Sistemas de alimentação. Fontes primárias de Corrente Alternada (CA)
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Sistemas de alimentação
Fontes primárias de Corrente Alternada (CA)
Fontes primárias
Frequência Tensão
Européia 50Hz 220, 230V (175-265V)
Amer./Jap. 60, 50Hz 110, 100V (85-135V)
Universal 50-60Hz 110-230V (85-265V)
Aviação 400Hz 115V (80-165V)
Sistema de alimentação com reguladores lineares
Poucos componentes.
Robustos
Não geram EMI e RFI
Pesados e volumosos
Baixo rendimento
Comparação entre fontes lineares e chaveadas
Chaveada Linear
Relação Potência/Peso
30 a 300W/kg 10 a 30W/kg
Relação Potência/Volume
50 a 300W/l 20 a 50W/l
“Ripple”da tensão de saída
1% 0,1%
EMC Importante Desprezíveis
Rendimento 65 a 90% 35 a 55%
Revisão dos conversores c.c./c.c
Conversores sem isolamento elétrico:1.Buck2.Boost3.Buck-Boost
Conversores com isolamento elétrico:1.Flyback2.Duplo Flyback3.Forward4.Duplo Forward
Revisão de Fundamentos de Circuitos
Como calcular a relação entre as variáveis elétricas?
Vamos recordar as propriedades dos indutores e capacitores em circuitos elétricos em regime permanente:
• A tensão média em indutor é nula.
• A corrente média em um capacitor é nula.
Caso contrario, a corrente no indutor e a tensão no capacitor cresceriam indefinidamente (não estaríamos em regime permanente).
vL = 0
+
-
Circuito em
regime
permanente iC = 0
Revisão de Fundamentos de Circuitos
Na forma de onda da tensão em um indutor “a soma dos produtos volts·segundos = 0”
vL = 0
+
-
Circuito em
regime
permanente
iL
Td·T
t
t
iL
Comando
vL
t-
+
Áreas iguais
1. Análise do conversor Buck Modo de condução contínuo
Hipóteses:
• A tensão de saída Vo é constante durante um ciclo de chaveamento.
• A corrente no indutor é sempre maior que zero.
Td·T
t
t
t
t
iS
iD
iL
Comando
iSiL
iDE
VO
iD= iL
VO-+
iS= iL
E VO
+-
Durante D·T
Durante (1-D)·T
2. Análise do conversor Buck
• Tensão média nula no indutor
TD·T
t
t
iL
Comando
vL
t-
+E- VO
IO
- VO
(E- VO)·D·T - VO·(1-D)·T = 0 VO = D·E
• Corrente média nula no capacitor
+ -vL
EiO vO
+
-
iL
iC R
IL = IO = VO/R
3. Análise do conversor Buck
• Aplicação do balanço de potências
IS = IO·VO/E IS = IO·D
• Corrente média no diodo
ID = IL - IS ID = IO·(1-D)
VS max = VD max = EvO
+
-
E
iO
R
iS
iL
iD
+ -vS
vD
+
-
•Tensões máximas
TD·T
t
t
iS
iD
IS
ID
4. Análise do conversor Buck
O conversor “buck” pode ser visto como um transformador de corrente contínua
VO = E·D
IO = Is/D
Transformador ideal de corrente continua
E vO
+
-
R
iOis
1 : D
E·D·T + (E- VO)·(1-D)·T = 0 VO = E/(1-D)• Balanço volts·segundos
VS max = VD max = VO= E/(1-D)• Tensões máximas
iL iD
iSEvO
1. Análise do conversor Boost Modo de condução contínuo
iL iD
iSEvO
R
iO
TD·T
t
t
t
t
iS
iD
iL
Comando
IL
IS
ID
IL = IO·VO/E IL = IO/(1-D)
• Corrente média por diodoID = IO = VO/R
• Corrente media no transistorIL = ID + IS Is = IO.D/(1-D)
• Balanço de potência
2. Análise do conversor Boost
O curto-circuito e sobrecarga no conversor Boost
E R
Este caminho de circulação de corrente não pode ser interrompido atuando sobre o transistor. O conversor não pode ser protegido desta forma.
