Sistema automático

SISTEMA AUTOMÁTICO PARA O CONTROLE EFICIENTE DEILUMINAÇÃO PARA MULTIPLAS LÂMPADAS FLUORESCENTES

Moacyr A. G. de Brito∗

[email protected] S. Ferreira∗

Leonardo P. Sampaio∗ Carlos A. Canesin∗[email protected]

∗Universidade Estadual Paulista - UNESPLaboratório de Eletrônica de Potência - Departamento de Engenharia Elétrica

Ilha Solteira,São Paulo, Brasil

ABSTRACT

Automatic System for the Efficient Control of Illumina-tion for Multiple Fluorescent LampsThis paper presents the development and implementation ofan automatic multi-lamp lighting fluorescent system, withdigital average current mode control for input power factorcorrection, based on electronic ballasts with capacity of idealprogrammable preheating and dimming capabilities. Fur-thermore, the proposed system allows remote monitoring andmanagement through a friendly software platform, where thesystem operates automatically or manually, according to theneeds of each environment and/or user, optimizing the com-sumption of electrical energy.

KEYWORDS: Dimming Control, Digital Control, ActivePower Factor Correction, Fluorescent Illumination andSmart Grid Control for Illumination.

RESUMO

Este artigo apresenta o desenvolvimento e a implementaçãode um sistema de iluminação automático multi-lâmpadas flu-orescentes, com correção ativa do fator de potência de en-trada utilizando a técnica dos valores médios instantâneos

Artigo submetido em 17/01/2011 (Id.: 1251)Revisado em 16/03/2011, 20/06/2011, 30/09/2011Aceito sob recomendação do Editor Associado Prof. Francisco de Assis dos

Santos Neves

na forma digital, com capacidade de pré-aquecimento pro-gramável dos filamentos dos eletrodos e com controle de lu-minosidade. Além disso, o sistema proposto permite o ge-renciamento e supervisão remota através de uma plataformacomputacional amigável ao usuário, onde o sistema opera deforma automática ou manual, de acordo com a necessidadede cada ambiente e/ou do usuário, otimizando o consumo deenergia elétrica.

PALAVRAS-CHAVE : Controle de Luminosidade, ControleDigital, Correção Ativa do Fator de Potência, IluminaçãoFluorescente e Rede Inteligente para o Controle de Ilumi-nação.

1 INTRODUÇÃO

A iluminação artificial é responsável por grande parcela deconsumo de energia elétrica no país, totalizando 17% de todaenergia consumida, representando 24% do consumo no se-tor residencial e por mais de 44% do consumo no setor decomércio e serviços (MME, 2007). Assim, verifica-se queé essencial e viável projetar sistemas de iluminação extre-mamente eficientes e adequados a cada ambiente, a fim dereduzir o impacto energético que estes sistemas apresentam.

Estes sistemas apresentam altos custos de implantação nosdias atuais. Entretanto, os custos com o aperfeiçoamentono sistema de iluminação podem ser amortizados com o au-mento da produtividade, como já comprovado em estudos

Revista Controle & Automação/Vol.23 no.4/Julho e Agosto 20 12 439

realizados no edifício comercialLockheed-Martin’s Building157 emSunnyvale, Califórnia. No caso em questão, os custospara se ter este sistema de iluminação foram completamenteamortizados pelo aumento da produtividade dos funcionáriosem um único ano após a implantação do sistema (Lighting-Controls, 2010).

Algumas estratégias tecnológicas quando aplicadas a estessistemas podem maximizar sua viabilidade, como a utiliza-ção de lâmpadas com alta eficiência luminosa; uso de sensorde movimento; utilização de sensores de luminosidade, demaneira a adequar a iluminação local conjuntamente com oaproveitamento de luz natural; implementação de um sistemade gerenciamento remoto para acionamentos de acordo coma grade horária do expediente de trabalho, atuando de formaautomática ou de acordo com preferências ou necessidadesdos ocupantes do ambiente.

Uma das partes essenciais de um sistema de iluminação flu-orescente é o reator que alimenta a lâmpada. Este elementoé indispensável para o correto funcionamento da mesma, istodevido à característica de resistência negativa que esta apre-senta. Dentre os reatores, o reator eletrônico é o mais co-mumente utilizado. Os reatores eletrônicos convencionaispossuem um estágio de entrada retificador com filtro capa-citivo, apresentando elevada distorção harmônica para a cor-rente drenada da rede de corrente alternada (CA) e reduzidofator de potência (FP), tipicamente inferior a 0,6. Neste con-texto, por se tratar de uma carga considerável para os siste-mas de distribuição em CA, técnicas especiais de correçãodo fator de potência devem ser aplicadas, para o atendimentointegral às normas internacionais como a IEC 61000-3-2(Alves et al., 1996; Co et al., 1998; Spangler et al., 1991; Taoet al., 2001; Lin and Chen, 2001).

Diversas pesquisas propõem técnicas de integração dos está-gios retificador e inversor para a minimização do custo da im-plantação de um sistema de iluminação (Co et al., 1998; Taoet al., 2001; Lin and Chen, 2001). Outra maneira de se dimi-nuir os custos é a adoção da configuração para múltiplas lâm-padas fluorescentes (Dalla Costa et al., 2002; Wakabayashiand Canesin, 2002; Walabayashi et al., 2004). Desse modo,um único estágio retificador com correção ativa do fator depotência e um único inversor são utilizados, sendo conecta-dos a vários filtros ressonantes. No entanto, considerando-seuma área extensa a ser iluminada deve-se atentar aos prová-veis problemas de interferências eletromagnéticas, uma vezque correntes de elevadas freqüências fluirão entre a saídado inversor e a entrada de cada filtro ressonante (Dalla Costaet al., 2002; Wakabayashi and Canesin, 2002; Walabayashiet al., 2004). A fim de evitar tais problemas utilizam-se pro-jetos especiais de cabeamento estruturado, o que encarecesobremaneira a estrutura do sistema de iluminação. Adici-onalmente, não é possível nestas estruturas o controle indi-

vidual das lâmpadas ou de conjuntos setorizados devido autilização de um único inversor, restringindo a funcionali-dade do sistema no que tange às necessidades especiais dosambientes e dos usuários do sistema.

