UNIVERSIDADE PRESBITERIANA MACKENZIE PROGRAMA DE...

UNIVERSIDADE PRESBITERIANA MACKENZIEPROGRAMA DE POS-GRADUACAO EM

ENGENHARIA ELETRICA E COMPUTACAO

GEORGE HENRIQUE MARANHAO GARCIA DEOLIVEIRA

IMPLEMENTACAO DE TECNICAS ROBUSTAS DE

CODIFICACAO E MODULACAO PARA O SISTEMA

ISDB-TB LDM

Sao Paulo2017

UNIVERSIDADE PRESBITERIANA MACKENZIEPROGRAMA DE POS-GRADUACAO EM

ENGENHARIA ELETRICA E COMPUTACAO

George Henrique Maranhao Garcia de Oliveira

Implementacao de tecnicas robustas de codificacao e modulacao

para o sistema ISDB-TB LDM

Dissertacao de Mestrado apresentada aoPrograma de Pos-Graduacao em EngenhariaEletrica e Computacao da UniversidadePresbiteriana Mackenzie para obtencao doTıtulo de Mestre em Engenharia Eletrica.

Orientador: Prof. Dr. Cristiano Akamine

Sao Paulo2017

O48i Oliveira, George Henrique Maranhão Garcia de

Implementação de técnicas robustas de codificação e

modulação para o sistema ISDB-TB LDM. / George

Henrique Maranhão Garcia de Oliveira - 2017.

66f.: il., 30 cm

Dissertação (Mestrado em Engenharia Elétrica) –

Universidade Presbiteriana Mackenzie, São Paulo, 2017.

Orientadores: Prof. Dr. Cristiano Akamine

Bibliografia: f. 64-66

1. ISDB-T. 2. SDR. 3. LDPC. 4. LDM. 5. NUC. Título.

CDD 621.38807

Dedico este trabalho a minha famılia ea minha namorada, pessoas que sempre meapoiaram e incentivaram a estudar e crescerna vida. Sou grato por todo amor, carinho epaciencia, especialmente ao longo do cursode Mestrado. Amo voces!

AGRADECIMENTOS

Em primeiro lugar, a Deus por ser minha fortaleza e sempre me dar forcas para seguirem frente.

Ao meu orientador Professor Doutor Cristiano Akamine pela dedicacao, atencao epaciencia ao longo do desenvolvimento deste trabalho.

Ao Instituto Prebiteriano Mackenzie, ao Fundo Mackenzie de Pesquisa, MackPesquisa,e ao Laboratorio de TV Digital da Universidade Presbiteriana Mackenzie pela concessaode bolsas de estudos durante o decorrer do curso, permitindo a oportunidade de conti-nuar meu desenvolvimento academico em uma escola com excelencia no ensino como aUniversidade Presbiteriana Mackenzie.

Ao Conselho Nacional de Desenvolvimento Cientıfico e Tecnologico (CNPq).

A minha famılia, por sempre me apoiar e me dar forcar para continuar estudando eme aprimorando cada vez mais.

Ao Laboratorio de TV Digital pela oportunidade de estagiar neste renomado centrode pesquisas por dois anos.

Ao Laboratorio de TV Digital pela oportunidade de integrar esta equipe extrema-mente competente como colaborador.

A todos os colegas do Laboratorio de TV Digital da Universidade Presbiteriana Mac-kenzie por compartilharem comigo parte de seu rico conhecimento ao longo destes quatroanos de convivencia.

Aos meus amigos e companheiros da pos-graduacao pelas secoes de estudos, dicas eamizade nestes dois anos de curso.

RESUMO

Este trabalho apresenta as caracterısticas do ISDB-TB, adotado no Brasil como partedo Sistema Brasileiro de TV Digital (SBTVD) e os desafios e adaptacoes necessarias paraas proximas geracoes da TV digital. O trabalho tambem mostra o historico das tecnolo-gias SDR, camada fısica LDM, modulacoes NUC e codigo corretor de erro LDPC. Suasvantagens de utilizacao sao demonstradas em termos de sua eficiencia espectral, robusteze do aumento da taxa de dados transmitida. Um sistema de comunicacao digital unindoestas tecnologias e proposto, permitindo a compatibilidade com o sistema ISDB-TB. Ofoco deste trabalho sao as etapas de codificacao e modulacao da camada inferior do LDM,permitindo maior desempenho desta tecnica no sistema ISDB-TB. Esta implementacaofoi realizada com o software GNU Radio Companion e o uso da linguagem C++.

Palavras-chave: ISDB-T, SDR, LDPC, LDM, NUC

i

ABSTRACT

This work presents the characteristics of the ISDB-TB, adopted in Brazil as part ofDigital TV Brazilian System (SBTVD) and the challenges and needed adaptations forthe next digital TV generations. It also shows the historic of SDR, physical layer LDM,NUC modulations and error correction code LDPC technologies. Their advantages aredemonstrated in terms of efficient use of spectrum, robustness and increase of transmissionrate. A digital communication system with this technologies was proposed, allowing thecompatibility with the ISDB-TB system. The focus of this work are the stages of codingand modulation in the LDM lower layer, enabling better performance of this technique inthe ISDB-TB system. This implementation was performed with the software GNU RadioCompanion and the use of the C ++ language.

Key-words: ISDB-T, SDR, LDPC, LDM, NUC

ii

LISTA DE ABREVIATURAS E SIGLAS

AC1 Auxiliary Channel 1

AC2 Auxiliary Channel 2

A/D Analogico/Digital

ATSC 3.0 Advanced Television Systems Commitee 3.0

AWGN Additive White Gaussian Noise

BCH Bose-Chaudhuri-Hocquenghem

BMSB 2016 Broadband Multimedia Systems and Broadcasting 2016

BPSK Binary Phase Shift Keying

BST-OFDM Band Segmented Transmission OFDM

BTS Broadcast Transport Stream

CC Codigo Convolucional

Cloud Txn Cloud Transmission

CP Continual Pilots

CR Code Rate

CRC Communications Research Centre

D/A Digital/Analogico

DFT Discrete Fourier Transform

ETRI Electronics and Telecommunications Research Institute

FFT Fast Fourier Transform

GF Galois Field

GRC GNU Radio Companion

I In Phase

ICI Inter Carrier Interference

IFFT Inverse Fast Fourier Transform

IIP ISDB-T Information Packet

IL Injection Level

iii

ISDB-TB Integrated Services Digital Broadcasting Terrestrial - Version B

ISI Inter Symbol Interference

LDM Layer Division Multiplexing

LDPC Low Density Parity Check

LL Lower Layer

LLR loglikelihood ratio

MCCI Modulation Configuration Control Information

NUC Non Uniform Constellation

OFDM Orthogonal Frequency Division Multiplexing

One-Seg One Segment

PRBS Pseudo Random Binary Sequence

PRBS23 Pseudo Random Binary Sequence 23

Q Quadrature

QAM Quadrature Amplitude Modulation

QPSK Quadrature Phase Shift Keying

RF Radiofrequencia

RS Reed Solomon

SBTVD Sistema Brasileiro de TV Digital

SDR Software Defined Radio

SNR Signal to Noise Ratio

SP Scattered Pilots

S/P Serial/Paralelo

SR Software Radio

TMCC Transmission and Multiplexing Configuration Control

TS Transport Stream

TSP Transport Stream Packet

UL Upper Layer

iv

LISTA DE FIGURAS

Figura 1 Panorama dos sistemas de Radiodifusao no mundo. . . . . . . . . . 5

Figura 2 Visao geral da transmissao do sistema ISDB-TB. . . . . . . . . . . . 5

Figura 3 Diagrama de blocos da codificacao de canal. . . . . . . . . . . . . . 6

Figura 4 Circuito de codificacao convolucional do ISDB-TB. . . . . . . . . . 9

Figura 5 Constelacao QPSK. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 11

Figura 6 Constelacao 16-QAM. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 11

Figura 7 Constelacao 64-QAM. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 12

Figura 8 Diagrama de blocos do entrelacador de frequencia. . . . . . . . . . . 14

Figura 9 Ordem dos segmentos no ISDB-TB. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15

Figura 10 Estrutura de um quadro OFDM na modulacao coerente. . . . . . . 16

Figura 11 Constelacao na saıda do quadro OFDM. . . . . . . . . . . . . . . . 16

Figura 12 Insercao do Intervalo de Guarda. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17

Figura 13 Esquema da modulacao LDM utilizando duas camadas. . . . . . . . 18

Figura 14 Diagrama de blocos de modulacao usando LDM. . . . . . . . . . . . 19

Figura 15 Diagrama de blocos de demodulacao usando LDM. . . . . . . . . . 19

Figura 16 Exemplo de grafo de Tanner. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 22

Figura 17 Matriz H utilizada para construcao do Grafo. . . . . . . . . . . . . 22

Figura 18 Exemplo de ciclo no grafo de Tanner. . . . . . . . . . . . . . . . . . 27

Figura 19 Constelacao 64NUQAM - CR = 8/15. . . . . . . . . . . . . . . . . 32

Figura 20 Constelacao 64NUQAM - CR = 11/15. . . . . . . . . . . . . . . . . 32

Figura 21 Alteracao do valor do sımbolo transmitido. . . . . . . . . . . . . . . 33

Figura 22 Calculo do valor LLR em uma constelacao QPSK. . . . . . . . . . . 34

Figura 23 Diagrama de blocos de um SDR. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 36

Figura 24 Transmissor ISDB-TB LDM. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 38

Figura 25 Receptor ISDB-TB LDM. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 39

Figura 26 Flowgraph do Transmissor ISDB-TB LDM - GRC. . . . . . . . . . . 40

Figura 27 Flowgraph do UL do Transmissor ISDB-TB LDM - GRC. . . . . . . 40

Figura 28 Flowgraph do LL do Transmissor ISDB-TB LDM - GRC. . . . . . . 40

Figura 29 Flowgraph da etapa de Transmissao do Transmissor ISDB-TB LDM- GRC. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 41

v

Figura 30 Flowgraph do Receptor ISDB-TB LDM - GRC. . . . . . . . . . . . 41

Figura 31 Flowgraph da etapa de recepcao do Receptor ISDB-TB LDM - GRC. 41

Figura 32 Flowgraph da recuperacao do UL do Receptor ISDB-TB LDM - GRC. 41

Figura 33 Flowgraph da reconstrucao do UL do Receptor ISDB-TB LDM - GRC. 42

Figura 34 Constelacao Simulada - CR 3/4 - IL 1 dB. . . . . . . . . . . . . . . 43

Figura 35 Constelacao Simulada - CR 3/4 - IL 3 dB. . . . . . . . . . . . . . . 43

Figura 36 Constelacao Simulada - CR 3/4 - IL 10 dB. . . . . . . . . . . . . . 43

Figura 37 Setup de testes - Constelacao. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 44

Figura 38 Constelacao - CR = 1/2. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 44

Figura 39 Constelacao - CR = 3/4. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 45

Figura 40 Constelacao na saıda da decodificacao de canal. . . . . . . . . . . . 45