E·D·T - VO·(1-D)·T = 0 VO = E·D/(1-D)• Balanço volts·segundos
VS max = VD max = E+VO= E/(1-D)• Tensões máximas
+ -vD
vO
+
-
ER
+ -vS
vL
+
-
1. Análise do conversor Buck-Boost Modo de condução contínuo
2. Análise do conversor Buck-Boost
vO
+
-
E
IO
RiL
iDiS
• Balanço de potência
IS = IO·VO/E IS = IO·D/(1-D)
• Corrente média por diodo
ID = IO = VO/R
• Corrente media no indutor
IL = ID + IS IL = IO/(1-D)T
D·Tt
t
t
t
iS
iD
iL
Comando
IL
IS
ID
O modo de condução nos três conversores básicos (I)
(somente um indutor e um diodo)
Conversor
com indutor
e diodo
iO
iL
R vO
+
-E
IL = IO/(1-D) (boost e buck-boost)
IL = IO (buck)
TD·T
t
t
iL
Comando
IL
O valor médio de iL depende de IO:
O modo de condução nos três conversores básicos (II)
• Ao variar IO varía o valor médio de iL
• Ao variar IO não varíam as derivadas de iL (dependem de E e de VO)
t
t
iL IL
iL IL
iL IL
t
R1
Rcrit > R2
R2 > R1
Modo de condução crítico
Modo de condução contínuo
O modo de condução nos três conversores básicos (III)
t
t
iL
IL
Rcrit
t
R3 > Rcrit iL
IL
iL IL
R3 > Rcrit
Modo contínuo
Modo descontínuo
O que acontece se R > Rcrit ?
Fatores que originam o modo de condução descontínuo do conversor:
t
t
iL
t
iL
iL
• Diminuição do valor do indutor.
• Diminuição da freqüência de chaveamento.
• Aumento do valor do resistor de carga (diminuição do valor médio da corrente no indutor).
Existem 3 estados distintos:
• Condução do transistor (D·T)
• Condução do diodo (D’·T)
• Transistor e diodo bloqueados (1-D-D’)·T
Exemplo
VOE
VOE E VO
VOE
(D·T) (1-D-D’)·T(D’·T)
Modo descontínuo de condução
IL
tiL
Comando
t
vL
T
D·Tt
D’·T
+-
iD
t
ID
VO
E
VOE
(D·T)
VOE
(D’·T)
E = L·iLmax/(D·T)
iL
t
IL
vL
T
D·Tt
D’·T
+-
iD
t
ID
VO
E
iLmax
iLmax
Relação de transformação M=VO/E :
M =D/(k)1/2 , sendo: k =2·L / (R·T)
Relação de transformação no modo descontinuo (p.e. buck-boost)
VO = L·iLmax/(D’·T)
ID = iLmax·D’/2
ID = VO/R
• Relação transformação modo descontinuo, M:
M = D / (k)1/2 , sendo: k = 2·L / (R·T)
• Relação transformação modo continuo, N:
N = D / (1-D)
• Na fronteira: M = N, R = Rcrit , k = kcrit
kcrit = (1-D)2
• Modo contínuo: k > kcrit
• Modo descontínuo: k < kcrit
Fronteira entre modos de condução (buck-boost)
t
iL
iL
Rcrit
N = D
2M =
1 + 1 + 4·k
D2
kcrit = (1-D)
kcrit max = 1
DM =
k
DN =
1-D
kcrit = (1-D)2
kcrit max = 1
2M =
1 + 1 + 4·D2
k
1N =
1-D
kcrit = D(1-D)2
kcrit max = 4/27
Buck Buck-Boost
Boost
Extensão a outros conversores
1. Incorporação do isolamento galvânico ao conversor buck-boost
Muito fácil incorporar o isolamento galvânico
2. Incorporação do isolamento galvânico ao conversor buck-boost
O indutor e o transformador podem ser integrados em um único dispositivo magnético. Este dispositivo magnético se calcula como um indutor, e não como um transformador.