Desta forma, este artigo apresenta um sistema de ilumina-ção fluorescente multi-lâmpadas, com correção ativa do fatorde potência de entrada, utilizando um estágio Pré- ReguladorRetificador Boost controlado por um dispositivo FPGA, em-pregando a técnica dos valores médios instantâneos da cor-rente de entrada na forma digital (Brito et al., 2008). A trans-missão de energia entre o capacitor de saída do retificadorde entrada e cada reator eletrônico é realizado em correntecontínua, minimizando prováveis problemas de incompati-bilidade eletromagnética. Isto é possível com o desenvolvi-mento de um filtro modificado inserido na entrada de cadaestágio inversor.

O sistema de iluminação proposto apresenta reatores ele-trônicos totalmente microcontrolados através de dispositivosAtmega8, e utilizando uma interface gráfica amigável, desen-volvida em Delphi 7.0, com um adequado protocolo de co-municação permite ao usuário e/ou microcomputador atuarde forma local e/ou remota alterando o ponto de operação decada conjunto de reatores eletrônicos, de acordo com a ne-cessidade dos usuários ou de acordo com agendamentos pré-estabelecidos; incorporando ainda sensores de iluminaçãoepresença, de forma a otimizar o consumo de energia elétrica.Desta forma, o sistema constitui uma rede inteligente e efi-ciente (Smart Grid) para o controle e gerenciamento de umsistema de iluminação fluorescente (Contenti et al., 2007).

2 SISTEMA MULTI-LÂMPADAS COMPRÉ-REGULADOR PARA CORREÇÃODO FATOR DE POTÊNCIA

Com o intuito de reduzir os problemas com interferênciaseletromagnéticas e custos associados com blindagem de ca-bos, o sistema proposto neste trabalho, conforme Figura 1, écomposto por um único retificador controlado e vários está-gios inversores, sendo estes alimentados em corrente contí-nua. A transmissão em corrente contínua é garantida com ainserção de um duplo filtro LC modificado. O estágio Pré-Regulador Retificador emprega a técnica dos valores médiosinstantâneos da corrente de entrada para a correção ativa dofator de potência, sendo controlado de forma digital por umdispositivo FPGA XC3S1000 Spartan 3.

O retificador controlado é responsável pelo fornecimento deenergia a todos os estágios inversores, sendo que cada es-tágio inversor corresponde a um reator eletrônico para duaslâmpadas fluorescentes tubulares de 32 watts cada. Os está-gios inversores devem ser posicionados o mais próximo pos-sível das lâmpadas, para reduzir o comprimento dos cabos

440 Revista Controle & Automação/Vol.23 no.4/Julho e Agost o 2012

t t

inI retI

retIinI

PC

FPGA

FiltroInversor

Half-Bridge

Lâmpadas

Fluorescentes

FiltroInversor

Half-Bridge

Lâmpadas

Fluorescentes

FiltroInversor

Half-Bridge

Lâmpadas

Fluorescentes

Retificador com

Correção Ativa

Figura 1: Concepção do sistema de iluminação multi-lâmpadas proposto.

que conduzem correntes em elevadas freqüências. Devido àessa configuração, é possível operar cada estágio inversor emdiferentes freqüências, caso necessário, o que permite desen-volver luminosidade distinta para cada conjunto de lâmpa-das. Quando aplicado em grandes ambientes ou em ambien-tes setorizados, esta característica torna o sistema aindamaisatrativo, já que cada local pode possuir uma incidência dife-rente de luz natural, com diferentes fluxos ou necessidadesde usuários, otimizando o consumo de energia elétrica.

Conforme mencionado, um filtro de entrada conectado a cadaestágio inversor é necessário. Com seu uso, eliminam-seos problemas relacionados com ressonâncias e circulação decorrentes em elevadas freqüências pelo barramento de cor-rente contínua. Isto ocorre devido à característica ZVS (ZeroVoltage Switching - entrada em condução com tensão nula)de funcionamento do estágio inversor. A estrutura desse fil-tro é apresentada na Figura 2. Vale destacar que o desenvol-vimento desse filtro é uma inovação do projeto, não sendoobservado em sistemas multi-lâmpadas convencionais.

Inversor

Half-BridgePre-

Regulador

Rdesc1 D1 RLim

CLim

Linv1

C inv1 C inv2

Linv2

D2

D3

Rdesc2

Figura 2: Circuito esquemático do filtro proposto.

Os estágios inversores são os clássicos meia ponte (HalfBridge) com filtro série-ressonante com carga em paralelo(SPRL), os quais são amplamente utilizados em reatores ele-trônicos convencionais (Cosby and Nelms, 1994). A Figura 3representa o circuito esquemático do estágio inversor utili-zado.

O projeto do filtro série-ressonante foi baseado na meto-dologia apresentada em (Wakabayashi and Canesin, 2005),utilizando-se do modelo da coluna de gás da lâmpada fluo-rescente empregado em (Wakabayashi, de Brito, Ferreira andCanesin, 2007).

Filtro

SH

SL

VDCLS

CS

CP

iLs(t) iCp(t)

iarc(t)

LS

CS

CP

Figura 3: Circuito esquemático do estágio inversor HalfBridge com filtro SPRL.

Os dados básicos de projeto para o estágio inversor são a po-tência nominal na coluna de gás de 32W; potência mínimaprocessada de 5W; tensão de alimentação de 400V; freqüên-cia de comutação do estágio inversor em regime permanentena potência nominal de 50kHz.

A partir destes dados, foram obtidos os seguintes parâmetros:

Ls = 2,1mH, Cs = 180nF e Cp = 8,2 nF.