Figura 41 Constelacao na saıda do cancelamento do UL. . . . . . . . . . . . . 46

vi

LISTA DE TABELAS

Tabela 1 Puncionamento no codigo convolucional. . . . . . . . . . . . . . . . 9

Tabela 2 Ajuste de atraso no Entrelacador de Bit. . . . . . . . . . . . . . . . 10

Tabela 3 Mapeamento para modulacao QPSK. . . . . . . . . . . . . . . . . . 11

Tabela 4 Normalizacao apos mapeamento. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 12

Tabela 5 Numero de portadoras para modulacao coerente do ISDB-TB. . . . 13

Tabela 6 Atrasos do Entrelacador Temporal no modo 3 (8k). . . . . . . . . . 14

Tabela 7 Exemplo Check Nodes. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 24

Tabela 8 Exemplo Variable Nodes. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 24

Tabela 9 Polinomios BCH - N = 64800. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 29

Tabela 10 Polinomios BCH - N = 16200. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 29

Tabela 11 Mapeamento para modulacao 64NUQAM - 1. . . . . . . . . . . . . 31

Tabela 12 Mapeamento para modulacao 64NUQAM - 2. . . . . . . . . . . . . 31

Tabela 13 Tabela de referencia. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 32

Tabela 14 Limiar sem a tecnologia LDM. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 46

Tabela 15 Limiar com a tecnologia LDM. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 47

vii

SUMARIO

1 INTRODUCAO 1

1.1 Objetivos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2

1.2 Metodologia . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2

1.3 Estrutura do trabalho . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3

2 Sistema ISDB-TB 4

2.1 Separador de Camadas . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5

2.2 Codificador Reed Solomon . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 7

2.3 Dispersor de Energia . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 7

2.4 Entrelacador de Byte . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 8

2.5 Codificador Convolucional . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 8

2.6 Entrelacador de Bit . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 9

2.7 Mapeamento . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 10

2.8 Combinador de camadas . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 12

2.9 Entrelacador Temporal . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 13

2.10 Entrelacador em Frequencia . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 13

2.11 Estrutura de quadro OFDM . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15

2.12 Modulacao OFDM . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15

3 Camada fısica LDM 18

3.1 Codigo corretor de erro LDPC . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 20

3.2 Codigo BCH . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 28

3.3 Modulacao NUC . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 30

3.4 Demodulacao Soft Decision . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 33

3.5 Tecnologia SDR . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 35

4 Desenvolvimento 37

4.1 Resultados Finais . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 46

5 Conclusao 48

5.1 Trabalhos Futuros . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 49

5.2 Artigos publicados . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 49

viii

5.3 Vıdeos publicados . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 49

REFERENCIAS BIBLIOGRAFICAS 50

ix

1 INTRODUCAO

Utilizar Software Defined Radio (SDR) em um projeto de comunicacao permite flexi-

bilidade de hardware, uma vez que as funcoes sao implementadas via software (MITOLA

J., 1993). O processamento realizado pelo SDR permite a reducao de custos em um pro-

jeto, substituindo equipamentos que realizam tratamento de sinais, utilizando logica de

programacao. Este custo em um sistema com transceptor, por exemplo, pode ser ate dez

vezes menor (SRUTHI et al., 2013).

Com o avanco da tecnologia, os sistemas de comunicacao sem fio de banda larga vem

requisitando aumento de sua faixa espectral. Isto impacta na reducao do espectro para

servicos tradicionais, como por exemplo, a TV digital, o radio AM e FM(WU et al.,

2012). Para contornar esta situacao, o setor de Radiodifusao tem estudado tecnicas que

podem aumentar a eficiencia espectral. Um dos importantes resultados destes estudos,

foi a descoberta da tecnica de camada fısica Layer Division Multiplexing (LDM) (PARK

et al., 2015). O uso desta tecnologia em um sistema de TV digital pode impactar no

aumento da eficiencia espectral em ate 28% (MONTALBAN et al., 2013).

Alem da flexibilidade do SDR e da eficiencia espectral do LDM, e necessario otimizar a

quantidade de bits enviados e recebidos sem erro, dado um determinado valor de Signal to

Noise Ratio (SNR). Para evitar estes erros na recepcao do sinal, os codigos corretores de

erros sao utilizados. Entre eles, um codigo que vem se destacando pela sua proximidade

com o limite teorico estabelecido por Shannon e o codigo Low Density Parity Check

(LDPC) (SHANNON, 1948; RYAN; LIN, 2009). Considerando a possibilidade de utilizar

uma matriz com ordem N de aproximadamente 106 elementos e possıvel chegar a 0.13

dB do limite estabelecido por Shannon (RICHARDSON; SHOKROLLAHI; URBANKE,

2001). A utilizacao do codigo Bose-Chaudhuri-Hocquenghem (BCH) concatenado permite

o melhor desempenho do codigo LDPC (ETSI, 2009). A utilizacao de codigos corretores

de erro junto com a tecnica LDM permite valores de SNR entre -2 e -3 dB, o que significa

que o sistema pode receber sinais com potencia menor do que o ruıdo presente no canal

(PARK et al., 2013).

Outro fator que influencia na robustez do sistema e a modulacao utilizada. Tecnicas

de modulacao avancadas tem sido estudadas, entre elas a modulacao com constelacao

1

nao uniforme (Non Uniform Constellation - NUC). Este tipo de modulacao possui ga-

nho significativo em comparacao a modulacao Quadrature Amplitude Modulation (QAM)

utilizada nos sistemas de televisao atualmente (LOGHIN et al., 2016). Devido suas van-

tagens a modulacao NUC foi adotada no novo sistema de Radiodifusao americano, ainda

em desenvolvimento (ATSC, 2016).

1.1 Objetivos

O objetivo do presente trabalho e mostrar a implementacao de tecnicas robustas de

codificacao e modulacao na camada inferior (Lower Layer - LL) da camada fısica LDM e

assim avaliar o desempenho no sistema Integrated Services Digital Broadcasting Terrestrial

- Version B (ISDB-TB) LDM. As tecnicas anteriormente citadas foram implementadas

para aumentar a eficiencia espectral e a robustez do sistema contra os mais variados

tipos de interferencia. O sistema proposto utiliza os estagios de codificacao de canal do

ISDB-TB na camada superior (Upper Layer - UL) do LDM. O sinal LDM passa pela

modulacao Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM) utilizada no sistema

ISDB-TB, desta forma permitindo a retrocompatibilidade.

1.2 Metodologia

Inicialmente foi necessario realizar uma revisao dos conceitos teoricos envolvendo o

sistema ISDB-TB (ABNT, 2008; AKAMINE, 2011; MACIEL, 2014), os SDRs (MITOLA

J., 1993; MITOLA; MAGUIRE, 1999; HAYKIN, 2005; ROCHA, 2014), a tecnica LDM

(MONTALBAN et al., 2013; PARK et al., 2015; PARK et al., 2015; REGUEIRO et al.,

2015; SILVA et al., 2015; ATSC, 2016), os codigos LDPC (RYAN; LIN, 2009; WU et al.,

2012; PARK et al., 2013; BOCHAROVA; KUDRYASHOV; JOHANNESSON, 2014) e a

modulacao NUC (FOSCHINI; GITLIN; WEINSTEIN, 1974; BARSOUM; JONES; FITZ,

2007; LOGHIN et al., 2016).

Posteriormente, o programa de simulacao GRC foi escolhido para testar e implemen-

tar o sistema proposto. Com o simulador escolhido, a implementacao das melhorias do

sistema ISDB-TB LDM foi iniciada. Para esta implementacao foi utilizado o sistema

ISDB-TB implementado previamente (MACIEL, 2014) e a implementacao do sistema

2

ISDB-TB LDM (SILVA et al., 2015). O UL do LDM utilizou todos os blocos do sis-

tema ISDB-TB. Para viabilizar a transmissao em LDM, os codigos BCH e LDPC foram

escolhidos, para serem usados de forma concatenada. A decisao da modulacao mais coe-

rente com a implementacao tambem foi necessaria. A modulacao NUC mostrou-se mais

adequada para este tipo de aplicacao, aumentando a robustez total do sistema (ATSC,

2016). Para a realizacao dos testes, os parametros foram escolhidos e detalhados na secao

de desenvolvimento.

1.3 Estrutura do trabalho

• Capıtulo 2: O sistema ISDB-TB e apresentado, bem como o detalhamento das

tecnicas utilizadas para viabilizar a transmissao em um canal de comunicacao;

• Capıtulo 3: A tecnologia de camada fısica LDM e mostrada. Os codigos LDPC e

BCH, ideais para serem usados com esta tecnica, sao apresentados e detalhados.

A modulacao NUC e apresentada, bom como o contexto atual de sua utilizacao.

Finalmente a tecnologia SDR e mostrada, assim como suas vantagens e aplicacoes;

• Capıtulo 4: Todas as etapas realizadas para o desenvolvimento do presente trabalho

e os resultados sao apresentados;

• Capıtulo 5: As conclusoes do presente trabalho sao mostradas. As indicacoes de

trabalhos futuros sao apresentadas e os artigos publicados detalhados.

3

2 Sistema ISDB-TB

O ISDB-T e um sistema de Radiodifusao criado no Japao em 2003 que utiliza 6,

7 ou 8 MHz de largura de banda. Este sistema e baseado na tecnica Band Segmented

Transmission (BST-OFDM). Esta tecnica utiliza 14 segmentos, cada um possuindo ta-

manho igual a 1/14 da banda utilizada. Destes segmentos, 13 sao usados para transmitir

dados e 1 e utilizado para banda de guarda. Devido a caracterıstica do BST-OFDM,

servicos diferentes podem ser transmitidos ao mesmo tempo. Para isto, basta agrupar a

quantidade desejada de segmentos para transmitir servicos de recepcao portatil, movel e

fixa. A juncao de segmentos podem formar ate tres camadas, denominadas pela norma

do ISDB-T como Camada A, Camada B e Camada C (AKAMINE, 2011).

Este sistema foi adotado pelo Brasil em 2006 e algumas modificacoes foram realiza-

das para a implantacao em 2007. O sistema de televisao digital brasileiro foi chamado

de ISDB-TB. Posteriormente, outros 17 paıses adotaram o uso deste sistema: Peru,

Argentina, Chile, Venezuela, Equador, Costa Rica, Paraguai, Filipinas, Bolıvia, Uruguai,

Maldivas, Botswana, Guatemala, Honduras, Sri Lanka, Nicaragua e El Salvador (DIBEG,

2017). A Figura 1 mostra os paıses que adotaram o ISDB-TB no mapa mundi, o criador

do ISDB-T, Japao, e o panorama atual dos sistemas de Radiodifusao nos outros paıses.

O diagrama da Figura 2 apresenta uma visao geral da transmissao do sistema ISDB-

TB (ABNT, 2008).

