

[24] "IRE Definition of Noise Figure", Proc. IRE 7S.2, July 1957.

Receptor de Rádio de Banda Ultra-Larga - Autenticação · PLL Malha de Fase Síncrona ......

Documents

Transcript of Receptor de Rádio de Banda Ultra-Larga - Autenticação · PLL Malha de Fase Síncrona ......