3A2S - Voltímetro Digital AC(rms) + DC e Medidor de Ganho

Projecto 1

Trabalho Prático 3º Ano Pág. 1

Projecto 1

Voltímetro Digital AC (rms) + DC

e Medidor de Ganho(dB)

Viseu, 1999

Projecto 1


PPRROOJJEECCTTOO 11

VVOLTÍMETRO OLTÍMETRO DDIGITALIGITAL AAAACCCC ((((rrrrmmmmssss)))) ++++ DDDDCCCC

eeee MMMMeeeeddddiiiiddddoooorrrr ddddeeee GGGGaaaannnnhhhhoooo(DB)

AAVALIADO PORVALIADO POR ::

O DO DOCENTEOCENTE :

_ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ (Eng. Rui Quadros Bebiano)

CCLASSIFICAÇÃO OBTIDA LASSIFICAÇÃO OBTIDA :

_ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ (valores)

RREALIZADO EMEALIZADO EM :

LLOCAL OCAL :: E scola S uperior de T ecnoE scola S uperior de T ecno logia de V iseulogia de V iseu

Ano de:Ano de: 19 9 919 9 9 EEXECUTADO PORXECUTADO POR :

AA LUNOLUNO::

_ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ __ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ __ _ _ _ _ _ __ _ _ _ _ _ _

(Luís Miguel Ferreira)

Nº798Nº798

AA LUNOLUNO::

_ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ __ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ __ _ _ _ _ __ _ _ _ _ _ _

(Ricardo Jorge Loureiro Silva)

Nº184Nº18411

AA LUNOLUNO::

_ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ __ _ _

Nº802Nº802

Projecto 1


_ _ _ (Vasco Miguel Guedes de Oliveira Matos da Silva)

Projecto 1


VVOLTÍMETRO OLTÍMETRO DDIGITALIGITAL AAAACCCC ((((rrrrmmmmssss)))) ++++ DDDDCCCC

eeee MMMMeeeeddddiiiiddddoooorrrr ddddeeee GGGGaaaannnnhhhhoooo(DB)

“ Mas a medida existe em todas as coisas, e saber discerni-la no momento oportuno é a primeira das ciências “. P in d a r oP in d a r o (521-456 aC)

Projecto 1


VVVVOOOOLLLLTTTT ÍÍÍÍMMMMEEEETTTTRRRROOOO DDDD IIIIGGGGIIIITTTTAAAALLLL AAAACCCC ((((RRRRMMMMSSSS )))) ++++ DDDDCCCC

EEEE MMMMEEEEDDDDIIIIDDDDOOOORRRR DDDDEEEE GGGGAAAANNNNHHHHOOOO (dB)

VOLTÍMETROS DIGITAISVOLTÍMETROS DIGITAIS

11–– Introdução TeóricaIntrodução Teórica

Diferença de Potencial ou Tensão Tensão (símbolo: V, ou ainda E). A tensão entre dois pontos é a energia gasta,

(trabalho realizado) necessária para mover uma carga unitária positiva do ponto mais negativo (menor potencial) para o mais positivo (maior potencial).

Equivalentemente, é a energia libertada quando uma carga unitária se descola de um ponto de maior potencial para o de menor.

A tensão é também chamada diferença de potencial ou força electromotriz (F.E.M). A unidade de medida de tensão é o volt, com as tensões usualmente expressas em volts (V), kilovolts (1kV=103 V), milivolts (1mV=10-3 V) ou ainda microvolt (1 µµV=10-6 V).

Um joule é a medida de trabalho necessário para deslocar uma carga de 1 coulomb através de uma diferença de potencial de 1 volt (1 coulomb é a medida de carga eléctrica e é igual a 6x1018 electrões, aproximadamente).

Como a energia expressas em Joules, pode escrever-se:

cQ

W W joulesV =

Medida de Decibeis As tensões variáveis são normalmente expressas em decibeis (dB). Esta unidade

está associada a uma noção de potência, especialmente nas medidas relativas ao ruído.