O audio e vıdeo gravados sao codificados e multiplexados com informacoes adicionais

como, por exemplo, guia de programacao e Closed Caption. O Transport Stream (TS),

com tamanho de 188 bytes, e criado por meio da multiplexacao dos sinais gerados. Poste-

riormente, o TS e remultiplexado, acrescentando 16 bytes e gerando o Broadcast Transport

Stream (BTS), com tamanho de 204 bytes. Este processo insere informacoes da trans-

missao. O BTS passa pela codificacao de canal e e modulado em OFDM, gerando o sinal

BST-OFDM. Neste estagio, o sinal e amplificado e transmitido (AKAMINE, 2011).

A Figura 3 apresenta o diagrama de blocos contendo a estrutura da codificacao de

canal do sistema ISDB-TB.

4

Figura 1: Panorama dos sistemas de Radiodifusao no mundo.

Fonte: Adaptado de DiBEG (2017).

Figura 2: Visao geral da transmissao do sistema ISDB-TB.

Fonte: (ABNT, 2008).

2.1 Separador de Camadas

A funcao do separador de camadas e vincular cada Transport Stream Packet (TSP)

com a sua respetiva camada. Isso e possıvel por meio da leitura do byte 190 do BTS.

Caso o TSP seja um ISDB-T Information Packet (IIP), o descritor Modulation Configu-

ration Control Information (MCCI) e usado para gerar a Transmission and Multiplexing

Configuration Control (TMCC). A TMCC permite o controle nas etapas de codificacao e

modulacao. Caso o TSP seja um pacote nulo, ele e descartado (MACIEL et al., 2015).

5

Figura 3: Diagrama de blocos da codificacao de canal.

Fonte: Adaptado de ABNT (2008), Akamine (2011).

6

2.2 Codificador Reed Solomon

O Reed Solomon (RS) e um codigo corretor de erro que e robusto contra erros

aleatorios e de banda estreita, pois possui capacidade de correcao de ate 8 bytes (AKA-

MINE, 2011). As Equacoes 1 e 2 mostram como realizar a codificacao da mensagem u,

gerando a palavra codigo v. As variaveis g(x), q(x) e r(x) representam, respectivamente,

o polinomio gerador, o quociente e o resto da divisao. A formula para o calculo do po-

linomio gerador do RS, depende dos parametros do codigo e e apresentada na Equacao 3.

u(x) · xn−k

g(x)= q(x) +

r(x)

g(x)(1)

v(x) = u(x) · xn−k + r(x) (2)

g(x) = (x+ α0)(x+ α1)(x+ α2)...(x+ α2t−1) (3)

Este codigo utiliza o campo de Galois (Galois Field - GF) para realizar os calculos

de soma, subtracao, multiplicacao e divisao. No ISDB-TB o codigo utilizado e o RS(255,

239, 8), valores que correspondem ao tamanho da palavra codigo, tamanho da mensagem

e capacidade de correcao de erros, respectivamente. Como o TS possui tamanho de 188

bytes, o codigo RS citado e adaptado para uma versao encurtada RS(204, 188, 8) para

compatibilidade. Para isso, 51 bytes nulos sao acrescentados na mensagem e removidos

apos a codificacao. O polinomio gerador usado no ISDB-TB e mostrado na Equacao 4

(AKAMINE, 2011).

g(x) = x16 + 59x15 + 13x14 + 104x13 + 189x12 + 68x11 + 209x10 + 30x9 + 8x8 + 163x7+

65x6 + 41x5 + 229x4 + 98x3 + 50x2 + 36x1 + 59 (4)

2.3 Dispersor de Energia

O dispersor de energia e uma tecnica utilizada no sistema ISDB-TB para prevenir

erros nos sımbolos quando ha repeticao de bits zeros ou uns. Estas repeticoes sao geradas

nos ajustes realizados no TSP, com a insercao de bytes 0xFF e 0x00. A implementacao

do dispersor de energia e realizada utilizando uma sequencia pseudo aleatoria binaria

7

(Pseudo Random Binary Sequence - PRBS) e um somador ou-exclusivo (AKAMINE,

2011). No sistema ISDB-TB valor inicial desta sequencia e definido pela norma e vale

100101010000000, sendo o bit mais significado o da esquerda. O polinomio gerador do

PRBS e o polinomio g(x) = 1 + x14 + x15 (ABNT, 2008).

2.4 Entrelacador de Byte

Para realizar o entrelacador de byte e necessario aplicar um ajuste de atraso, que per-

mitira um atraso total de um quadro do BTS em cada camada. Este atraso e necessario

para sincronizar as camadas do sistema, pois os parametros configurados nas diferentes

camadas criam atrasos diferentes em cada TSP. A funcao do entrelacador de byte e dis-

persar as sequencias de bits, desta forma minimizando a ocorrencia de possıveis erros.

Estes erros sao gerados principalmente pelo desvanecimento seletivo no canal de comu-

nicacao e por ruıdos impulsivos (MACIEL et al., 2015). Com o uso de entrelacadores, o

desempenho dos codigos corretores de erro e aumentado significativamente. Isso acontece

porque os bits errados sao espalhados entre pacotes, permitindo a recuperacao dos bits

errados (AKAMINE, 2011).

2.5 Codificador Convolucional

O codigo convolucional (CC) e uma classe dos codigos corretadores de erro que utiliza

memorias. Dessa forma, as saıdas dependem dos estados anteriores. A codificacao e feita

em dois passos: inicialmente e realizada a convolucao entre a entrada e duas sequencias

geradoras, G1 e G2. Por fim, as saıdas resultantes sao multiplexadas gerando a palavra

codigo. No sistema ISDB-TB a sequencias geradoras G1 e G2 valem, respetivamente,

171OCT e 133OCT . O circuito utilizado para realizar a codificacao convolucional no ISDB-

TB e apresentado na Figura 4 (ABNT, 2008).

Apos a codificacao convolucional, a palavra codigo e puncionada para ajustar a taxa

de bits. A sequencia utilizada na transmissao, depende da taxa de codificacao (Code Rate

- CR). Esta sequencia e gerada pelo descarte de alguns bits, como mostrado na Tabela 1.

8

Figura 4: Circuito de codificacao convolucional do ISDB-TB.


Tabela 1: Puncionamento no codigo convolucional.

CR Curva de puncionamento Sequencia de transmissao de sinal

1/2X: 1

X1, Y1Y: 1

2/3X: 1 0

X1, Y1, Y2Y: 1 1

3/4X: 1 0 1

X1, Y1, Y2, X3Y: 1 1 0

5/6X: 1 0 1 0 1

X1, Y1, Y2, X3, Y4, X5Y: 1 1 0 1 0

7/8X: 1 0 0 0 1 0 1

X1, Y1, Y2, X3, Y4, X5, Y6, X7Y: 1 1 1 1 0 1 0


2.6 Entrelacador de Bit

O entrelacador de bit usa conversores serial/paralelo (S/P) com numero de ramos igual

a ordem da modulacao utilizada. Esta tecnica usa um atraso interno que e diretamente

proporcional ao numero de ramos. A Equacao 5 mostra a formula utilizada para calcular

o passo utilizado no atraso de cada ramo (AKAMINE, 2011).

N =120

R− 1(5)

9

Nesta equacao, N e o passo e R e o numero total de ramos. Este atraso acumula ate

120 bits atrasados.

Para realizar o entrelacador de bit e necessario utilizar um ajuste para que o atraso

total do sistema seja igual a dois sımbolos OFDM. Este atraso depende do numero de

segmentos utilizados, da modulacao e do modo utilizado (ABNT, 2008). A Tabela 2

mostra as formulas para cada caso.

Tabela 2: Ajuste de atraso no Entrelacador de Bit.

Modulacao de Valor do ajuste de atraso (numero de bits)a

portadora Modo 1 Modo 2 Modo 3

DQPSK/QPSK (384 x N)-240 (768 x N)-240 (1536 x N)-240

16QAM (768 x N)-480 (1536 x N)-480 (3072 x N)-480

64QAM (1152 x N)-720 (2304 x N)-720 (4608 x N)-720

aN representa o numero de segmentos usados pela camada hierarquica.

Fonte: Adaptado de ABNT (2008).

2.7 Mapeamento

A saıda do entrelacador de bit e modulada em Quadrature Phase Shift Keying (QPSK),

16-QAM ou 64-QAM, dependendo da qualidade do servico desejada. Estas modulacoes

sao geradas por meio de uma tabela, sendo que entram n bits e sai um sımbolo. O sımbolo

e gerado por uma componente em fase (In Phase - I) e uma em quadratura (Quadrature -

Q). O numero de bits n e calculado a partir da ordem de modulacao M, como demonstrado

na Equacao 6.

n = log2M (6)

A Tabela 3 apresenta o mapeamento realizado para M =4. Pode-se notar que a codificacao

Gray e utilizada, para reduzir a interferencia inter simbolica. Esta codificacao ordena a

tabela de mapeamento de forma que, ao gerar a constelacao, os sımbolos proximos entre

si possuam apenas 1 bit diferente. A Figura 5 apresenta a constelacao resultante do

mapeamento apresentado na Tabela 3. A Figura 6 apresenta a constelacao 16-QAM e

a Figura 7 mostra a constelacao 64-QAM. O mapeamento de cada constelacao pode ser

deduzido observando a ordem dos sımbolos.

10

Tabela 3: Mapeamento para modulacao QPSK.

bit[1], bit[0] Em-fase Quadratura

0,0 1 1

0,1 -1 -1

1,0 1 1

1,1 -1 -1

Fonte: (AKAMINE, 2011).

Figura 5: Constelacao QPSK.


Figura 6: Constelacao 16-QAM.


Apos o mapeamento, a potencia da constelacao resultante necessita ser normalizada

para 1 watt. A Tabela 4 apresenta os coeficiente utilizados para realizar esta normalizacao.

11

Figura 7: Constelacao 64-QAM.


Tabela 4: Normalizacao apos mapeamento.

Modulacao Fator de Normalizacao

QPSK 1/√

2

16-QAM 1/√

10

64-QAM 1/√

42

Fonte: Adaptado de Akamine (2011).

2.8 Combinador de camadas

Nesta etapa, as Camadas A, B e C sao concatenadas. O numero de portadoras de

cada um dos 13 segmentos depende do modo utilizado. Alem das portadoras de dados, as

pilotos SP (Scattered Pilots), CP (Continual Pilots), TMCC, AC1 (Auxiliary Channel 1) e

AC2 (Auxiliary Channel 2) sao utilizadas. As pilotos SP e CP sao usadas para estimacao

de canal e para o sincronismo de frequencia. As pilotos TMCC possuem informacoes

12

sobre os parametros de transmissao. As auxiliares AC1 e AC2 possuem informacoes

para operacao do sistema (AKAMINE, 2011). A Tabela 5 apresenta a quantidade das

portadoras para cada segmento utilizadas na modulacao coerente do sistema ISDB-TB,

de acordo com o modo.

Tabela 5: Numero de portadoras para modulacao coerente do ISDB-TB.

Portadora Modo 1 (2k) Modo 2 (4k) Modo 3 (8k)

Total 108 216 432

Dados 96 192 384

SP 9 18 36

CP 0 0 0

TMCC 1 2 4

AC1 2 4 8

AC2 0 0 0

Fonte: (ABNT, 2008; AKAMINE, 2011).