Por se tratar de um estágio inversorHalf Bridge com filtroSPRL, é possível impor o valor de corrente pela freqüên-cia de comutação dos interruptores controlados. Assim,pode-se utilizar um protocolo de partida com uma etapade pré-aquecimento adequado dos filamentos dos eletro-dos por imposição de valor eficaz constante de corrente,adequando-se a freqüência de comutação e o tempo depré-aquecimento de acordo com a metodologia de projetoproposta em (Wakabayashi, de Brito, Ferreira and Cane-sin, 2007). Isto reduzirá os desgastes dos filamentos doseletrodos provocados durante a ignição das lâmpadas, pro-movendo uma maior vida útil para o sistema de iluminação(Wakabayashi, de Brito, Ferreira and Canesin, 2007). A faixade valores eficazes de tensão nos filamentos dos eletrodos napotência nominal da lâmpada devem estar em conformidadecom as normas ANSI (ANSI, 1993), situando-se entre 2,5Va 4,9V RMS.

A ignição das lâmpadas deve ocorrer com os filamentosaquecidos à temperaturas entre 700C e 1000C antes quehaja o estabelecimento do primeiro arco através da colunade gás. Para temperaturas abaixo de 700C, um fenômenodenominado desputtering é aumentado, o qual acelera ataxa de perda da cobertura emissiva dos eletrodos. A par-


tir de 1000C, a taxa de perda também se eleva, uma vez queocorre evaporação excessiva da cobertura emissiva.

Realizar a medição da temperatura do filamento dos eletro-dos não é simples, mas é interessante notar que a resistênciaequivalente dos eletrodos tem uma dependência direta comsua temperatura (Hammer and Haas, 1997; Ji et al., 1999).Desta forma, é possível assumir que a resistência equivalentepode ser usada para uma avaliação indireta deste parâmetro.De fato, diversos artigos recomendam a medição das resis-tências equivalentes como um sólido e confiável meio parainvestigar o processo de ignição (Hammer and Haas, 1997; Jiet al., 1999; Taylor, 2000). Na verdade, a recomendação ge-ral é relacionada com a razão entre a “Resistência à Quente”(Rh, medida instantes antes da partida, usando um sistema deaquisição de dados) e a “Resistência à Frio” (Rc, medida coma lâmpada fora de operação durante pelo menos 5 minutos,usando um ohmímetro de precisão). O tempo de 5 minutos énecessário para que haja o completo resfriamento dos eletro-dos. De acordo com a literatura, a razão Rh/Rc (Rhc) tem queser maior do que 4,25 (aproximadamente 700C) e menor doque 6,25 (aproximadamente 1000C).

As normas ANSI estabelecem um intervalo de tempo mí-nimo (tph) de 500ms para o desenvolvimento do processode pré-aquecimento (ANSI, 1993). Além disso, apesar daausência de um limite máximo para este intervalo de tempo,recomenda-se ajustar este limite em torno de 1,5 segundos,com o objetivo de evitar demora “excessiva” na ignição dalâmpada, o que causaria a falsa impressão de funcionamentoindevido do sistema no ato de seu acionamento. A partirdas recomendações para Rhc e tph, é possível identificar umaárea de operação para o processo de pré-aquecimento, apre-sentado através da Figura 4. De posse do modelo propostopor Wakabayashi, Ferreira, de Brito and Canesin (2007), épossível saber a priori qual o valor eficaz (RMS) de correnteque deve ser injetado nos filamentos para maximização davida útil do conjunto de lâmpadas. De posse do modelo eda área de operação, verifica- e que os valores RMS de cor-rente devem se situar entre 476mA e 710mA, para o caso dalâmpada utilizada.

Uma análise interessante é que, de posse de um tempo pre-viamente estabelecido é possível verificar o intervalo de cor-rente RMS mínima e máxima para garantir a grandeza Rhc,ou mesmo, de posse de um valor RMS de corrente é possívelverificar o intervalo de tempo mínimo e máximo para pro-ver pré-aquecimento adequado; sendo estes observados naFigura 5.

Para a variação da potência processada na coluna de gásda lâmpada fluorescente, adota-se a técnica de variação dafreqüência de comutação do estágio inversor, o que provocaalteração da característica da impedância do circuito, pro-

00 1,50,5

t [s]

Rhc

6,25

4,25

1,0

2,0

área de operação

710mA

476mA

Figura 4: Área de operação para prover pré-aquecimentoadequado dos filamentos dos eletrodos, considerando a lâm-pada adotada.

movendo uma reconfiguração dos níveis de energia ativa ereativa processados (Wakabayashi and Canesin, 2005).

3 SISTEMAS DE CONTROLE E GERENCI-AMENTO

3.1 Retificador de Entrada

O estágio de entrada é composto pelo Pré-Regulador Retifi-cador Boost, controlado pela técnica dos valores médios ins-tantâneos da corrente de entrada, possuindo duas malhas decontrole interdependentes. Uma malha de controle de cor-rente rápida que é responsável por garantir o formato se-noidal retificado à corrente no indutor. Este formato é ob-tido através de uma tabela de valores internos, de amplitudeunitária e sincronizada com a rede de alimentação. A ou-tra malha de controle é a malha de realimentação da tensãode saída, que modifica a amplitude da corrente de referênciade forma a garantir tensão de saída regulada e estabilizada.Malha esta de caráter lento a fim de não influenciar nas di-nâmicas da malha de corrente, onde se optou por controlar ovalor médio da tensão de saída ao invés de seu valor instantâ-neo, utilizando para tanto um filtroNotch digital sintonizadoem 120Hz. Com a adoção de uma tabela de valores inter-nos e o uso do filtroNotch minimizam-se possíveis distor-ções na corrente de referência. Esta técnica apresenta van-tagens em relação ao controle analógico convencional, quefaz a leitura instantânea da tensão de entrada e da tensão desaída, incorporando as distorções destas leituras na correntede referência (Brito et al., 2008). O Diagrama esquemáticosimplificado do controle por valores médios na forma digitalaplicado ao Pré-Regulador Retificador Boost está represen-tado na Figura 6, onde LB representa o indutor boost, Cf ocapacitor de saída e RL a resistência de carga.