Para um determinado sinal, o numero de dB pode ser definido por meio da expressão seguinte :

0uu

20logN 10dB == Nesta expressão :

u0=0.775V (alternados) que corresponde a uma potência de 1 mW, dissipada numa resistência de 600Ω; u – valor eficaz da tensão; log 10 - logaritmo decimal.

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Características Gerais dos Voltímetros

O voltímetro digital (Digital VoltMeter - DVM) exibe valores de tensão c.a. ou c.c. sob a forma de dígitos discretos em vez de exibir o deslocamento de um ponteiro em uma escala contínua, como nos voltímetros analógicos. Em muitas aplicações, a indicação digital é vantajosa, pois pode reduzir erros humanos de interpolação e paralaxe, pode aumentar a velocidade da leitura, e frequentemente a saída digitalizada já se encontra numa forma adequada a um processamento posterior, incluindo o registro.

O DVM é um instrumento preciso e versátil que pode ser utilizado em muitas medições de laboratório. Com o desenvolvimento e aperfeiçoamento dos circuitos integrados (CI), a redução do tamanho e da busca de potência, e até mesmo dos custos, os DVM's actualmente competem em preço e portabilidade com os dispositivos analógicos. No actual estado da arte, podemos enumerar algumas características dos DVM's: * Faixa de medição: de ±1,000.000V até ±1.000,000V, com selecção automática

de escala e indicação de sobrecarga;

* Exactidão absoluta: tão alta quanto ±0,005% da indicação;

* Estabilidade: em curto prazo até 0,002% da indicação por um período de 24 horas; em longo prazo até 0,008% da indicação por um período de seis meses;

* Resolução: 1 unidade em 106 partes (1µV pode ser lido na escala de (0 - 1) V);

* Características de entrada: resistência de entrada típica de 10MΩ; capacidade de entrada típica de 40pF;

* Calibração: o padrão interno de calibração permite ajustes independentes do circuito de medição; o padrão é derivado de uma fonte de referência estabilizada;

* Sinais de saída: é possível aplicar o sinal de saída directamente a uma impressora; sinal de saída codificado em BCD (Binary-Coded-Decimal) pode ser disponível para registro ou processamento.

Facilidades opcionais incluem selecção de circuitos para as medições de corrente, resistência e quociente entre duas tensões. Outras variáveis físicas podem ser medidas pela utilização de um transdutor adequado.

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Pratica de Medidas

P.M.1–Erros Discretos Uma grandeza eléctrica, seja ela corrente, tensão, potência, ou outra qualquer, pode

assumir quaisquer valores dentro de determinada faixa de valores possíveis. Quando tal grandeza é convertida na forma digital, existe apenas um número finito ou discreto de valores que a referida quantidade pode assumir. Por exemplo, se um número na forma binária ou digitalizada, representando uma grandeza, consiste em 4 bits que possuem 16 combinações possíveis, isto significa que a grandeza pode assumir 16 níveis possíveis.

Considere uma tensão variando de 0 a 15 volts, que deva ser digitalizada a 4 bits. Existe, portanto, um número binário para cada unidade de tensão, variando de 0 a 15 volts. O que se pode dizer do valor 2,25V é a digitalização pode produzir apenas o número 0010 correspondente a 2V, e o valor 0011 correspondente a 3 V. A solução é simples. O valor 2,25V é arredondado para 2V e o erro é dado por -0,25V. Se o número de bits fosse aumentado para 6, o valor 2,25V poderia ser representado por 0010,01 com erro zero. Mas, e se o valor analógico dado fosse 2,27V? Os valores mais próximos possíveis seriam 2,25V e 2,50V. E claro que o valor mais próximo é 2,25V com um erro de -0,02V.

Fica, portanto, claro que independente do numero de bits usado para expressar uma grandeza analógica, sempre há a possibilidade de erro. O erro máximo é mais ou menos a metade do valor do bit menos significativo, que é chamado erro quantificado.