2.9 Entrelacador Temporal

Apos a combinacao das camadas o entrelacador temporal e aplicado para entrelacar os

sımbolos OFDM. Cada segmento e entrelacado de forma independente e, posteriormente,

combinado ciclicamente na saıda. O tamanho do entrelacamento e especificado para cada

camada e e definido pelo parametro I. Ao final do processamento de entrelacamento e

necessario utilizar um atraso para compensar a diferenca do tamanho de entrelacamento

entre as camadas. A Tabela 6 mostra os valores deste atraso para o modo 3, dependendo

do parametro I.

Esta tecnica permite o aumento da robustez perante ruıdos impulsivos e melhora o

limiar de recepcao para a recepcao movel (AKAMINE, 2011).

2.10 Entrelacador em Frequencia

O diagrama de blocos da Figura 8 apresenta como e realizado o entrelacador de

frequencia. Como a estrutura de quadros e diferente para as modulacoes diferencial e

13

Tabela 6: Atrasos do Entrelacador Temporal no modo 3 (8k).

IMaximo Atraso Maximo Atraso Ajuste de Atraso

(ms) (sımbolos OFDM) (sımbolos OFDM)

0 0 0 0

1 102 95 109

2 204 190 14

4 407 380 28

Fonte: Adaptado de Akamine (2011).

Figura 8: Diagrama de blocos do entrelacador de frequencia.


coerente, o entrelacamento entre segmentos deve ser aplicado separadamente.

Os segmentos sao agrupados em tres grupos diferentes: destinado para recepcao par-

cial (One-Seg), modulados em modulacao diferencial e modulados em modulacao coe-

rente. O entrelacamento entre segmento nao e realizado no segmento 0, pois o mesmo

e destinado para o servico One-Seg. Os segmentos destinados para modulacao diferen-

cial e coerente sao entrelacados separadamente (AKAMINE, 2011). Posteriormente o

entrelacamento dentro de cada segmento e aplicado. Este processo consiste nas etapas de

rotacao das portadoras seguido da aleatorizacao das portadoras. A aplicacao da tecnica

de entrelacamento em frequencia acrescenta robustez ao sistema contra o desvanecimento

de frequencia seletivo(AKAMINE, 2011).

14

2.11 Estrutura de quadro OFDM

Conforme ABNT (2008) os segmentos sao ajustados em uma ordem determinada,

apresentado na Figura 9. Como pode-se notar, o segmento 0 fica no centro do espectro e os

segmentos de numeros par e ımpar sao agrupados, respectivamente, a direita e a esquerda

do segmento central. A transmissao do sinal ISDB-TB e organizada por meio de quadros,

Figura 9: Ordem dos segmentos no ISDB-TB.


chamados quadros OFDM. Cada um destes quadros com duracao Tf segundos, possuem

204 sımbolos OFDM. A quantidade de portadoras em cada sımbolo OFDM depende do

modo utilizado sendo 1405, 2809 e 5617 para os modos 1, 2 e 3, respectivamente. A

Figura 10 apresenta a estrutura de um quadro OFDM, onde Nc representa o numero

de portadoras. As ultimas 82 portadoras piloto da TMCC sao utilizadas para inserir

paridade, desta forma, aumentando a robustez. A Figura 11 apresenta a constelacao

resultante na saıda de um quadro OFDM. As pilotos SP, TMCC, e AC sao moduladas

em Binary Phase Shift Keying (BPSK) (AKAMINE, 2011).

2.12 Modulacao OFDM

Em 1966, Chang propos o uso de sinais ortogonais limitados em banda para transmitir

dados simultaneamente (CHANG, 1966). Este artigo gerou o conceito de modulacao

OFDM. Este tipo de modulacao reduz drasticamente o efeito das interferencias entre

portadoras (Inter Carrier Interference - ICI) e interferencias entre sımbolos (Inter Symbol

Interference - ISI). Em 1971, o desempenho da modulacao e demodulacao foi aprimorado

utilizando a transformada discreta de Fourier (Discrete Fourier Transform - DFT) pelos

pesquisadores Weinstein e Ebert (WEINSTEIN; EBERT, 1971).

Para reduzir a capacidade computacional requerida para realizar a modulacao OFDM,

os algoritmos da Transformada Rapida de Fourier (Fast Fourier Transform - FFT) e

15

Figura 10: Estrutura de um quadro OFDM na modulacao coerente.


Figura 11: Constelacao na saıda do quadro OFDM.


da Transformada Rapida de Fourier Inversa (Inverse Fast Fourier Transform - IFFT)

sao usados na demodulacao e modulacao, respectivamente. Estas tecnicas permitem o

deslocamento na frequencia dos sinais de entrada. Para obter-se o numero necessario de

16

amostras para realizacao a IFFT, e necessario acrescentar zeros. Esta tecnica foi chamada

de zero padding (AKAMINE, 2011).

Apos a realizacao da IFFT e necessario copiar uma fracao do termino do sımbolo

OFDM para o inıcio, como demonstrado na Figura 12 (ABNT, 2008). Esta extensao

cıclica corresponde a 1/4; 1/8; 1/16; ou 1/32 do sımbolo e e chamada de Intervalo de

Guarda.

Figura 12: Insercao do Intervalo de Guarda.


17

3 Camada fısica LDM

O LDM e uma nova tecnica de multiplexacao que surgiu do conceito de Cloud Trans-

mission (Cloud Txn). Dois renomados centros de pesquisa em telecomunicacoes, o Com-

munications Research Centre (CRC), do Canada, e o Electronics and Telecommunications

Research Institute (ETRI), da Coreia, propuseram esta tecnologia de camada fısica para

o novo sistema de TV digital americano, ainda em desenvolvimento, Advanced Television

Systems Committee 3.0 (ATSC 3.0) (PARK et al., 2015). O LDM foi escolhido como

padrao de camada fısica em abril de 2015 devido suas vantagens(PARK et al., 2015). O

LDM usa o espectro de forma mais eficiente, e robusto a interferencia de cocanal e imune

a distorcao de multipercurso. O impacto da interferencia de cocanal e semelhante ao

do ruıdo gaussiano Additive White Gaussian Noise (AWGN), e o threshoud de funciona-

mento do LDM para este tipo de interferencia e de -2 a -3 dB. Este threshoud negativo

indica que ha casos em que o ruıdo possui potencia maior do que o sinal, porem mesmo

assim e possıvel receber o sinal transmitido sem erros (PARK et al., 2013). A robustez

do LDM para interferencia de cocanal permite a transmissao de sinais na mesma faixa de

frequencia, separados por diferentes nıveis de potencia (WU et al., 2012). O esquema da

Figura 13 apresenta o modelo de espectro de frequencia para o LDM com duas camadas.

Figura 13: Esquema da modulacao LDM utilizando duas camadas.

Fonte: (REGUEIRO et al., 2015, p.2).

O diagrama de blocos da Figura 14 mostra como e realizada uma modulacao utilizando

18

LDM. Sinais gerados para distintos servicos utilizam moduladores diferentes e possuem

Figura 14: Diagrama de blocos de modulacao usando LDM.

Fonte: (MONTALBAN et al., 2013, p.1).

uma diferenca de potencia de (Injection Level - IL) dB entre a UL e o LL. O mapeamento

dos servicos tambem e realizado de forma distinta (MONTALBAN et al., 2013). Posteri-

ormente, os servicos sao somados e o sinal resultante e modulado em OFDM. Finalmente,

o prefixo cıclico e inserido e o sinal pode ser transmitido via RF. O diagrama de blocos

da Figura 15 a seguir mostra como e realizada uma demodulacao utilizando LDM.

Figura 15: Diagrama de blocos de demodulacao usando LDM.

Fonte: (MONTALBAN et al., 2013, p.2).

Para realizar a demodulacao e necessario retirar o prefixo cıclico, realizar a FFT, a

estimacao de canal e equalizar o sinal recebido. Desta forma e possıvel demodular o UL.

19

Para demodular o LL e necessario utilizar um buffer para guardar o sinal recebido, e,

novamente, modular e mapear o UL. Desta forma e possıvel subtrair o sinal UL em banda

base do sinal original gravado no buffer. Posteriormente, e necessario recuperar o nıvel de

sinal do LL utilizando um ganho de IL dB e demodular o sinal contido no LL (SILVA et

al., 2015).

Para a eficiencia total da tecnica LDM, codigos corretores de erros poderosos neces-

sitam ser utilizados. Como explicado anteriormente, o LL e submetido a uma atenuacao

de IL dB, desta forma, ficando mais susceptıvel a erros. O sistema de Radiodifusao

europeu utiliza o codigo LDPC concatenado com o codigo BCH e estes codigos foram

adotados para o novo sistema de Radiodifusao americano, pois continuam sendo a com-

binacao mais eficiente conhecida para aplicacoes de transmissao em tempo real (ETSI,

2009; ATSC, 2016).

3.1 Codigo corretor de erro LDPC

Os codigos LDPC pertencem a classe dos codigos de bloco linear e possuem desem-

penho proximo a capacidade do canal definida por Shannon (SHANNON, 1948). Este

codigo foi inventado por Gallager em 1960 em sua tese de doutorado e praticamente nao

foi utilizado em nenhuma pesquisa por cerca de 35 anos. Uma excecao foi o trabalho de

Tanner, em 1981, no qual o autor generalizou o codigo LDPC e criou uma representacao

grafica deste tipo de codigo, hoje conhecida como grafos de Tanner. Em meados dos anos

90, MacKay, Luby e outros pesquisadores recomecaram estudos referentes aos codigos

LDPC usando matrizes de verificacao de paridade esparsas (RYAN; LIN, 2009).

Em um codigo corretor de erro a matriz de verificacao de paridade H e ortogonal a

matriz geradora G e permite o calculo da sındrome s. A matriz G depende do numero

de sımbolos de entrada k e numero de sımbolos de saıda n. A matriz G permite codificar

a mensagem u gerando uma palavra codigo v. Essa codificacao e possıvel por meio da

insercao de uma paridade P na mensagem. O modelamento generico de uma matriz G e

mostrado na Equacao 7, sendo Ik definido como uma matriz identidade de ordem k.

G =(P Ik

)(7)

A Equacao 8 mostra matematicamente como a codificacao e realizada (RYAN; LIN, 2009).

20

v = u ·G (8)

A Equacao 9 mostra a relacao entre a matriz H e a matriz G.

H =(In−k P T

)(9)

A Equacao 10 apresenta o calculo da sındrome em um sistema de transmissao, em funcao

da matriz H e da palavra codigo r recebida apos a degradacao no canal de comunicacao.

s = r ·HT (10)

O vetor sındrome permite analisar a existencia de erros na transmissao. Quando todos os

elementos deste vetor sao nulos nao existem erros ou estes nao puderam ser encontrados

(RYAN; LIN, 2009).

Os codigos LDPC usam uma matriz H de m linhas e n colunas e geralmente possuem

99% ou mais elementos nulos em sua composicao, motivo do nome “baixa densidade”.