00 1,50,5

t [s]

Rhc

6,25

4,25

1,0

2,01,0

605mA

535mA

áreadeoperação

(a)

00 1,50,5

t [s]

Rhc

6,25

4,25

1,0

2,0

575mA400mA

áreadeoperação

0,762 1,230

(b)

Figura 5: Análise da área de operação. (a) Variação de cor-rente RMS, considerando um dado intervalo de tempo paracompletar o pré-aquecimento. (b) Intervalo de tempo consi-derando a injeção de corrente com valor de 575mA RMS.

A malha de controle de corrente está representada na Fi-gura 7, e engloba o ganho do sensor de corrente (Ki), ofiltro anti-aliasing (PB), o ganho do conversor AD (GAD),o compensador de corrente (Ci(z)), o ganho do modulador(1/KPWM ) e a planta de corrente do conversor (Gid), junta-mente com o retentor de ordem zero (ZOH).

A malha de controle de tensão, representada na Figura 8,contempla o ganho do sensor de tensão (Kv), o filtro anti-aliasing, o ganho do conversor AD, o compensador de ten-são (Cv(z)), o multiplicador, a malha interna de corrente e aplanta de tensão do conversor (Gvi).

As funções de transferência para o adequado projeto dos con-troladores do Pré-Regulador Retificador Boost foram obtidasusando a modelação por equações de estados média, esco-lhendo como variáveis de estado a corrente no indutor boost

VMed

LB

-+

-

+

A.B

A

B

Regulador detensão

PWM

Regulador de

Corrente

KV

DB

SB

Cf RL

Vref

Iref

Figura 6: Diagrama esquemático simplificado do controle porvalores médios na forma digital aplicado ao Pré-ReguladorRetificador Boost.

+ ( )L sI( )Iref k

-

( )iE k

( )iC z1

PWMKGidZOH

aT

aT

( )L kI

iKADG PB

Figura 7: Malha de controle de corrente.

( )out sV( )ref kV ( )vE k

Gvi+

-

aT

( )out kV

vKPB

iFTMF( )vC z

ADG

( )ref kI ( )L sI

Figura 8: Malha de controle de tensão.

(Ii) e a tensão no capacitor de saída (Vo). A matriz de espaçode estados média foi obtida a partir da ponderação das matri-zes de espaço de estados para cada etapa de funcionamento,utilizando- se como peso a razão cíclica (d).

A matriz de espaço de estados média é apresentada em (1).

[

Vo

Ii

]

=

[

0 (1−d)C

−

(1−d)L

0

]

[

Vo

Ii

]

+

+

[

0 −

1C

1L

0

] [

ViVo

RL

]

(1)


Considerando o efeito da variável de controle d, as equaçõesde espaço de estados médias são descritas conforme (2), tam-bém em função da tensão de entrada (Vin).

x = F (x, Vin, d) (2)

Assim, o modelo a pequenos sinais se resume a (3)

ˆx = A′x + B′vin + Kd

A′ =∂F

∂x,B′ =

∂F

∂vin

,K =∂F

∂d(3)

Aplicando as devidas transformadas de Laplace, conside-rando variações a pequenos sinais nulas na tensão de entrada,a função de transferência da variável de controle em funçãoda razão cíclica é expressa por (4) (Erickson and Maksimo-vic, 2001).

x

d= (sI −A′)

−1K (4)

Desta forma, são obtidas as funções de transferência Gid(s) eGvi(s). A função Gid(s) representa as variações de pequenossinais na corrente do indutor quando da presença de variaçõesde pequenos sinais na razão cíclica. Já a função de transfe-rência Gvi(s) representa as variações de pequenos sinais natensão de saída pelas variações de pequenos sinais na cor-rente do indutor. Estas funções estão representadas em (5) e(6), respectivamente.

Gid(s) =2Vout

RL(1−D)2

1 + sCf

(

RL

2

)

1 + s[

LB

RL(1−D)2

]

+ s2 LBCf

(1−D)2

(5)

Gvi(s) = (1−D)RL

[

1

1 + sCfRL

]

(6)

O projeto dos compensadores, tanto da malha de controle detensão quanto da malha de controle de corrente, foi realizadodiretamente no plano discreto, usando a ferramenta no domí-nio da freqüência, lançando mão dos diagramas de bode demódulo e de fase e considerando- se a aplicação da transfor-mada w (Ogata, 1998). A vantagem do uso da transformada

w é que se eliminam os problemas apresentados pelas técni-cas de aproximação e se minimizam as taxas de amostragemnecessárias, otimizando-se o projeto dos controladores digi-tais. Este método apresenta indices de desempenho maior doque o método de aproximação por emulação, uma vez quea transformada w é aplicada diretamente na função de trans-ferência da planta discretizada. Como este método envolveas dinâmicas dos conversores AD e DA, tempos de amostra-gem relativamente maiores podem ser aplicados sem prejuí-zos para o desempenho do sistema.

Os compensadores escolhidos para as malhas de controle decorrente e de tensão são compensadores PI.

Para a malha de controle de corrente apresentam-se os dia-gramas de bode do sistema compensado, módulo e fase, Fi-guras 9 e 10, respectivamente. O sistema apresenta freqüên-cia de cruzamento de ganho em torno de 5kHz e margemde fase de 56, o que torna o sistema rápido e estável. Asfrequências de amostragem adotadas para adquirir a correnteno indutor e a tensão de saída são de 50kHz e 10kHz, res-pectivamente. O compensador obtido para esta malha estáapresentado em (7) e sua respectiva equação à diferenças,obtida via anti-transformada está apresentada em (8).