Medidores analógicos mais antigos que usavam uma escala como dispositivo de indicação requeriam uma série de arranjos de circuitos para serem utilizados numa faixa mais ampla de valores. Assim, se o fundo de escala de um voltímetro fosse de 1.000V, seria impossível utilizá-lo para verificar uma variação na entrada correspondente a 1V. Um atenuador chaveado poderia ser utilizado para produzir escalas cujos extremos fossem 1.000, 100, 10 e 1V, o que permitiria que a escala, agora, fosse usada para verificar a variação de 1V na entrada.

Num medidor digital com quatro dígitos decimais e um fundo de escala de 999,9V, 1V apareceria na escala como 001,0. Ou seja, a medida seria dada por dois algarismos significativos. Como o medidor é de quatro dígitos, 99% da sua capacidade estariam ociosos. Um medidor com quatro dígitos decimais tem resolução de 1 parte por 10.000 partes, enquanto os dois significativos reflectiriam 1 parte em 100, ou somente 1% de uma parte em 10.000. Um atenuador à entrada do medidor poderia ser utilizado de forma a dar fundos de escala de 999,9; 99,99; 9,999 e 0,9999V. A indicação de 1V poderia, portanto, ser 1.000V, com quatro algarismos significativos, melhorando a qualidade da indicação do medidor.

Medidores digitais mais modernos são capazes de seleccionar electronicamente a saída do atenuador, o que torna tais equipamentos totalmente automáticos.

Se a presente indicação é menor do que o fundo de escala da escala próxima inferior, a atenuação e reduzida. A atenuação continua a ser reduzida até que a indicação esteja entre a escala próxima inferior e o fundo de escala da escala actual.

Um cenário oposto acontece quando a indicação actual é maior do que o fundo de escala. Neste caso, a atenuação é aumentada até que a indicação seja menor do que o fundo de escala.

Como exemplo, admita que 1V no caso anterior tenha sido medido na escala cujo extremo superior é 999.9V. O atenuador é de passos de décadas, i.e., 999,9; 99,99; 9,999 e 0,999V. Como a indicação é de 001,0V, isto é menos do que o fundo de escala

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da próxima escala inferior, e o atenuador é diminuído. Isto resulta em uma indicação de 01,00V que ainda é menor do que o fundo de escala da próxima escala inferior, e a atenuação é reduzida automaticamente. A próxima indicação é 1,000V que é maior do que o fundo de escala da próxima escala inferior (0,9999V). A atenuação não mais é reduzida.

Como as variações dos níveis de tensão de entrada podem ser amplas, o atenuador é chaveado via relés, em vez de chaves electrónicas. Além disso, às vezes a tensão de entrada é superior ao fundo de escala, e os atenuadores e amplificadores de entrada devem ser capazes de suportar sobrecargas por um curto intervalo de tempo, antes que a atenuação adequada seja encontrada. Esta técnica é chamada de AutoRanging.

Para compensar os efeitos de tensões e correntes de deslocamento, o medidor é electronicamente aterrado quando a entrada está vazia. O medidor indicará os resultados de tensões de deslocamento, correntes de fuga e outros efeitos.

Esta indicação inadequada pode ser compensada por subtracção ou por realimentação de um deslocamento análogo com polaridade oposta. A verificação destes deslocamentos é periódica para garantir que as mudanças de tais deslocamentos sejam consideradas. Esta técnica de compensação automática de zero (Auto-Zero) está presente em instrumentos de alta precisão como o multímetro de alta performance, com selecção automática de escala.

P.M.2–Precisão O raciocínio que vamos fazer referir-se-á aos aparelhos digitais, porque eles estão a

ser cada vez mais usados, em detrimento dos aparelhos analógicos (magneto-eléctricos) já desde há alguns anos.

Vejamos o caso da função voltímetro contínuo dum multímetro de 2.000 pontos trabalhando numa escala de 2V, para a qual a precisão é de 0,8% da leitura +1 dígito.

Nesta escala, 1 dígito representa 1mV e uma tensão de 1V (visualização 1000) é medida com uma incerteza de 0,8x1000/100=8mV. A incerteza global em relação a esta medida é, portanto, de 8+1=9mV (precisão relativa 0,9%).

Esta incerteza é bastante fraca, mas se tiver de se ajustar uma referência de tensão exactamente a 1V, com este multímetro, a referência estará, realidade, compreendida entre 991 e 1009mV.