O numero de sımbolos nao nulos de cada linha e dado pelo coeficiente r e o numero de

sımbolos nao nulos em cada coluna e dado pelo coeficiente g. E possıvel implementar dois

tipos de matrizes de verificacao de paridade nos codigos LDPC: regulares e irregulares. Os

codigos LDPC regulares tem valores de r e g conforme a proporcao mostrada na Equacao

11 (RYAN; LIN, 2009).

r = g · ( nm

) (11)

A representacao de uma matriz H generica pode ser mostrado na Equacao 12.

H =

H0,0 ... H0,n

...

...

...

Hm,0 ... Hm,n

(12)

Alem desta proporcao, e necessario que o valor dos coeficientes r e g sejam constantes

ao longo da matriz H para que o codigo seja qualificado como regular. Caso contrario e

um codigo irregular (RYAN; LIN, 2009). A maioria das aplicacoes realizadas com codigos

LDPC irregulares possuem melhor desempenho para correcao de erros (BOCHAROVA;

KUDRYASHOV; JOHANNESSON, 2014). A CR e calculada pela Equacao 13.

CR ≥ 1− m

n= 1− g

r(13)

21

O grafo de Tanner de um codigo LDPC e semelhante a trelica do codigo convolucional.

Este grafo possui dois tipos de nos. Para cada linha da matriz H e criado um Check Node

e para cada coluna e criado um Variable Node. As conexoes realizadas entre os nos

dependem das posicoes dos elementos nao nulos da matriz H. Caso o elemento Hi,j da

matriz H nao seja nulo, o no Ci (Check Node) e conectado ao no Vj (Variable Node). A

imagem da Figura 16 mostra um exemplo de grafo de Tanner (RYAN; LIN, 2009). No

Figura 16: Exemplo de grafo de Tanner.

Fonte: O autor (2017).

exemplo da Figura 16, as conexoes foram feitas baseadas na matriz H representada na

Figura 17.

Figura 17: Matriz H utilizada para construcao do Grafo.


As informacoes transportadas nos nos do grafo de Tanner sao geralmente estatısticas,

indicando o grau de certeza de um sımbolo estar correto. Estas informacoes estatısticas

sao chamadas, na literatura, de valores loglikelihood ratio (LLR). A Equacao 14 define

matematicamente o valor LLR.

LLR = log

(Pr(cwi = 0| saıda do canal para cwi)

Pr(cwi = 1| saıda do canal para cwi)

)(14)

22

Na Equacao 14, ci indica o i-esimo bit da palavra codigo transmitida em um canal de

comunicacao.

Um dos metodos mais eficazes para a realizar a decodificacao do codigo LDPC e o

algoritmo de passagem de mensagem. Este algoritmo e iterativo e utiliza o grafo de Tanner

em conjunto com a tecnica matematica de soma e produto dos valores LLR presentes

neste grafo. As Equacoes 15, 16 e 17 apresentam matematicamente como e realizada a

decodificacao do LDPC Soft Decision.

Rji = 2 ∗ atanh

∏i′∈Cj\i

tanh(1

2∗Qi′j)

(15)

Qij = cwi +∑

j′∈Vi\j

Rj′i (16)

saıda LLRi = cwi +∑j′∈Ci

Rj′i (17)

Na primeira iteracao a matriz Q utiliza os valores em LLR da palavra codigo cw, que

sao obtidos apos a etapa de demodulacao Soft Decision. A demodulacao Soft Decision

sera vista em detalhes na Secao 3.4.

As matrizes R e Q mudam de valor em cada iteracao e sao as metricas para determinar

a saıda LLR . Elas sao atualizadas de acordo com as conexoes do Grafo de Tanner.

Os ındices Cj\i (utilizados no produtorio da Equacao 15), sao as posicoes nao nulas das

colunas da linha j da Matriz H, desconsiderando a posicao da colunai. Ja os ındices Vi\j

(utilizados no somatorio da Equacao 16) sao as posicoes nao nulas das linhas da coluna i

da Matriz H, desconsiderando a posicao da linha j. Os ındices Ci (usados na Equacao 17)

sao calculados da mesma forma que os ındices Ci\j, porem a posicao da coluna j e levada

em consideracao.

As Tabelas 7 e 8 apresentam os valores dos Check Nodes e Variable Nodes considerando

o exemplo das Figuras 16 e 17.

Considerando uma entrada LLR de valor {4,20; 3,05; -1,20; 2,20; -3,30; 2,80; -1,20} o

desenvolvimento da Equacao 18 mostra como e realizado o calculo para o elemento R11

23

Tabela 7: Exemplo Check Nodes.

Check Node i Valor

C1 {1,2,4,5}

C2 {1,3,4,6}

C3 {2,3,4,7}

O autor (2017).

Tabela 8: Exemplo Variable Nodes.

Variable Nodej Valor

V1 {1,2}

V2 {1,3}

V3 {2,3}

V4 {1,2,3}

V5 {1}

V6 {2}

V7 {3}

O autor (2017).

24

da Matriz R, para a primeira iteracao.

Rji = 2 ∗ atanh

∏i′∈Cj\i

tanh(1

2∗Qi′j)

R11 = 2 ∗ atanh

∏i′∈{2,4,5}

tanh(1

2∗ cwi)

R11 = 2 ∗ atanh

(tanh(

1

2∗ cw2) ∗ tanh(

1

2∗ cw4) ∗ tanh(

1

2∗ cw5)

)R11 = 2 ∗ atanh

(tanh(

1

2∗ 3, 05) ∗ tanh(

1

2∗ 2, 20) ∗ tanh(

1

2∗ −3, 30)

)= −1, 6446

(18)

Realizando os calculos do desenvolvimento apresentado na Equacao 18 para todas as

linhas e colunas, a Matriz R possui os valores apresentados na Equacao 19, na primeira

iteracao.

R =

−1, 6446 −1, 8219 0 −2, 3130 1, 7607 0 0

−0, 8016 0 1, 6875 −0, 9982 0 −0, 8886 0

0 0, 4702 −0, 8260 0, 5372 0 0 −0, 8260

(19)

Para realizar o calculo da saıda LLR da primeira iteracao, e necessario somar todos

os elementos da coluna do matriz R com o respectivo cw. O desenvolvimento da Equacao

20 mostra este calculo.

saıda LLR1 = −1, 6446− 0, 8016 + 0 + 4, 20 = 1, 7539

saıda LLR2 = −1, 8219 + 0 + 0, 4702 + 3, 05 = 1, 6984

saıda LLR3 = 0 + 1, 6875− 0, 8260− 1, 20 = −0, 3386

saıda LLR4 = −2, 3130− 0, 9982 + 0, 5372 + 2, 20 = −0, 5740

saıda LLR5 = 1, 7607 + 0 + 0− 3, 30 = −1, 5393

saıda LLR6 = 0− 0, 8886 + 0 + 2, 80 = 1, 9114

saıda LLR7 = 0 + 0− 0, 8260− 1, 20 = −2, 0260

(20)

Para realizar a segunda iteracao e necessario atualizar a Matriz Q. O desenvolvimento da

Equacao 21 apresenta os calculos.

Qij = cwi +∑

j′∈Vi\j

Rj′i

Q11 = cw1 +∑j′∈{2}

Rj′1

Q11 = cw1 +R21 = 4, 20− 0, 8016 = 3, 3984

(21)

25


linhas e colunas, a Matriz Q possui os valores apresentados na Equacao 22, na segunda

iteracao.

Q =

3, 3984 3, 5202 0 1, 7390 −3, 3000 0 0

2, 5554 0 −2, 0260 0, 4243 0 2, 8000 0

0 1, 2281 0, 4875 −1, 1112 0 0 −1, 2000

(22)

Usando a Matriz Q atualizada, a Matriz R e calculada conforme o desenvolvimento

apresentacao na Equacao 23.

Rji = 2 ∗ atanh

∏i′∈Cj\i

tanh(1

2∗Qi′j)

R11 = 2 ∗ atanh

∏i′∈{2,4,5}

tanh(1

2∗Qi′j)

R11 = 2 ∗ atanh

(tanh(

1

2∗Q21) ∗ tanh(

1

2∗Q41) ∗ tanh(

1

2∗Q51)

)R11 = 2 ∗ atanh

(tanh(

1

2∗ 3, 5202) ∗ tanh(

1

2∗ 1, 7390) ∗ tanh(

1

2∗ −3, 3000)

)R11 = −1, 4300

(23)


linhas e colunas, a Matriz R possui os valores apresentados na Equacao 24, na segunda

iteracao.

R =

−1, 4300 −1, 4150 0 −2, 3065 1, 4437 0 0

−0, 2858 0 0, 3194 −1, 3285 0 −0, 2761 0

0 0, 1298 0, 2987 −0, 1407 0 0 −0, 1322

(24)

Para realizar o calculo da saıda LLR da segunda iteracao, e necessario somar todos os

elementos da coluna da Matriz R com o respectivo cw. O desenvolvimento da Equacao

25 mostra este calculo. A saıda LLR e calculada apenas quando nao sera realizada mais

nenhuma iteracao no codigo LDPC. No exemplo anterior, o codigo LDPC foi decodificado

com uma iteracao. Caso o intuito inicial fosse decodificar com duas iteracoes, a saıda

LLR seria calculada somente neste passo. Note que o cw utilizado e o mesmo da primeira

26

iteracao.

saıda LLR1 = −1, 4300− 0, 2858 + 0 + 4, 20 = 2, 4842

saıda LLR2 = −1, 4150 + 0 + 0, 1298 + 3, 05 = 1, 7647

saıda LLR3 = 0 + 0, 3194 + 0, 2987− 1, 20 = −0, 5818

saıda LLR4 = −2, 3065− 1, 3285− 0, 1407 + 2, 20 = −1, 5757

saıda LLR5 = 1, 4437 + 0 + 0− 3, 30 = 1, 8563

saıda LLR6 = 0− 0, 2761 + 0 + 2, 80 = 2, 5239

saıda LLR7 = 0 + 0− 0, 1322− 1, 20 = −1, 3322

(25)

A partir da segunda iteracao a Matriz Q ja esta formada, e desta forma, os calculos para

qualquer valor de iteracoes serao iguais.

No final da decodificacao, os valores de LLR sao convertidos para bit, tecnica chamada

de decodificacao Hard Decision. A saıda binaria vale “1” caso o valor LLR seja positivo

e “0”, caso o valor do LLR seja negativo. As conexoes realizadas entre os dois tipos de

nos em um grafo de Tanner formam um caminho fechado chamado ciclo. A imagem da

Figura 18 mostra a representacao de um ciclo, em preto.

Figura 18: Exemplo de ciclo no grafo de Tanner.

Fonte: (RYAN; LIN, 2009, p.203).