PIcorrente(w) = 1, 445(w + 3142, 6)

w(7)

y(k) = y(k − 1) + 1, 49u(k)− 1, 40u(k − 1) (8)

1 10 100 1 ?103

1 ?104

1 ?105

0

50

100

fc1

FTMAccomp(w)

f[Hz]

G[dB]

Figura 9: Diagrama de bode do módulo do sistema compen-sado no plano w, malha de corrente.Para a malha de controle de tensão, são apresentados os dia-gramas de bode de módulo e de fase do sistema compensado,Figuras 11 e 12, respectivamente. O sistema compensadoapresenta freqüência de cruzamento em 10Hz e margem defase de 94, o que torna o sistema lento e estável. Assim,garante-se que a malha de tensão não influenciará nas dinâ-micas da malha de corrente, garantindo que a forma de ondada corrente drenada da rede em CA apresente reduzido con-teúdo harmônico e como consequência alto fator de potên-cia. O compensador obtido no plano w é apresentado em


1 10 100 1 ?103

1 ?104

1 ?105

200

150

100fc1

Fase[°]

f[Hz]

FTMAccomp(w)

124

Figura 10: Diagrama de bode da fase do sistema compen-sado no plano w, malha de corrente.

(9) e a correspondente equação à diferenças, obtida via anti-transformada, está representada em (10).

1 10 100 1 ?103

1 ?104

50

0

fc

FTMAtcomp(w)

f[Hz]

G[dB]

Figura 11: Diagrama de bode do módulo do sistema compen-sado no plano w, malha de tensão.

1 10 100 1 ?103

1 ?104

150

100

50fc

Fase[°]

f[Hz]

FTMAtcomp(w)

86

Figura 12: Diagrama de bode da fase do sistema compen-sado no plano w, malha de tensão.

PItensao(w) = 6, 135(w + 6, 283)

w(9)

y(k) = y(k − 1) + 6, 14(k)− 6, 143u(k − 1) (10)

3.2 Lógica de Controle em VHDL para oEstágio Retificador Boost

A lógica de controle para o estágio Pré-Regulador Retifica-dor Boost foi construída utilizando-se da linguagem de des-crição de hardware VHDL em conjunto com os núcleos para-metrizáveis de registradores, somadores e multiplicadores da

bibliotecaSystemGenerator. Criou-se sub-blocos para reali-zar as aquisições da corrente no indutor, da tensão de saída,para gerar a senóide interna e sincronizá-la com a rede, parageração dos pulsos PWM, partida suave e para as proteções.Estes sub-blocos foram interconectados através de uma en-tidade para compor toda a estratégia de controle, sendo estaapresentada na Figura 13. O FPGA utilizado foi um FPGAXC3S1000 Spartan 3, onde a lógica desenvolvida ocupou23% da pastilha com um atraso máximo de propagação paraos sinais de controle de 40,2 nanosegundos. Além disso, afreqüência máxima de operação do circuito digital de con-trole é de 23,4 MHz, sendo bem maior do que a máximafreqüência de aquisição, que é de 50 kHz. Fatos estes quedemonstram a potencialidade da programação via FPGA.

Aquisição ILs

AD7810_ILs.vhd

1 Bit

1 Bit

1 Bit

Gera senoide unitária

Gerasenoide .vhd

1 Bit

Seletor

Sel_ILs_Vin_Vout.vhd

1 Bit

1B

it

Sclk

Convst

Dout

Clk

SincronismoAquis

Clk

1B

it

Sin

alS

incro

nis

mo

1B

it

Push

Button

8B

its

Seno

ide

1 Bit

10 Bits

10 Bits

10 Bits

ILs

Vin

Vout

Clk

2B

its

Alte

raD

ado

1B

it

Habiti

litaS

W

10

Bits

Dado

Aquisição Vin /Vout

AD7810_Vin_Vout.vhd

1 Bit

1 Bit

1 Bit

Sclk’

Convst’

Dout’

1 Bit

PushButton

1 BitClk

Controle “Black Box”

Núcleos

Parametrizáveis

10 BitsILs

10 Bits

10 Bits

Vin

Vout

RefV

out

1B

it

Ata

queG

ate

10

Bits

Proteções

SobreCorrente /

SobreTensão

Proteções _Ref.vhd

Mux 2:1

Mux.vhd

1 Bit

1 Bit

1 Bit

Sclk’

Convst’

Dout’1 Bit

Clk

Converte BCD -

7segmentos

BCD7seg.vhd

1 Bit

8B

its

Senoid

e

1B

it

Ativa

Mux

1B

it

MudaC

anal

1B

it

Ata

queG

ate

1B

it

Ponto 1

Bit

1B

it

1B

it

Habili

ta_dis

p1

Habili

ta_dis

p2

Habili

ta_dis

p3

1B

it

Habili

ta_dis

p4

Clk

Conversão Binário -

BCD

BinBCD .vhd

1 BitClk

4B

its

dis

pla

y1

4B

its

4B

its

disp

lay2

disp

lay3

4B

its

dis

pla

y4

1 BitClk

FPGA

Figura 13: Diagrama de blocos geral do controle em FPGA.

Além disto, os filtros e compensadores foram implementadosatravés da representação direta de sua equação à diferenças,usando aritmética de ponto fixo. Como exemplo de imple-mentação de compensadores e de filtros, usando os núcleosparamatrizáveis, apresenta-se na Figura 14, o filtroNotch de-senvolvido, que é um dos subcomponentes de um dos com-ponentes da entidade.

1

Out1

xlslice[a:b]

Slice

Resource

Estimator

dbl fpt

Gateway In

z-1Delay3

z-1

Delay2

z -1

Delay1

z-1

Delay

cast

Convert1

castConvertb2CMult4

b1

CMult3

a3

CMult2

a2

CMult 1

a1

CMult a+ba

b

a

AddSub3

a+ba

b

a

AddSub2 a+ba

b

a

AddSub1

a+ba

b

a

AddSub

System

Generator

1

Vout

Figura 14: Filtro Notch implementado em FPGA.