• Deve armazenar energia.
• Normalmente tem entreferro
Conversor Flyback
vO
+
-vS
+
-
E
+
-vD
n1 n2
“Soma dos produtos (volts/espiras)·segundos = 0”
D·T·E/n1 - (1-D)·T·VO/n2 = 0
VO = E·(n2/n1)·D/(1-D)
VD max = E·n2/n1 + VO= E·(n2/n1)·/(1-D)
VS max = E+VO·n1/n2 = E/(1-D)
Máximas tensões
Análise do conversor Flyback Modo de condução contínuo
Dois transistores
Baixas tensões nos semicondutores
VO = E·(n2/n1)·d/(1-D) (em m.c.)
Dmax = 0.5
VS1 max = vS2 max = E
VD1 max = vD2 max = E
VD3 max = E·(n2/n1)·/(1-D)
En1 : n2
S1 D3
D1
D2
S2
VO
Conversor Duplo Flyback
Incorporação do isolamento galvânico ao conversor Boost
•Não é possivel Não é possivel incorporar o isolamento
galvânico com um único transistor
•Com vários transistores pontes alimentadas em corrente
1. Incorporação do isolamento galvânico ao conversor buck
Não pode ser feito porque o transformador não pode ser desmagnetizado
Lm
2. Incorporação do isolamento galvânico ao conversor buck
Não pode ser feito porque o transformador é desmagnetizado instantaneamente (sobretensão infinita).
Lm
D2
D1
3. Incorporação do isolamento galvânico ao conversor buck
Esta é a solução
Lm
Dipolo de tensão constante
Operação em regime permanente de um elemento magnético com dois enrolamentos
Circuito em regime
permanente
n1 : n2
v1 v2
+
-
+
-
(vi /ni) = 0
vi = ni · d/dt
= B - A = (vi/ni)·dtB
A
Lei de Faraday:
Em regime permanente:
()em um período=0
Logo:
Se se excita o elemento magnético com ondas quadradas:
“soma dos produtos (volts/espiras)·segundos = 0”
Operação em regime permanente de um elemento magnético com vários enrolamentos: exemplo
“Soma dos produtos (volts/espiras)·segundos = 0”
(E/n1)·D1·T - (V2/n2)·D2·T = 0 D2 = D1·n2·E/(n1·V2)
tvi/ni
T
D1·Tt
D2·T
+-
V1/n1
max
V2/n2
Para assegurar a desmagnetização: D2 < 1 - D1
E
V2
n2
n1
V1
Levando em conta:
D’ = D·n2/n1 D’ < 1 - D
obtemos:
D < n1/(n1 + n2) Dmax = n1/(n1 + n2)
1. O conversor Forward
E
n2
n1
Desmagnetização baseada na tensão de entrada
V1 = V2 = E V1
V2
n2
n1
2. O conversor Forward
VO
n2:n3
n1
+
-vD2
vS
+
-
vD1
+
-E
VS max = E+E·n1/n2 = E/(1-Dmax)
VD1 max = E·n3/n1
VD2 max = E·n3/n2
Dmax = n1/(n1 + n2)
E·n3/n1 VO
+-
Durante D·T
VO-+
Durante (1-D)·TVO = D·E·n3/n1 (modo contínuo)
3. O conversor Forward
iD2
VOE n2:n3
n1
iS
iL
iD1
iD3iO
iD2·n3/n1
TD·T
tComando
t
iL iO
D’·T
iD3
iD2
iD1
iS
t
t
t
t
ID2 = IO·D ID1 = IO·(1-D)
Im = E·T·D2/(2·Lm) (ref. ao primário)
IS = IO·D·n3/n1 + Im ID3 = Im
Variação de E
vD2
VO
n2:n3
n1
+
-
vS
+
-
vD1
+
-E
t
vi/ni
t+-
E/n1
max
E/n2
E máximo
t
vi/ni
t+-
E/n1
max
E/n2E mínimo
t
vi/ni
t+-
E/n1
max
E/n2
Tensão alimentação mínima
Existem outras formas de desmagnetizar o transformador?
t
vi/ni
t+-
E/n1
max
VC/n1
Snubber RCD
Baixo rendimento
Integração de componente parasitas
Útil para retificador sincrono autoexc.