E importante notar que a existencia de ciclos curtos no grafo de Tanner resultam na

degradacao do desempenho do algoritmo de decodificacao (RYAN; LIN, 2009). Devido

a este fato, as matrizes de verificacao de paridade utilizadas nos codigos LDPC possuem

ordem elevada, sendo limitada pela capacidade computacional do sistema. Para os codigos

LDPC irregulares a nomenclatura dos coeficientes r e g nao pode ser aplicada da mesma

27

forma do codigo LDPC regular. Isso se deve ao fato de que estes coeficientes nao sao

constantes ao longo da matriz H e por causa deste fato polinomios de distribuicao de grau

para realizar a definicao destes coeficientes sao utilizados. Estes polinomios sao chamados

de λ(X) e ρ(X) para os nos cj e fi, respectivamente. A Equacao 26 e a Equacao 27

apresentam os valores destes polinomios.

λ(X) =dc∑d=1

λdXd−1 (26)

ρ(X) =

df∑d=1

ρdXd−1 (27)

Ainda para o caso dos codigos LDPC irregulares e possıvel calcular a CR do codigo

por meio da Equacao 28 (RYAN; LIN, 2009).

CR ≥ 1− m

n= 1−

∫ 1

0ρ(X)dX∫ 1

0λ(X)dX

(28)

Uma tecnica utilizada no sistema de radiodifusao americano (ATSC, 2016) para aumentar

a eficiencia do codigo LDPC e concatena-lo com o codigo BCH.

3.2 Codigo BCH

O codigo BCH faz parte da classe dos codigos cıclicos e e utilizado para correcao de

erros aleatorios. Este codigo foi descoberto foi Hocquenghem em 1959. Os pesquisadores

Bose e Chaudhuri estudaram o mesmo codigo em 1960, cada um deles realizando pesquisas

independentes (RYAN; LIN, 2009). O codigo BCH utiliza o GF binario para realizar as

operacoes na codificacao. Por meio dos polinomios mınimos e possıvel obter o polinomio

gerador. A Tabela 9 apresenta os valores dos polinomios mınimos para tamanho da palavra

codigo N = 64800 e a Tabela 10 para N = 16200. O polinomio gerador do um codigo BCH

que corrige ate t erros e obtido pela multiplicacao dos t primeiros polinomios das Tabelas

9 e 10. Para realizar a codificacao, basta multiplicar a mensagem pelo polinomio gerador.

Alem dos codigos LDPC e BCH concatenados e possıvel obter ganhos significativos ao

utilizar diferentes tecnicas de modulacao. A modulacao NUC possui ganho significativo

em comparacao com a modulacoes uniformes e tambem foi adotada no novo sistema de

Radiodifusao americano (ATSC, 2016).

28

Tabela 9: Polinomios BCH - N = 64800.

g1(x) 1+x2+x3+x5+x16

g2(x) 1+x+x4+x5+x6+x8+x16

g3(x) 1+x2+x3+x4+x5+x7+x8+x9+x10+x11+x16

g4(x) 1+x2+x4+x6+x9+x11+x12+x14+x16

g5(x) 1+x+x2+x3+x5+x8+x9+x10+x11+x12+x16

g6(x) 1+x2+x4+x5+x7+x8+x9+x10+x12+x13+x14+x15+x16

g7(x) 1+x2+x5+x6+x8+x9+x10+x11+x13+x15+x16

g8(x) 1+x+x2+x5+x6+x8+x9+x12+x13+x14+x16

g9(x) 1+x5+x7+x9+x10+x11+x16

g10(x) 1+x+x2+x5+x7+x8+x10+x12+x13+x14+x16

g11(x) 1+x2+x3+x5+x9+x11+x12+x13+x16

g12(x) 1+x+x5+x6+x7+x9+x11+x12+x16

Fonte: (ETSI, 2009; ATSC, 2016).

Tabela 10: Polinomios BCH - N = 16200.

g1(x) 1+x+x3+x5+x14

g2(x) 1+x6+x8+x11+x14

g3(x) 1+x+x2+x6+x9+x10+x14

g4(x) 1+x4+x7+x8+x10+x12+x14

g5(x) 1+x2+x4+x6+x8+x9+x11+x13+x14

g6(x) 1+x3+x7+x8+x9+x13+x14

g7(x) 1+x2+x5+x6+x7+x10+x11+x13+x14

g8(x) 1+x5+x8+x9+x10+x11+x14

g9(x) 1+x+x2+x3+x9+x10+x14

g10(x) 1+x3+x6+x9+x11+x12+x14

g11(x) 1+x4+x11+x12+x14

g12(x) 1+x+x2+x3+x5+x6+x7+x8+x10+x13+x14

Fonte: (ETSI, 2009; ATSC, 2016).

29

3.3 Modulacao NUC

A modulacao NUC possui este nome, devido ao fato dos sımbolos da constelacao

nao estarem homogeneamente espacados. A ideia de modificar a disposicao dos sımbolos

surgiu em 1974 (FOSCHINI; GITLIN; WEINSTEIN, 1974). Porem, a primeira descricao

em um cenario condizente com os sistemas de comunicacao que utilizam as tecnicas de

entrelacamento de bit, codificacao e modulacao, surgiu em 2007 (BARSOUM; JONES;

FITZ, 2007). E possıvel criar NUC de duas formas diferentes: de forma estatıstica,

utilizando o codificador que leva em consideracao a probabilidade de sımbolo e de forma

geometrica. A primeira forma necessita de um decodificador que utiliza as mesma metricas

para a criacao do posicionamento dos sımbolos, enquanto a segunda necessita apenas de

um novo mapeamento, e assim sendo menos complexo computacionalmente . A modulacao

NUC possui melhor desempenho para ordens de modulacao elevadas, como por exemplo,

1k ou 4k (LOGHIN et al., 2016). No novo sistema de radiodifusao americano, apenas

a modulacao NUC sera utilizada. Os valor da ordem de modulacao pode ser M = 16;

64; 128; 256; 1024 ou 4096. A CR pode ser R = 2/15; 3/15; 4/15; 5/15; 6/15; 7/15;

8/15; 9/15; 10/15; 11/15; 12/15 ou 13/15. A Tabela 11 apresenta o mapeamento para a

constelacao 64NUQAM, para os valores de CR entre 2/15 a 7/15. A Tabela 12 mostra os

valores de mapeamento para as CRs de 8/15 a 13/15. Para criar a constelacao e necessario

variar o sinal das componentes real e imaginaria dos sımbolos, gerando os sımbolos em

todos os quadrantes, de acordo com a Tabela 13. A Figura 19 apresenta a constelacao

64NUQAM para a CR de 8/15. A Figura 20 apresenta a constelacao 64NUQAM resultante

para a CR de 11/15. A Secao 3.4 apresenta como e realizada a demodulacao Soft Decision

de um sinal, tecnica que gera os valores de LLR. Os bits da palavra codigo sao convertidos

em LLR e se tornam os parametros de entrada na decodificacao do codigo LDPC.

30

Tabela 11: Mapeamento para modulacao 64NUQAM - 1.w/CR 2/15 3/15 4/15 5/15 6/15 7/15

w0 0.6474+j0.9831 0.5472+j1.1591 0.5008+j1.2136 1.4327+j0.3305 1.4521+j0.3005 0.1567+j0.3112

w1 0.6438+j0.9829 0.5473+j1.1573 0.4994+j1.2194 1.0909+j0.2971 1.2657+j0.8178 0.1709+j0.3037

w2 0.6471+j0.9767 0.5467+j1.1599 0.5313+j1.1715 1.2484+j0.7803 1.0666+j0.2744 0.2093+j0.6562

w3 0.6444+j0.9762 0.5479+j1.1585 0.5299+j1.1788 0.9762+j0.5715 0.9500+j0.5641 0.3315+j0.6038

w4 0.9839+j0.6475 1.1578+j0.5478 1.2107+j0.5037 0.3309+j1.4326 0.3011+j1.4529 0.3112+j0.1567

w5 0.9778+j0.6474 1.1576+j0.5475 1.2209+j0.5008 0.2979+j1.0923 0.8202+j1.2651 0.3037+j0.1709

w6 0.9835+j0.6434 1.1591+j0.5475 1.1715+j0.5299 0.7829+j1.2477 0.2750+j1.0676 0.6562+j0.2093

w7 0.9777+j0.6433 1.1591+j0.5475 1.1802+j0.5270 0.5739+j0.9763 0.5656+j0.9499 0.6038+j0.3315

w8 0.4659+j0.6393 0.3163+j0.5072 0.2744+j0.4762 0.3901+j0.2112 0.3553+j0.1948 0.2959+j1.4877

w9 0.4643+j0.6386 0.3163+j0.5072 0.2729+j0.4762 0.5317+j0.2475 0.3569+j0.2094 0.8427+j1.2612

w10 0.4661+j0.6353 0.3163+j0.5072 0.2773+j0.4791 0.3945+j0.2289 0.5596+j0.2431 0.2389+j1.0228

w11 0.4639+j0.6350 0.3163+j0.5072 0.2773+j0.4791 0.5236+j0.2894 0.5410+j0.3002 0.5559+j0.8912

w12 0.6378+j0.4671 0.5087+j0.3163 0.4762+j0.2729 0.2108+j0.3911 0.1946+j0.3566 1.4877+j0.2959

w13 0.6352+j0.4673 0.5087+j0.3163 0.4762+j0.2729 0.2475+j0.5327 0.2094+j0.3579 1.2612+j0.8427

w14 0.6385+j0.4656 0.5087+j0.3163 0.4791+j0.2773 0.2287+j0.3955 0.2430+j0.5607 1.0228+j0.2389

w15 0.6353+j0.4653 0.5087+j0.3163 0.4791+j0.2758 0.2898+j0.5246 0.3004+j0.5417 0.8912+j0.5559

Fonte: (ATSC, 2016).