Este filtro foi desenvolvido diretamente no plano discretousando a ferramenta de projeto de filtros digitais FDAtool,


presente no ambiente MatLab/Simulink. A freqüência destefiltro é de 120Hz com a taxa de amostragem configuradacomo sendo 10kHz. Para a realização deste filtro foram uti-lizados 5 multiplicadores, 4 somadores, 3 registradores e 3estruturas de conversão de dados. As estruturas de conversãode dados são importantes para que o laço de realimentaçãonão cause a instabilidade do filtro. A tabela 1 mostra os co-eficientes do filtro e a sua configuração aritmética em pontofixo.

Tabela 1: Configuração do filtro Notch digital.

Coeficientes Valor No Bits Pos. Ponto

Fracionário

a1 0,98426052692957455 18 18

a2 -1,9629282891983166 20 18

a3 0,98426052692957455 18 18

b1 1,9629282891983166 19 18

b2 -0,96852105385187315 18 18

3.3 Controle do Reator Eletrônico Utili-zando o Microcontrolador Atmega8

Foi utilizado o microcontrolador Atmega8, o qual possui al-gumas funcionalidades que o torna interessante para o usono controle dos reatores eletrônicos. Este dispositivo per-mite que, após configurada uma de suas saídas PWM paraa liberação dos pulsos, na freqüência desejada para os in-terruptores controlados do estágio inversor, o microcontrola-dor prossiga executando outras rotinas, operando com even-tos concorrentes. Por possuir canais de saída com converso-res AD internos, há a possibilidade da utilização de senso-res de luminosidade, tornando possível adquirir a luminosi-dade do ambiente e adequar a potência processada pela lâm-pada fluorescente. Outra ferramenta também muito impor-tante presente neste dispositivo é o USART (Universal Syn-chronous/Asynchronous Receiver/Transmitter). Este compo-nente interno permite converter um dado serial para paraleloou vice-versa, o que torna possível a interpretação e o pro-cessamento do dado serial enviado pelo microcomputador.

O processo de controle para o sistema de gerenciamento au-tomático opera no modo mestre-escravo, sendo o microcom-putador responsável pelo envio de ordens ao microcontrola-dor, o qual executará as devidas ações a ele desempenhadas;como por exemplo, acionamentos, desligamentos, controlede luminosidade e leitura do sensor de luminosidade e pre-sença. Foi programado um protocolo de partida com pré-aquecimento adequado dos eletrodos das lâmpadas fluores-centes, para reduzir os desgastes provocados durante a igni-

ção destas, maximizando a vida útil do sistema de iluminaçãomulti-lâmpadas (Wakabayashi and Canesin, 2005).

A Figura 15 ilustra a interação existente entre o sistema degerenciamento automático e o microcontrolador.

Figura 15: Diagrama de blocos representativo da atuação dosistema de gerenciamento.

3.4 Interfaceamento e Protocolo de Co-municação entre Microcomputador eMicrocontroladores

Um protocolo de comunicação utilizando o canalfull-duplexcom transmissão de dados serial assíncrona de 8bits (1byte),com transmissão de dados de 2.400bits por segundo e comum únicobit de parada (stop bit) e sem paridade foi desen-volvido para realizar o interfaceamento entre o microcompu-tador e cada microcontrolador. O canalfull-duplex permiteque blocos de mensagens sejam trocados simultaneamenteem ambas as direções (canal bidirecional); assim, o sistemapode estar recebendo dados de um determinado reator e en-viando dados para outro reator eletrônico simultaneamente(Axelson, 1999).

Neste trabalho, a utilização do padrão RS485 juntamentecom o RS232 deve-se à desvantagem do padrão RS232 depossuir limitação com relação a distância entre dispositivose não possibilitar comunicação ponto a ponto. Utilizandoo padrão RS485 é possível prover uma comunicação entrevários dispositivos sem se preocupar com a distância entreeles. A distância total de cabeamento apresenta limite deaté 1200m em baixas velocidades utilizando somente cabosnão blindados. Estas vantagens apresentadas pelo padrãoRS485 devem-se ao modo de operação diferencial, minimi-zando efeitos de terra flutuante. Para o interfaceamento des-tes padrões de comunicação foi utilizado o circuito integado(CI) MAX232, que converte de RS232 para TTL e, em se-guida, de TTL para RS485 utilizando o CI SN75179. Emcada reator é convertido o sinal de RS485 para TTL, o qualé o padrão de comunicação dos microcontroladores. O in-terfaceamento do sistema completo pode ser visualizado nasFiguras 16 e 17.


CabeamentoMax232 SN75179

Microcomputador - PC

RS-232

RS-232

TTL

TTL

RS-485

RS-485

Figura 16: Interfaceamento do sistema até o cabeamento.

Driver

IR2104

SH

B

ACabeamento SN75179MicroContro

ladorRS-485

RS-485

TTL

TTL

SL

MicroControlador

Figura 17: Interfaceamento do cabeamento até cada estágioinversor.

O protocolo de comunicação utilizado foi criado para fazero endereçamento e o controle dos acionamentos realizadospelo aplicativo. Existem outros protocolos de comunicaçãovigentes e alguns até normatizados. Um protocolo exclusivopara o controle de sistemas de iluminação artificial normati-zado é denominado DALI (Digital Addressable Lighting In-terface), regido pela norma IEC 60929, o qual já está sendoadotado como padrão por grandes fabricantes de reatores ele-trônicos, como a OSRAM, a Philips Lighting e a Internatio-nal Rectifier, por exemplo. No entanto, este protocolo per-mite acoplar ao sistema somente 64 dispositivos, com limitede velocidade de transferência de dados de 1.200 bits porsegundo, além de utilizar cinco condutores para se comuni-car (Contenti et al., 2007). A utilização de cinco condutoresse deve a opção de bidirecionalidade na troca simultânea deinformações e no envio do cabeamento de terra. Existe aalternativa de utilização do protocolo DALI em sua versãounidirecional (com direção revertida mas não simultânea) adois fios (half-duplex) e sem sinal de terra para blindagem.