VC
E
Lm
LdE
Outras formas de desmagnetizar o transformador: Desmagnetização ressonante
Pequena variação de E
Integração de componentes parasitas
Útil para retificador sincrono autoexc.
vT
t+-
(Resonant reset)vT
+
-E
Lm
LdE
t
vi/ni
t+-
E/n1
VC/n1
Dois transistores
Integração de componentes parasitas
Útil para retificador sincrono autoexc.
Fluxo médio nulo
Outras formas de desmagnetizar o transformador: Snubber ativo
(Active clamp)
VC = E·D/(1-D)
VC
E
Lm
LdE
Dois transistores
Tensão máxima no transistor igual a E
Outras formas de desmagn. o transf.: Conversor Forward com dois transistores
t
vi/ni
t+-
E/n1
max
E/n1
Dmax = 0.5
VO = D·E·n2/n1 (en modo continuo)
VS1 max = VS2 max =E
VD1 max = VD2 max = E
VD3 max = VD4 max = E·n2/n1
En1 : n2
S1D4
D3
D1
D2
S2
VO
Fonte com múltiplas saídas: Uma saída controlando o chaveamento do transistor e as outras com regulador linear
Pos-reguladores lineares
Eficiente
Caro
Complexo
Fontes com múltiplas saídas baseados em um único conversor (regulação cruzada)
• Regula-se apenas uma saída
• As outras ficam parcialmente reguladas
Importante: a impedância parasita associada a cada saída deve ser a menor possível
Os conversores “flyback” e “forward” com regulação cruzada
Funciona bem se o transformador estiver bem feito
Pior:1.Presença do indutor de filtro.2.Os modos de condução de cadasaída podem ser diferentes.
Melhorando a regulação cruzada em o conversor “forward”
Os dois enrolamentos operam no mesmo modo de condução
n1
n2
n3
n4
Condição de projeto:n1/ n2 = n3/ n4
Revisão dos conversores c.c./c.a./c.c.
Conversores com isolamento elétrico:1.Push-Pull2.Meia Ponte3.Ponte Completa
Conv. cc/cc “push-pull”
Ret. com transf. “tap” central
Ret. com dois indutores
Conv. cc/cc “push-pull”
Ret. em ponte
Conv. cc/cc “push-pull”
1. Conversor Push-Pull
Conversor “forward” Conversor “forward”
Conversor “push-pull”
B
B
H
B
B
H
2. Conversor Push-Pull
S2 S1
n1 : n2
n1
n1
n2
n2
E
VO
L
• Circuito equivalente quando conduz S2:
E·n2/n1
L VO
• Circuito equivalente quando conduz S1:
E·n2/n1
LVO
O que acontece quando nenhum dos transistores conduz?
3. Conversor Push-Pull
L
VO
iL
D1
D2
iL1
iL2
• Circuito equivalente quando não conduzem nem S1 nem S2:
• Conduzem ambos diodos a tensão no transformador é zero
• As correntes iL1 e iL1 devem ser tais que:
iL1 + iL2 = iL
iL1 - iL2 = iLm (sec. trans.)