Tabela 12: Mapeamento para modulacao 64NUQAM - 2.w/CR 8/15 9/15 10/15 11/15 12/15 13/15

w0 1.4827+j0.2920 0.1305+j0.3311 0.1177+j0.1729 1.4443+j0.2683 1.4480+j0.2403 1.4319+j0.2300

w1 1.2563+j0.8411 0.1633+j0.3162 0.1601+j0.3212 0.7471+j1.2243 0.6406+j1.1995 1.0762+j0.9250

w2 1.0211+j0.2174 0.1622+j0.7113 0.1352+j0.7279 1.1749+j0.7734 1.0952+j0.9115 0.6290+j1.1820

w3 0.8798+j0.5702 0.3905+j0.6163 0.3246+j0.6148 0.7138+j0.8201 0.6868+j0.8108 0.6851+j0.8072

w4 0.2920+j1.4827 0.3311+j0.1305 0.4192+j0.1179 0.1638+j1.0769 1.0500+j0.1642 1.0443+j0.1688

w5 0.8410+j1.2563 0.3162+j0.1633 0.4033+j0.2421 0.2927+j1.4217 0.7170+j0.1473 1.0635+j0.5305

w6 0.2174+j1.0211 0.7113+j0.1622 0.7524+j0.1581 0.1462+j0.7457 1.0519+j0.5188 0.7220+j0.1540

w7 0.5702+j0.8798 0.6163+j0.3905 0.5996+j0.4330 0.4134+j0.7408 0.7146+j0.4532 0.7151+j0.4711

w8 0.3040+j0.1475 0.2909+j1.4626 0.2902+j1.4611 1.0203+j0.1517 0.1677+j1.0405 0.2099+j1.4205

w9 0.3028+j0.1691 0.8285+j1.2399 0.8180+j1.2291 0.6653+j0.1357 0.2402+j1.4087 0.1190+j0.6677

w10 0.6855+j0.1871 0.2062+j1.0367 0.2036+j1.0575 0.9639+j0.4465 0.1369+j0.7073 0.2031+j1.0551

w11 0.6126+j0.3563 0.5872+j0.8789 0.5641+j0.8965 0.6746+j0.4339 0.4044+j0.7057 0.3722+j0.7548

w12 0.1475+j0.3040 1.4626+j0.2909 1.4453+j0.2907 0.1271+j0.1428 0.1374+j0.1295 0.1438+j0.1287

w13 0.1691+j0.3028 1.2399+j0.8285 1.2157+j0.8186 0.3782+j0.1406 0.4185+j0.1357 0.1432+j0.3903

w14 0.1871+j0.6855 1.0367+j0.2062 1.0447+j0.2242 0.1311+j0.4288 0.1325+j0.3998 0.4298+j0.1384

w15 0.3563+j0.6126 0.8789+j0.5872 0.8497+j0.6176 0.3919+j0.4276 0.4122+j0.4120 0.4215+j0.4279

Fonte: (ATSC, 2016).

31

Tabela 13: Tabela de referencia.

Quadrante Sımbolo wi

1 wi(re) + wi(im)

2 −wi(re) + wi(im)

3 −wi(re)− wi(im)

4 wi(re)− wi(im)


Figura 19: Constelacao 64NUQAM - CR = 8/15.


Figura 20: Constelacao 64NUQAM - CR = 11/15.


32

3.4 Demodulacao Soft Decision

Em uma recepcao digital, o sinal modulado e afetado pelo canal. Sendo assim, existe

uma diferenca entre a parte real e imaginaria do sımbolo, como exemplificado na Figura

21. Na Figura 21, Sn e o sımbolo transmitido, R e o sımbolo recebido apos passar pelo

Figura 21: Alteracao do valor do sımbolo transmitido.


canal e Deuclidiana e a distancia euclidiana do erro. A distancia D vale o quadrado da

distancia euclidiana e e uma metrica para calcular a certeza do sımbolo correto. Quanto

menor for a distancia D, maior e a probabilidade do sımbolo comparado ser o correto, e

assim, e possıvel determinar os bits que geraram este sımbolo. A Equacao 29 apresenta a

formula matematica utilizada para o calculo da distancia D.

D = D2euclidiana = (Sn.Re−R.Re)2 + (Sn.Imag −R.Imag)2 (29)

O numero de bits em uma modulacao e determinado pela Equacao 6. O valor da ordem

da modulacao indica quantos sımbolos a constelacao possui. O calculo da distancia D deve

ser realizado n vezes. Como o sistema binario e utilizado em transmissoes digitais, cada

um desses bits pode ser “0”ou “1”. Em um dado bit, por exemplo, o menos significativo,

a maior probabilidade dele ser “0”e dada pelo menor valor da distancia D calculada. O

mesmo raciocınio e valido para o calculo da certeza deste bit ser igual a “1”. Utilizando

33

estes dois valores de distancia D mınima, a Equacao 30 apresenta como e calculado o

valor LLR de um bit.

LLRbiti = − 1

σ2∗ [min(D1s)−min(D0s)], para i= 0,1... n (30)

Na Equacao 30, LLRbiti e o valor do LLR para o i-esimo bit decodificado de um sımbolo

recebido, σ2 e a variancia do ruıdo presente no canal, D1s e a distancia euclidiana de

um dos M/2 sımbolos em que o i-esimo bit vale ”1”e D0s e a distancia euclidiana de um

dos M/2 sımbolos em que o i-esimo bit vale ”0”. O esquema da Figura 22 apresenta

um sımbolo recebido , apos o canal de comunicacao e o agrupamento de D1s e D0s. No

exemplo da Figura 22, o valor do sımbolo e “0, 3 + j0, 8”e a variancia do ruıdo e igual

a 0, 01. O desenvolvimento para demodular o bit menos significativo e apresentado na

Equacao 31.

Figura 22: Calculo do valor LLR em uma constelacao QPSK.


34

D0 = (0, 3− 1)2 + (0, 8− 1)2 = 0, 53

D1 = (0, 3 + 1)2 + (0, 8− 1)2 = 1, 73

D2 = (0, 3− 1)2 + (0, 8 + 1)2 = 3, 73

D3 = (0, 3 + 1)2 + (0, 8 + 1)2 = 4, 93

Dmin0s = 0, 53

Dmin1s = 3, 73

LLRbitMSB= − 1

0, 01∗ (min(D1s)−min(D0s))

LLRbitMSB= − 1

0, 01∗ (3, 73− 0, 53) = −320

Aplicando Hard Decision : LLRbitMSB= 0

(31)

Uma outra ferramenta importante ao realizar a implementacao de um sistema e a

tecnologia do SDR. Com ela e possıvel implementar sistemas de transmissao complexos

como, por exemplo, de TV digital e criar aplicacoes especıficas para otimizar metodos

de transmissao,entre elas, a tecnica de LDM (SILVA et al., 2015). Ao mesmo tempo,

esta tecnologia permite a flexibilidade de programar o hardware e a reducao de custo na

implementacao.

3.5 Tecnologia SDR

Em 1991 Mitola J. III realizou a primeira definicao de um radio reprogramavel via

software. Este pesquisador batizou esta tecnologia de Software Radio (SR), hoje conhecida

como SDR (MITOLA J., 1993). Esta nova aplicacao teria a capacidade de escolher a

frequencia central e selecionar a banda necessaria para realizar um determinado tipo

de transmissao via radiofrequencia (RF). O receptor poderia ser configurado de forma

analoga. A arquitetura de um SDR ideal, definida por Mitola J. III, capaz de transmitir

e receber sinais e apresentada na Figura 23 (MITOLA J., 1993).

A utilizacao de conversores analogico/digital (A/D) e digital/analogico (D/A) au-

mentam a flexibilidade do SDR permitindo o mesmo transmitir, receber, gerar sinais,

realizar modulacoes e demodulacoes, codificar e decodificar sinais via software. O uso

do SDR impacta na reducao de custo e na possibilidade de melhorias na qualidade de

um determinado servico (MITOLA J., 1993). Em 1999, Mitola iniciou estudos referentes

35

Figura 23: Diagrama de blocos de um SDR.

Fonte: Modificado e trad. de Mitola J. (1993).

a utilizacao de inteligencia artificial nos radios. Esta tecnologia foi chamada de radios

cognitivos (MITOLA; MAGUIRE, 1999). Segundo Haykin (2005) radio cognitivo e um

sistema de comunicacao, implementado em SDR, sem fio e inteligente que por meio de

analise do ambiente o qual esta inserido e capaz de se adaptar, com o objetivo de aumen-

tar sua confiabilidade de comunicacao e proporcionar o uso eficiente do espectro. Devido

a capacidade de aprendizado, um radio cognitivo pode ser implementado para identificar

e demodular os diferentes tipos de sinais em uma determinada regiao, tornando-se um

radio com convergencia total. O desenvolvimento a seguir mostra os procedimentos que

foram utilizados para a realizacao do projeto, tendo como base o conhecimento adquirido

por meio dos capıtulos teoricos.

36

4 Desenvolvimento

Inicialmente foi necessario realizar uma revisao dos conceitos teoricos envolvendo o

sistema ISDB-TB (ABNT, 2008; AKAMINE, 2011; MACIEL, 2014), os SDRs (MITOLA

J., 1993; MITOLA; MAGUIRE, 1999; HAYKIN, 2005; ROCHA, 2014), a tecnica LDM

(MONTALBAN et al., 2013; PARK et al., 2015; PARK et al., 2015; REGUEIRO et al.,

2015; SILVA et al., 2015; ATSC, 2016), os codigos LDPC (RYAN; LIN, 2009; WU et al.,

2012; PARK et al., 2013; BOCHAROVA; KUDRYASHOV; JOHANNESSON, 2014) e a

modulacao NUC (FOSCHINI; GITLIN; WEINSTEIN, 1974; BARSOUM; JONES; FITZ,

2007; LOGHIN et al., 2016).

Posteriormente, o programa de simulacao GNU Radio Companion (GRC) foi escolhido

para testar e implementar o sistema proposto, devido a capacidade elevada que este

programa possui para realizar processamentos em tempo real e pelo fato deste possibilitar

implementacoes de blocos por meio da linguagem C++.

Com o intuito de possibilitar a implementacao e simulacao do sistema, os blocos foram

testados um a um com seus respectivos blocos inversos, deste modo sendo possıvel com-

preender suas peculiaridades e testar se o processo inverso estava sendo realizado. Com o

completo entendimento do funcionamento dos blocos necessarios para a implementacao,

o sistema foi construıdo. Vale salientar que a implementacao da modulacao foi realizada

apos os entrelacadores temporal e em frequencia, desta forma reduzindo a capacidade

computacional requerida e nao gerando nenhuma alteracao no sistema. O processamento

e reduzido pelo fato do sistema nao trabalhar com numeros complexos (MACIEL et al.,

2015).

A Figura 24 apresenta o diagrama de blocos do transmissor do sistema ISDB-TB LDM

e a Figura 25 mostra o diagrama de blocos do receptor ISDB-TB LDM. A transmissao

do sistema ISDB-TB LDM foi implementada no GRC. Esta implementacao possibilitou

a transmissao do sinal em tempo real. No caso da recepcao, foram realizadas simulacoes

computacionais usando o GRC e o MATLAB. O UL foi demodulado no GRC e o LL no

MATLAB.

A Figura 26 apresenta o flowgraph da implementacao do transmissor ISDB-TB LDM.

A Figura 27 mostra em detalhes como o UL e criado a partir de uma sequencia Pseudo

37

Figura 24: Transmissor ISDB-TB LDM.

Fonte: Traduzido de Oliveira, Akamine e Maciel (2016).

38

Figura 25: Receptor ISDB-TB LDM.

Fonte: Adaptado e trad. de Oliveira, Akamine e Maciel (2016).

39

Random Binary Sequence 23 (PRBS23). A Figura 28 mostra a construcao do LL. A

Figura 29 apresenta as tecnicas necessarias para realizar a transmissao do Sistema ISDB-

TB LDM.

Figura 26: Flowgraph do Transmissor ISDB-TB LDM - GRC.

Fonte: (OLIVEIRA; AKAMINE; MACIEL, 2016).

Figura 27: Flowgraph do UL do Transmissor ISDB-TB LDM - GRC.


Figura 28: Flowgraph do LL do Transmissor ISDB-TB LDM - GRC.