Com relação ao protocolo desenvolvido neste trabalho estepossui vantagens de não limitar o número de dispositivosacoplados ao sistema, além de prover a comunicação utili-zando somente três condutores, minimizando custos e pro-blemas com interferências eletromagnéticas. Ademais, seadapta a qualquer taxa de transferência, possibilitando a ex-pansão do protocolo para a utilização da portaUSB, a qualopera com elevadas taxas de transferências de dados, alémde oferecer bidirecionalidade na troca de informações entreos diversos dispositivos.

Os dados de comunicação trafegados pelo canal de comuni-cação estão codificados emASCII (American Standard Codefor Information Interchange) e são interpretados pelo micro-computador e pelo microcontrolador. Cada ordem enviadapelo microcomputador ao microcontrolador possui 2bytes:o primeiro é o endereçamento do reator eletrônico e o se-gundo é a ordem de mudança do estado. Caso o microcontro-lador não possua o endereçamento correspondente ao dado,ele permanece no estado anterior à recepção do dado. Para aleitura do sensor de luminosidade, o microcomputador enviasomente umbyte designado pelo protocolo a cada intervalo

de tempo definido e os microcontroladores executam a lei-tura dos conversores ADs para que seja readequado o nívelde luminosidade, caso necessário, desde que o reator eletrô-nico não esteja sofrendo alguma intervenção do sistema degerenciamento.

A interface gráfica e remota desenvolvida em Delphi 7.0 temo intuito de promover uma interface homem-máquina ami-gável ao usuário, permitindo que qualquer usuário, mesmoleigo possa operar o sistema. Este aplicativo permite a inter-venção ou monitoramento de cada reator, executar os acio-namentos e/ou variar independentemente as luminosidades.A partir dele, pode-se ter acesso ao agendamento de acio-namentos em função do dia da semana e do expediente detrabalho do ambiente, programando acionamentos e desliga-mentos de acordo com o horário e/ou necessidade.

Apesar de se ter vários dispositivos e muitas variáveis de con-trole, o software utiliza formulários-mestres, sendo a acumu-lação de dados interna realizada com a utilização de matri-zes. Assim, simplificam-se as tarefas indexando-se linhas ecolunas das matrizes para cada tarefa desejada.

4 RESULTADOS EXPERIMENTAIS

Os resultados apresentados correspondem a um conjunto de15 reatores eletrônicos, com duas lâmpadas fluorescentesF32T8 (32W) para cada reator, totalizando 960 watts depotência luminosa. Na Figura 18 apresentam-se as formasde onda de tensão e de corrente na entrada do estágio Pré-Regulador Retificador Boost, para carga nominal, onde se ve-rifica a excelente qualidade da forma de onda de corrente dre-nada do sistema de alimentação em CA, apresentando umataxa de distorção harmônica de apenas 3,5% e fator de po-tência FP de 0,997, com rendimento da estrutura em torno de95%.

Vin

Iin

Figura 18: Formas de onda da corrente (Iin) e da tensão (Vin)de entrada; (100V/div; 5A/div; 5ms/div).


Para verificar a qualidade dos compensadores projetados, de-graus de carga foram aplicados no sistema de iluminação,sendo estes de meia carga para carga nominal e vice-versa,onde na Figura 19 pode-se observar que a forma de onda decorrente de entrada sempre mantém o formato senoidal e seestabiliza no valor de regime em menos de 2 ciclos de rede.

(a)

(b)

Figura 19: Degraus de carga aplicados. (a) Detalhe dodegrau de meia carga para nominal; (b) Detalhe do de-grau de carga nominal para meia carga. (200V/div; 10A/div;10ms/div).

Um protocolo de partida suave para o estágio Pré-Reguladorfoi desenvolvido a fim de que o mesmo apresentasse um com-portamento adequado deinrush, seguindo como referênciauma rampa de tensão pré-estabelecida. Na Figura 20 sãoapresentadas as formas de onda deste conversor durante apartida.

Na Figura 21 é apresentada a tela inicial do programa paraintervenção no sistema de iluminação via microcomputador,onde o usuário do sistema pode optar pela utilização emmodo "manual"ou "automático".

Durante a utilização em modo "manual"o usuário pode atuarem cada calha separadamente, de acordo com o formulárioapresentado na Figura 22.

Vdc

Vin Iin

Figura 20: Formas de onda da corrente (Iin), da tensão deentrada (Vin) e da tensão no barramento CC (Vdc) (100V/div;10A/div; 20ms/div).

Figura 21: Formulário inicial que possibilita a alteração domodo de operação do sistema de iluminação.

Após a seleção da calha, um novo formulário é executado,conforme Figura 23, o qual permite que o usuário tenha aces-sos a acionamentos, monitoração da porcentagem da potên-cia processada na lâmpada em relação à nominal, permitindoque que o usuário varie a luminosidade de cada conjunto delâmpadas, além de permitir o acesso aos agendamentos deacionamentos em função do dia da semana e ajuste do nívelde luminosidade pelo usuário, conforme mostra a Figura 24.

Durante o processo de partida cada reator eletrônico pré-aquece os filamentos dos eletrodos das lâmpadas fluo-rescentes, maximizando sua vida útil. O protocolo foipré-programado utilizando-se da metodologia proposta em(Wakabayashi and Canesin, 2005). Para o processo de pré-aquecimento do conjunto de lâmpadas idênticas utilizadas,foi injetado um valor eficaz constante de corrente de 500 mA


Figura 22: Seleção da calha onde o usuário pode atuar deforma remota.

Figura 23: Acionamentos e Monitoramentos da “Calha 1”.

nos filamentos dos eletrodos durante 1,42 segundos, comopode ser observado na Figura 25.