VOL
4. Conversor Push-Pull
• A tensão vD é a mesma que em um conv. “forward” com uma razão cíclica 2·D
VO = 2·D·E·n2/n1 (en modo continuo)
• vsmax = 2·E vD1max = vD2max = 2·E·n2/n1
t
vS2
t
t
Td·T
t
tComando
t
vS1
vD1
vD2
vD
2·E
2·E
E·n2/n1
2·E·n2/n1
2·E·n2/n1
S1S2
S2
n1
n1
n2
n2
E
VO
LvD
+
-S1
+
-vD1
+
-vD2
vS1
+
-
+
-vS2
D1
D2
Dmax = 0.5
5. Tensões no conversor “push-pull”
Correntes médias:
IS1 = IS2 = IO·D·(n2/n1) ID1 = ID2 = IO/2
t
t
t
iL
Comando
iS2
t
iD1
iS1
t
Td·T
t
iD2
S1 S2
S2 S1
n1 : n2
n1
n1
n2
n2
E
VO
L
iS1
iL
D1
D2
iD1
iD2
iS2
iO
Dmax = 0.5
6. Correntes no conversor “push-pull”
S2 S1
n1
n1E
VO
iS1
iS2
• No controle por “modo tensão” pode-se saturar o transformador por assimetrías na duração dos tempos de condução dos transistores
• Ideal utilizar-se o controle por “modo corrente”
B
B
H
7. Conversor Push-Pull
• A tensão vD é a metade daquela que ocorre no conversor “push-pull” VO = D·E·n2/n1 (modo contínuo)
• vsmax = E vD1max = vD2max = 2.E·n2/n1
t
vS2
t
t
Td·T
t
tComando
t
vS1
vD1
vD2
vD
E
E
E·0.5·n2/n1
2.E·n2/n1
2.E·n2/n1
S1S2
VO
S2
n1
n2
n2E
L
vD
+
-
S1
+
-vD1
+
-vD2
vS1
+
-
+
-
vS2
D1
D2
E/2
E/2 Dmax = 0.5
1. Conversor em Meia Ponte (“half bridge”)
2. Correntes no Conversor em Meia Ponte
Correntes médias:
IS1 = IS2 = IO·D·(n2/n1) ID1 = ID2 = IO/2
t
t
t
iL
Comando
iS2
t
iD1
iS1
t
Td·T
t
iD2
S1 S2
iD1 iL
S2
n1
n2
n2E
L
iO
S1
iD2
iS1
iS2
D1
D2
VO
E/2
E/2 Dmax = 0.5
1. O Conversor em Ponte Completa (“full bridge”)
• A tensão vD é igual aquela do conversor “push-pull” VO = 2·D·E·n2/n1 (modo contínuo)
• vsmax = E vD1max = vD2max = 2·E·n2/n1
vS2, vS3
t
Comando
t
vS1, vS4 E
E
t
t
t
Td·T
t
vD1
vD2
vD E·n2/n1
2·E·n2/n1
2·E·n2/n1
S1, S4S2, S3VO
S3
n1
n2
n2E
L
vD
+
-
S4
+
-vD1
+
-vD2
vS4
+
-
+
-
vS3
D1
D2
S1
S2Dmax = 0.5
2. Correntes no conversor em Ponte Completa
Correntes médias:
IS3 = IS4 = IO·D·(n2/n1) ID1 = ID2 = IO/2
iD1iL iO
iD2
iS4
VO
S3
n1
n2
n2E
L
S4
D1
D2
S1
S2
iS3
t
t
t
iL
Comando
iS2, iS3
t
iD1
iS1, iS4
t
Td·T
t
iD2
S2, S3S1, S4
Dmax = 0.5
Problemas de saturação do transformador do conversor em ponte completa
• No controle por “modo tensão” pode-se saturar o transformador por assimetrías na duração dos tempos de condução dos transistores
• Soluções:
• Colocar um capacitor em série CS
• Usar controle por “modo corrente”
S2
S1CS
E
VO
S3
S4
Conversor c.c./c.c. “Push-Pull” alimentado em corrente
Conversor c.c./c.c. em ponte alimentado em corrente
Conversores com Barramento tipo Fonte de Corrente
t
Comando de S1
t
Comando de S2
t
vS2
t
Td·T
t
t
vS1
vD1 2·VO
2·VO·n1/n2
2·VO·n1/n2
VO
vD2 2·VO
VOE
+
-E
VO·n1/n2 VO·n1/n2
E+-
Conduzem S1 e S2
S1 está bloqueado
S2 está bloqueado
n1
n1
n2
n2E
VO
S2S1
+
-vD1
+
-vD2
vS2
+
-
Dmin = 0.5
1. Conversor “push-pull” alimentado em corrente
E
Conduzem S1 e S2
+
-E