Infelizmente não há solução para melhorar a precisão da medida com este aparelho e, neste caso preciso, é utilizado correctamente.

Porém, se pretender ajustar com cuidado uma tensão de referência de 10mV, com a função voltímetro a ser utilizada nas mesmas condições, e com o aparelho a indicar alternadamente "9" e depois “10mV”, pode-se afirmar, neste caso, que a medida não tem nenhum valor porque o aparelho trabalha no início da escala, o que reduz consi-deravelmente a sua precisão relativa.

Basta assinalar que o valor medido está, na realidade, compreendido entre 8 e 11 mV (9-1 e 10+1) se interessa só tomar em conta os ±1 dígitos de erro sem se preocupar com os 0,8% (geralmente relacionados com a linearidade do conversor), ou seja, uma precisão relativa de 15%! Para melhorar a precisão, a solução consiste em passar para a escala de 200mV que dá melhores resultados.

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P.M.3–Impedância de Entrada O termo impedância refere-se ao comportamento em regime sinusoidal e, para as

medidas em corrente contínua, só intervém o aspecto resistivo da impedância.

1º Influência da resistência de entrada de um voltímetro sobre as medidas

Se os voltímetros digitais apresentarem uma resistência de entrada bem superior à dos seus antecessores analógicos, ela já não é infinita e pode acontecer que quando duma medida, a presença do aparelho modifique sensivelmente, até de maneira importante, um ponto de repouso, especialmente quando a medida se efectua em andares eles mesmos fortemente resistivos.

O exemplo da Fig.1 mostra um atenuador constituído por duas resistências R1 e R2, de valor igual a 1MΩ, que fornece no ponto comum S uma tensão Us teoricamente igual a metade da tensão total Ue.

Fig.1- Influência da

resistência de entrada do voltímetro no circuito.

Se tiver na saída da montagem, portanto aos terminais de R2, um voltímetro de resistência interna Rv=1MΩ, a tensão indicada por ele só representará um terço da tensão total Ue.

Este fenómeno explica-se, simplesmente, pelo facto de que as resistências R2 e Rv estão em paralelo e formam uma resistência equivalente de valor 500kΩ, em vez de 1MΩ só de R2. Neste caso, mesmo um voltímetro de resistência interna 10MΩ modifica o coeficiente 0,5 esperado para este divisor; não pode ser mais simples porque a relação teórica Us/Ue passa de 0,5 para 0,476, ou seja um desvio próximo de 5%.

Como se constatou com este exemplo, a utilização de qualquer aparelho de medida em circuitos muito resistivos deve ser alvo de um grande cuidado e os resultados visualizados devem ser cuidadosamente analisados antes de pôr em causa os próprios componentes da montagem.

2º Comportamento em regime variável

Qualquer aparelho de medida destinado a funcionar e regime variável apresenta uma impedância de entrada constituída por um paralelo elementos resistivo (Re) capacitivo (Ce) (Fig.2).

Fig.2- Esquema equivalente da impedância de entrada dum

aparelho de medida.

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Em corrente contínua, a componente capacitiva deixa de intervir mas, em regime variável, os dois componentes podem ter um efeito nefasto nas montagens às quais o aparelho estiver ligado.

3º Regra

Para que um aparelho de medida não origine nenhuma modificação sensível (menos de 1%) no ponto de funcionamento da montagem que estiver a testar, terá de se respeitar a regra simples que diz que a sua impedância deve ser 100 vezes superior à da impedância dos elementos aos terminais dos quais ele é ligado.

4º Determinação da resistência de entrada de um voltímetro

Para conhecer a resistência de entrada Rv dum voltímetro, procede-se como se mostra na Fig. 3. Numa primeira fase, anota-se a indicação V1 dada pelo voltímetro dire-ctamente ligado aos terminais duma pilha, por exemplo, de 9V.

Fig. 3- Determinação da resistência interna dum

voltímetro.