A Figura 30 apresenta o flowgraph da implementacao do receptor ISDB-TB LDM. O

arquivo gerado pelo File Sink foi lido no programa MATLAB para realizar a demodulacao

e decodificacao de canal. A Figura 31 apresenta as tecnicas utilizadas para recepcao do

sinal. A Figura 32 mostra o processo inverso da construcao do UL, recuperando o TS

transmitido. A Figura 33 mostra como o UL e construıdo novamente, para realizar o

cancelamento do UL no sinal recebido, possibilitando a recuperacao do LL.

40

Figura 29: Flowgraph da etapa de Transmissao do Transmissor ISDB-TB LDM - GRC.


Figura 30: Flowgraph do Receptor ISDB-TB LDM - GRC.


Figura 31: Flowgraph da etapa de recepcao do Receptor ISDB-TB LDM - GRC.


Figura 32: Flowgraph da recuperacao do UL do Receptor ISDB-TB LDM - GRC.


41

Figura 33: Flowgraph da reconstrucao do UL do Receptor ISDB-TB LDM - GRC.


Para realizar os testes alguns parametros precisaram ser decididos. As fontes do UL

e LL (TS) escolhidas utilizaram a sequencia PRBS23. Para o UL, foram escolhidos a

modulacao QPSK, os codificadores RS e CC concatenados e CR de 1/2. Para o LL,

foram escolhidos a modulacao 64NUQAM, os codificadores LDPC e BCH concatenados e

CR variavel (1/2 e 3/4). Os mapeamentos e as codificacoes realizadas seguiram as normas

dos sistemas de Radiodifusao brasileiro, americano e europeu (ABNT, 2008; ATSC, 2016;

ETSI, 2009). Para CR = 1/2, KBCH= 32208, NBCH= 32400, KLDPC= 32400, NLDPC=

64800. Para CR = 3/4, KBCH= 48408, NBCH= 48600, KLDPC= 48600, NLDPC= 64800. O

tamanho da IFFT utilizado foi de 8k. A variacao do IL do LDM escolhida para a realizacao

dos testes foi de 3 a 6 dB. O valor para o entrelacador temporal escolhido foi de 200 ms,

o intervalo de guarda escolhido foi de 1/16, considerando o modo 3 da norma do sistema

ISDBT-B (ABNT, 2008). O sincronismo de tempo e frequencia, assim como a estimacao

de canal foram adotados como ideais (OLIVEIRA; AKAMINE; MACIEL, 2016). Como

a modulacao NUC nao utiliza taxas de codificacao compatıveis com o sistema ISDB-TB,

uma adaptacao foi necessaria. O presente trabalho considerou a CR= 8/15 equivalente a

1/2 e a CR= 11/15 equivalente a 3/4. As Figuras 34, 35 e 36 apresentam as constelacoes

com CR de 3/4 simuladas para os valores de IL 1, 3 e 10 dB, respectivamente, sem a

presenca de ruıdo. Com o intuito de verificar a constelacao recebida no receptor, o setup

de testes mostrado na Figura 37 foi montado. A constelacao para CR igual a 1/2 e

apresentada na Figura 38. A constelacao para a CR igual a 3/4 e mostrada na Figura 39

(OLIVEIRA; AKAMINE; MACIEL, 2016).

As Constelacoes apresentadas nas Figuras 38 e 39 sao formadas pela composicao de

duas modulacoes: QPSK no UL e 64NUQAM no LL. Quando e realizado a combinacao

do UL e LL na tecnica LDM, os sinais somados geram uma constelacao QPSK, sendo que

cada “sımbolo”desta modulacao e na verdade uma constelacao 64NUQAM.

42

Figura 34: Constelacao Simulada - CR 3/4 - IL 1 dB.






43

Figura 37: Setup de testes - Constelacao.


Figura 38: Constelacao - CR = 1/2.


44

Figura 39: Constelacao - CR = 3/4.


Por simulacao, as constelacoes na saıda da decodificacao de canal e do cancelamento

do UL foram obtidas, mostradas nas Figuras 40 e 41, respectivamente. Esta simulacao

utilizou IL = 3 dB e SNR = 20 dB.

Figura 40: Constelacao na saıda da decodificacao de canal.


45

Figura 41: Constelacao na saıda do cancelamento do UL.


4.1 Resultados Finais

Os testes consistiram em determinar o valor do limiar do SNR para o valor de BER

igual a 3.10−6. Este valor foi escolhido pois e o limite para a aparicao de artefatos em

uma TV Digital. O atraso gerado pela tecnica LDM foi de 437,04 ms para o UL e 655,56

ms para o LL, o que correspondem a 2 e 3 quadros OFDM, respectivamente (OLIVEIRA;

AKAMINE; MACIEL, 2016). Inicialmente, foi calculado os valores de SNR para cada

camada separada, sem o uso da tecnologia LDM. A Tabela 14 apresenta os resultados.

As configuracoes utilizadas para gerar os resultados das Tabelas 14 e 15 utilizaram 13

segmentos e entrelacador temporal igual a 200ms, em todos os casos. Analisando a

Tabela 14: Limiar sem a tecnologia LDM.

Modulacao Decodificador CRTaxa de dados SNR

(Mbps) (dB)

QPSK RS+Viterbi (Soft Decision) 1/2 4,295 2,2

64NUQAM BCH+LDPC (Soft Decision) 1/2 12,886 8,9

64NUQAM BCH+LDPC (Soft Decision) 3/4 19,329 13,5


Tabela 14 e possıvel notar que quanto maior a taxa transmitida, maior e a degradacao na

46

tranmissao. Para taxa de 19,329 Mbps o SNR e de 13,5 dB. Posteriormente, o sistema

utilizando a tecnica LDM foi testado. A decodificacao do LDPC, no LL, utilizou 50

iteracoes para todas simulacoes. Como pode ser notado na Tabela 15, o valor do SNR e

proporcional ao valor do IL. Quanto menor for o valor do IL mais facil sera para demodular

o LL, porem o UL recebera mais interferencia.

Tabela 15: Limiar com a tecnologia LDM.

CamadaModulacao Decodificador CR

IL Taxa de dados SNR

LDM (dB) (Mbps) (dB)

UL QPSK RS+Viterbi (Soft Decision) 1/2 3 4,295 10,7 (+8,5)

LL 64NUQAM BCH+LDPC (Soft Decision) 1/2 3 12,886 17,7 (+8,8)












Utilizando a tecnica LDM foi possıvel notar o aumento da taxa de transmissao, che-

gando em 23,624 Mbps, na configuracao com QPSK com CR 1/2 no UL e 64NUQAM

com CR 3/4 no LL. Porem, aplicar a tecnica LDM causou degradacao do SNR em todos

os casos analisados. Considerando o UL, o SNR ficou 8,5 dB pior para IL igual a 3 dB e

4,4 dB pior para IL igual a 6 dB. Isto indica que o LL interfere no UL e, quanto maior for

a atenuacao do LL, mais facil sera recuperar o UL. Ja no caso do LL, foi possıvel notar

o contrario: quanto maior for o valor do IL, mais dıficil sera recupera-lo. Considerando a

modulacao 64QAM com taxa 3/4, para IL igual a 3 dB o SNR ficou 7,0 dB pior e para

IL igual a 6 dB, o SNR ficou 12,3 dB pior.

47

5 Conclusao

A implementacao do sistema ISDB-TB LDM e importante para garantir a compatibi-

lidade com o ISDB-TB, no processo de transicao para futuras tecnologias. Dessa forma,

seria possıvel utilizar o UL do LDM para transmitir o ISDB-TB e ao mesmo tempo trans-

mitir a nova tecnologia no LL. Este projeto utilizou demoduladores e decodificadores que

sao baseados nas metricas de verissimilhanca, desta forma aumentando significativamente

o desempenho do sistema. Ao utilizar o decodificador Viterbi no UL com Soft Decision,

foi possıvel notar a melhora do limiar do SNR para o LL. Como verificado na literatura,

a utilizacao da modulacao NUC tambem contribuiu para melhores resultados do sistema

proposto. O aumento da taxa de transmissao tornou-se atrativo nesta implementacao,

mesmo com a degradacao do sinal em comparacao aos testes sem a tecnologia LDM. Tais

resultados foram possıveis devido a utilizacao de poderosos codigos corretores de erro

como o LDPC. A eficiencia do LDPC e maior com a concatenacao do codigo BCH. A

implementacao do ISDB-TB LDM e mais atrativo em termos de eficiencia espectral, uma

vez que a tecnica BST-OFDM necessita de 437,57 KHz por segmento e o LDM utiliza

a largura de banda total. Utilizando o sistema ISDB-TB, com modulacao 64QAM e CR

igual a 3/4 a taxa de dados e de 19,329 Mbps. Com o sistema ISDB-TB LDM e possıvel

transmitir 23,624 Mbps, sendo 4,295 Mbps pelo UL (com modulacao QPSK e CR igual a

1/2) e 19,329 Mbps pelo LL (com modulacao 64NUQAM e CR igual a 3/4).

Tambem foi possıvel notar, durante a implementacao do codigo LDPC no programa

GRC, a complexidade computacional necessaria para utilizar o codigo LDPC, sendo ne-

cessario utilizar tecnicas de simplificacao das matrizes R e Q, abordadas neste trabalho,

para realizar a decodificacao em tempo real. A versao atual do decodificador LDPC imple-

mentado permite estimar os bits corretos da mensagem para codigos de pequeno porte,

como por exemplo, o codigo Hamming(7,4) e permite realizar uma iteracao de decodi-

ficacao. Alem do decodificador LDPC, como contribuicao a biblioteca do GRC, foram

implementados os blocos de demodulacao Soft Decision, Hard Decision e de modulacao

NUC.

48

5.1 Trabalhos Futuros

• Artigo em elaboracao sobre funcionamento da decodificacao Soft Decision e LDPC

implementados no GRC;

• Implementar a decodificacao do LL no GRC;

• Implementacao de sistema hıbrido BST-OFDM/LDM utilizando a tecnica de Car-

rier Agregation no LDM. Uma configuracao possıvel seria dispor 1, 6 e 6 segmentos

para as camadas A, B e C, respectivamente. Nesse caso, o LDM ficaria na camada

C;

• Implementar tecnicas de calculo utilizando matrizes esparsas no GRC para viabilizar

a criacao de um bloco de decodificacao com N = 64800;

• Implementar o decodificador LDPC Soft Decision atual em FPGA, visando aumen-

tar a velocidade das iteracoes. A implementacao pode utilizar blocos de memoria

para armazenar as matriz H, R e Q, reduzindo drasticamente o processamento.

5.2 Artigos publicados

• “Implementation of ISDB-T LDM Broadcast System using LDPC codes”, Congresso

Broadband Multimedia Systems and Broadcasting 2016 (BMSB 2016), 01-03 de junho

de 2016 - Nara - Japao. Autores: George H. M. G. de Oliveira, Cristiano Akamine

e Yuri Pontes Maciel.

5.3 Vıdeos publicados

• Funcionamento do Sistema ISDB-LDM.

Disponıvel no Youtube em: https://youtu.be/ubJeR6YglJU

49

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