VO·n1/n2
S1 bloqueado
VO·n1/n2
+-E
S2 bloqueado
E
Conduzem S1 e S2
Aplicando o balanço “volts·segundos”
VO = E·(n2/n1)/2(1-D) (modo contínuo)
d·T (1-d)·T
dura t1 dura t1 dura t2 dura t2
2. Conversor “push-pull” alimentado em corrente
iL
iO
n1
n1
n2
n2ES2S1
iD1
iD2
iS2
Dmin = 0.5
iS1
Td·T
t
iD1
t
iS2
t
tiS1
iL
t
Comando de S1
t
Comando de S2
iD2
IS1 = IS2 = IO·(n2/n1)/4(1-D)
ID1 = ID2 = IO/2
3. Correntes no “push-pull” alimentado em corrente
E VO
n1 n2
n2 n1
VO E
D 1-D
1-D D
Modificações
VO = E·D
E VO
Buck VO = E/(1-D)
E VO
Boost
Conversores alimentados em tensão vs. alimentados em corrente
“Push-pull” alimentado em tensão
VO = 2·D·E·n2/n1
EVO
n1
n1
n2
n2
“Push-pull” alimentado em corrente
VO = E·(n2/n1)/2(1-D)
EVO
n1
n1
n2
n2
Problema do desligamento do conversor “push-pull” alimentado em corrente
S2S1
iLTemos que garantir que o fluxo no indutor não se anule quando são bloqueados S1 e S2 no momento de desligamento do conversor
iL
Outro modo de desmagnetizar o indutor de entrada
Desmagnetização em direção a
entrada
Desmagnetizaçãoem direção a
saída
A ponte completa alimentada em corrente
Desmagnetização em direção a entrada
Desmagnetização em direção a saída
Se comporta como un “push-pull”
alimentado em corrente, exceto a
tensão máxima no transistor (que
é Vo*)
Retificador em ponte na saída
“Push-pull” alimentado em corrente
Ponte completa alimentada em corrente
d1-d
i2i1
Entrada Saída
i2i1
1 : Nt
i1
t
i2
Situação ideal Situação ideal
Como devem ser as correntes na entrada e na saída de um conversor?
t
i1
i1
t
t
i2
t
i2
t
i2
i1
t
Buck-boost
i2i1
Boost
i2i1
Buck
i2i1
descontínuacontínua
descontínuacontínua
descontínua descontínua
Corrente de entrada em cada conversor
Buck
Boost
Buck-Boost
Filtrando a corrente descontínua de um conversor
Fluxo de potência
Redutor / elevador
V1 V2< V1
Fluxo de potência
Red.-elev. / Red.-elev.
V1 V2
Conversores reversíveis
Retificador síncrono
• Em conversores com tensão de saída baixa (≈ 1,2 a 5V) e correntes muito elevadas (>20A), a queda de tensão no diodo retificador, vis a vis da tensão de saída, é elevada e torna difícil o controle da tensão de saída.
• A queda de tensão de um diodo PIN é da ordem de 1,0V enquanto que a do diodo Schotky é de 0,5V.
• Solução: Retificador síncrono apresenta queda de tensão inferior a 0,1V
Fonte
Dreno
Porta
p
n+
n-
Curto circuito n+p
Diodo parasita
Retificador Síncrono
O transistor MosFet é utilizado como diodo, graças a pequena rdson
Retificação convencional Retificação síncrona
Retificador Síncrono autoexcitado (Vsaida < 5V)
Retificação convencional Retificação síncrona
Retificador Síncrono autoexcitado (Vsaida < 5V) Retificadores de meia onda
Conversor Meia Ponte assimétrico
Meia ponte com controle complementar
1-D
D
D·E
(1-D)·E
E
(1-D)·E D
1-DE
D·E