Numa segunda fase, acrescenta-se em série com o voltímetro uma resistência de valor tal que a indicação V2 do voltímetro seja igual a V1/V2. A resistência interna é então igual ao valor da resistência utilizada. Para facilitar a operação, a resistência pode ser substituída por um potenciómetro.

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Circuitos de ConCircuitos de Conversão Analógico/Digitalversão Analógico/Digital

Descrição de diversos Conversores A/D de aplicação em Voltímetros Digitais

A função dum conversor analógico/digital (A/D) consiste na produção de uma saída de impulsos digitais a partir de uma entrada de forma de onda analógica. Naturalmente que isto se pode fazer de forma contínua, isto é, à medida que muda a forma de onda do sinal analógico, o conversor deve tornar o sinal digital.

Os conversores A/D são utilizados amplamente nos receptores de televisão, equipamentos de vídeo, computadores e equipamentos de teste.

Uma aplicação típica destes circuitos encontra-se nos voltímetros digitais. A partir duma tensão contínua, o conversor A/D produz uma saída de impulsos que, uma vez contados, proporciona uma indicação num visualizador. O conversor A/D substitui assim o aparelho de medida de bobine móvel usado nos antigos voltímetros.

Se bem que a maioria dos voltímetros digitais utilizem um conversor de rampa dupla, ainda existem alguns que utilizam modelos de pendente ou rampa única. Começaremos por analisar os de rampa única.

Começaremos por analisar os de rampa única. C.1–Conversor A/D de Rampa Única O princípio básico do conversor de rampa única baseia-se na sua própria

simplicidade. É utilizada uma tensão desconhecida para carregar um condensador através duma resistência.

A Fig.4a mostra o condensador C1 carregando-se através duma resistência R1, a partir duma fonte de tensão continua de valor preciso e constante.

A Fig.4b mostra a curva produzida quando uma fonte de tensão do tipo referido se liga, através da resistência R1, ao condensador C1. Observe-se que a tensão em C1

aumenta com o tempo decorrido até que a carga do condensador seja igual à tensão aplicada. Infelizmente, a curva de variação de carga é exponencial em vez de linear.

Fig.4- Carga de um condensador através duma resistência (a) produz

uma rampa exponencial (b)

Para resolver este problema, o condensador pode carregar-se mediante uma fonte de corrente constante (ver as Fig.5a e 5b). A tensão em C1 aumenta então linearmente e o tempo é agora directamente proporcional à tensão de entrada.

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Fig.5- Carga de um condensador através duma fonte de corrente (a)

produz uma rampa linear (b)

A Fig.6, muito simplificada, para uma maior simplicidade de funcionamento, mostra os elementos básicos dum voltímetro digital que utiliza um conversor de inclinação única.

Fig.6- Diagrama simplificado de um voltímetro digital que utiliza um conversor A/D de rampa única .

A Fig.7 mostra as formas de onda, correspondentes aos diversos pontos do circuito.

Fig.7- A carga de um condensador

produz uma rampa linear que se converte numa onda quadrada em virtude da acção do comparador. O tempo durante o qual o sinal se mantém no nível alto é o que determina o numero de impulsos que se aplicam ao contador de impulsos.

O condensador de carga C1 liga-se entre a entrada inversora dum amplificador operacional e a massa. Um amplificador operacional é um dispositivo de elevado ganho, de múltiplas etapas, acoplado em corrente continua, contido no interior dum invólucro de circuito integrado.

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A tensão a medir é aplicada à entrada não inversora do amplificador operacional, que actua como comparador.

Efectua esta função amplificando a diferença entre as tensões aplicadas nas suas entradas positiva e negativa.

Isto significa que a saída do amplificador operacional depende da diferença de potencial aplicada às suas entradas. Uma vantagem de utilizar um amplificador operacional, neste caso, é a sua alta impedância de entrada, que normalmente é maior do que 1 MΩ (a sua impedância de saída é, pelo contrário, muito baixa, de 100 Ω ou menos).

Quando se leva a cabo a medida de uma tensão continua, C1 começa a carregar-se. Como consequência obtém-se uma rampa de tensão, de sentido positivo, na entrada inversora do amplificador operacional.