Com este protocolo de pré-aquecimento, o valor obtido paraa grandeza Rhc foi de 5,02 ((20,86V/1,67A)/2,489Ω), garan-tindo a eficácia do processo de pré-aquecimento e ignição.Em regime permanente, a lâmpada fluorescente operará nasua potência nominal até que o microcomputador ordene queo microcontrolador faça a leitura do conversor AD, onde estáacoplado o sensor de luminosidade, habilitando a necessáriaalteração do nível de luminosidade, ou até que ocorra algumaintervenção pelo usuário no sistema de gerenciamento.

Observa-se que todas as lâmpadas são sempre acionadaspara a condição nominal, permitindo-se o controle de lumi-nosidade somente após a execução do protocolo completode ignição. Adicionalmente, pode-se ainda ajustar o pro-

(a)

(b)

Figura 24: Acionamentos conforme: (a) dia da semana e (b)ajuste do nível de luminosidade pelo usuário.

tocolo de pré-aquecimento de acordo com a alteração dotipo/fabricante das lâmpadas.

A Figura 26 apresenta as formas de onda da tensão nos fila-mentos dos eletrodos, cujo valor eficaz está de acordo comas normas ANSI (4,29 V), a corrente de entrada do estágioinversor e a corrente de entrada do filtro do estágio inver-sor, quando um reator eletrônico opera na potência nominale freqüência de comutação dos interruptores em 50kHz. NaFigura 27 são apresentadas as formas de onda de corrente ede tensão na lâmpada para a potência nominal.


1.42s vFil

iarc

iCp

(a)

vFil(pp)

= 20.86 V

iFil(pp)

= 1.67 A

vFil

iarc

iCp

(b)

Figura 25: Tensão nos filamentos dos eletrodos (VFIL), cor-rente na coluna de gás da lâmpada (iarc) e corrente no capa-citor Cp (iCp). (a) Duração do pré- aquecimento. (b) Instantesantes da ignição.

Idc

Is

Vgs

VFIL

Figura 26: Tensão nos filamentos dos eletrodos (VFIL); Cor-rente drenada pelo filtro de entrada do reator eletrônico (Idc);Corrente drenada pelo estágio inversor (Is); Pulso de aciona-mento do interruptor controlado superior/inversor (Vgs).

A partir da atuação do usuário no sistema de gerenciamentoou pelo nível de luminosidade ambiente sensorado, o rea-tor passará a operar em outro ponto de operação, como por

VLamp

ILamp

Figura 27: Formas de onda de tensão (VLamp) e de corrente(ILamp) na coluna de gás com potência nominal em uma lâm-pada. (100V/div, 500mA/div, 10us;div).

exemplo, a 50% da potência nominal. Assim, as Figuras 28e 29 apresentam as formas de onda de um reator eletrônicopara tal potência e freqüência de comutação dos interruptoresem 53,20kHz.

Is

Vgs

Idc

Figura 28: Corrente drenada pelo filtro de entrada do rea-tor eletrônico (Idc); Corrente drenada pelo estágio inversor(Is); Pulso de acionamento do interruptor controlado supe-rior/inversor (Vgs).

Com o intuito de se verificar a funcionalidade do duplo fil-tro LC modificado, foram feitas medições da corrente e datensão em um dos interruptores do estágio inversor, da cor-rente drenada do conversor Boost pelo reator eletrônico e datensão de barramento CC do conversor, sendo estas repre-sentadas nas Figuras 30(a) e 30(b), respectivamente. Com aadição deste filtro, verifica-se que são resolvidos os proble-mas de incompatibilidade eletromagnética.

5 CONCLUSÕES

Este artigo apresentou um sistema de iluminação fluores-cente multi-lâmpadas possibilitando a redução das distor-ções harmônicas da corrente drenada do sistema de alimen-tação, utilizando o controle digital por valores médios da


VLamp

ILamp

Figura 29: Formas de onda de tensão (VLamp) e de corrente(ILamp) na coluna de gás com metade da potência. (100V/div,500mA/div, 10us/div).

Vs

Is

(a)

Vdc

Idc

(b)

Figura 30: (a) Formas de onda de tensão (Vs) e corrente emum dos MOSFETS (Is) para a potência nominal em um reator.(b) Formas de onda da tensão de barramento CC (Vdc) e dacorrente drenada pelo reator (Idc).

corrente de entrada e sendo controlado por um dispositivoFPGA. Além disso, apresenta controle pré-programado dopré-aquecimento dos eletrodos, controle de luminosidade in-dividual de cada conjunto de duas lâmpadas fluorescentes,

monitoramento e gerenciamento remoto e sensores de lumi-nosidade e de presença, permitindo assim um controle efici-ente do sistema de iluminação, maior vida útil e otimizaçãodo consumo de energia elétrica. O sistema utiliza microcon-troladores Atmega8 e um aplicativo em plataforma amigávelao usuário, onde é possível gerenciar e supervisionar o sis-tema de iluminação multi-lâmpadas fluorescentes, executaracionamentos remotos e agendamentos em função do expe-diente de trabalho do ambiente.

Com o auxílio de sensores de luminosidade é possível adap-tar a luminosidade à necessidade do local, podendo haverpleno aproveitamento da luz natural, o que torna em algu-mas ocasiões a iluminação artificial complementar à natu-ral, reduzindo o consumo de energia elétrica destinado à ilu-minação, podendo substituir os atuais sistemas de ilumina-ção convencionais. Portanto, o sistema proposto se constituicomo uma rede eficiente para o controle da iluminação fluo-rescente, podendo ainda evoluir com técnicas de inteligênciaartificial para a otimização do controle de luminosidade, daeficiência e do gerenciamento do sistema.

AGRADECIMENTOS

Os autores agradecem à FAPESP e ao CNPq pelo suportefinanceiro concedido para o desenvolvimento deste trabalho.

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