Quando a referida rampa de tensão excede o nível presente na entrada não inversora, isto é, a tensão que se está a medir, a saída muda de estado e cai para zero (0 binário) uma vez que a entrada variável (rampa) é aplica à entrada inversora.

Como consequência, a saída do amplificador operacional (ponto E0), começa a descer até que alcança o valor zero depois de um período de tempo que depende da tensão positiva que se está a medir. A tensão converteu-se assim de forma linear em relação ao tempo.

A porta AND situada a seguir recebe, por uma parte, impulsos de sentido positivo provenientes do oscilador de relógio, e por outra a tensão de saída do amplificador operacional. Quando esta última tiver um nível alto (binário 1) no início da medida de tensão, os impulsos de relógio passam através da porta AND para o contador.

Os impulsos de relógio podem fazer isto só durante o período em que a saída do oscilador de relógio é alta (1 binário). Uma porta AND produz uma saída binária 1 só quando as suas duas entradas estão no nível lógico 1.

Quando a saída do amplificador operacional cai para zero (nível lógico 0), a porta AND não deixa passar os impulsos de relógio. Deste modo, o número de impulsos de relógio recebidos pelo contador depende da tensão que se mede.

Esta simples disposição converteu uma entrada de tensão contínua positiva numa série de impulsos, cujo número total é directamente proporcional à entrada medida. O oscilador de relógio tem de possuir uma tolerância estreita e a sua frequência operativa deve situar-se nos kilohertz.

Com a finalidade de manter as leituras actualizadas, a conta põe-se a zero no final de cada ciclo de medida. Ao mesmo tempo, aplica-se um sinal de reposição a zero ao transístor TR1, que o faz passar ao estado de condução e descarga o condensador C1. O processo de medida repete-se, a seguir. Se a tensão positiva de entrada em mudar, o visualizador mostrará um valor distinto.

Este simples circuito conversor pode ser usado para medir tensões na gama de 0 a 200 milivolts. Juntando amplificadores intermédios, resistências em série, comutadores, shunts e circuitos adicionais, é possível medir uma ampla gama de tensões e correntes contínuas e alternadas, assim como resistências e outras medidas.

Existem, naturalmente, muitas variações deste simples circuito conversor de rampa única, mas o princípio básico de funcionamento é o mesmo.

Infelizmente, este tipo de conversor tem vários inconvenientes. Resulta gravemente afectado pela deriva da frequência do oscilador e pelo ruído eléctrico na sua entrada. A precisão, a longo prazo, do valor do condensador C1 é crítica de manter.

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C.2–Conversor A/D de Dupla Rampa A necessidade precisão de uma maior precisão de medida conduziu ao

desenvolvimento do conversor de dupla rampa. Como acontece com o de rampa única, baseia-se num condensador que se carrega linearmente mediante uma fonte de corrente constante.

O circuito melhorado do conversor de dupla rampa proporciona uma precisão de 0,05% a 0,1% ou superior. A Fig. 8 mostra o esquema básico do conversor de dupla rampa, enquanto que na Fig. 9 se representam as formas de onda correspondentes aos distintos pontos do circuito.

Fig.8- Diagrama de blocos dum voltímetro digital que utiliza um conversor A/D

de dupla rampa .

Fig.9-Formas de onda correspondentes

ao esquema da Fig.8 .

A disposição utilizada designa-se de dupla rampa devido a que o condensador (C1) se carrega em primeiro lugar (a rampa ascendente) e a seguir descarrega-se gradualmente (a rampa descendente) a uma velocidade controlada, durante cada ciclo de medida.

Esta circunstância elimina, em grande parte, o problema da deterioração da precisão devido a variações mínimas nas características eléctricas dos componentes durante a vida do aparelho.

A tensão que se tem de medir (-Em) aplica-se, através do comutador electrónico SW1 e da resistência R1, à entrada inversora do amplificador operacional 1, ligado como

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integrador. Os valores do condensador C1 e da resistência R1 devem seleccionar-se cuidadosamente.

No início de cada ciclo de medida, a saída do AO1 (ponto C) é ligeiramente negativa em relação à massa. O ponto C liga-se à entrada positiva do AO2, que está ligado como comparador. Como consequência, neste ponto do ciclo a sua saída acha-se a zero.

Observe-se que a entrada positiva do AO1 se liga à massa e a sua entrada inversora a -Em através da resistência R1. Isto significa que quando se tem de medir uma tensão negativa contínua e se liga ao terminal -Em, aparece uma tensão positiva no ponto C.

Com uma tensão positiva num extremo e uma tensão negativa no outro, o condensador C1começa a carregar-se. Esta disposição do circuito, com o condensador de carga ligado num circuito de realimentação negativa, actua como um integrador linear e funciona como uma fonte de carga, a corrente constante, para o condensador C1.

O AO2 funciona como comparador. No inicio da medida, a entrada não inversora (ponto E), desloca-se positivamente e a sua saída comuta para o estado positivo, isto é, para o nível lógico 1, e a porta AND permite agora que os impulsos de relógio passem para o contador durante o período em que os impulsos do oscilador de relógio se achem no nível alto.

Quando o condensador estiver carregado, todos os biestáveis do contador se terão posto a zero ou se terão activado. Diz-se assim que o contador se encheu. Neste momento, o contador gera um sinal de sobre margem que activa o comutador electrónico e aplica uma tensão de referência positiva na entrada inversora do AO1.

O condensador C1 começa agora a descarregar-se (tempo T2, ver a Fig.9) produzindo a rampa em sentido descendente à saída do circuito integrado. Ao finalizar o período de descarga, o circuito volta a situar-se no seu estado inicial. Quanto maior for a tensão medida, maiores serão os ângulos a e b e maior a duração das formas de onda de rampa ascendente e descendente.

C.3–Conversor A/D de Dupla Rampa com Autopolaridade

O circuito considerado anteriormente, não é prático uma vez que responde só a tensões negativas. O que se necessita é de um sistema de autopolaridade, isto é, da medida de tensões tanto positivas como negativas. Desta forma, a indicação do visualizador do voltímetro mostrará a amplitude e a polaridade da tensão medida.

A Fig.10 mostra um circuito de dupla rampa com autopolaridade, muito simplificado. Um ponto a ter em conta quando se estuda este circuito, é que utiliza duas fontes de alimentação, uma de 9 V, positiva em relação à massa, e a outra do mesmo valor, negativa em relação à massa.

Quando se aplica uma tensão negativa aos terminais do Vin, o funcionamento do circuito integrador é idêntico ao mostrado na Fig. 8, mas a sua saída aplica-se à entrada positiva de um comparador e também à entrada negativa de outro comparador.

Os díodos D1 e D2 proporcionam separação entre as saídas dos dois comparadores. Nestas condições, as portas AND2 e AND3, juntamente com os transistores TR1 e TR2, controlam a comutação da tensão de referência que se aplica ao comutador electrónico. Ao mesmo tempo as saídas dos dois comparadores activam o indicador de positivo ou negativo do visualizador.

Projecto 1


Fig.10- Diagrama de blocos dum voltímetro digital dotado de um sistema de

autopolaridade .

Quando a tensão de entrada é zero, as saídas dos dois comparadores encontram-se a zero e a leitura do contador consiste em zeros. Na prática, podem aplicar-se ajustes de equilíbrio, pré-fixados, aos amplificadores operacionais do comparador, e tensões de deslocamento para proporcionar maior precisão com tensões de entrada muito baixas.

O conversor de dupla rampa tem a vantagem de possuir uma excelente estabilidade, mas esta é obtida à custa da velocidade de conversão devido ao tempo necessário para carregar e descarregar o condensador C1 e o retardo de propagação do circuito integrado.

No entanto, isto não representa um problema, uma vez que o tempo de que se necessita para ligar a ponta de prova ao ponto de medida e observar o visualizador do voltímetro, é superior ao tempo usado pelo conversor para visualizar o valor medido.

C.4–Conversores A/D tipo Flash O conversor paralelo, normalmente designado por conversor flash (Fig.11), utiliza

um circuito simples e tem a vantagem da sua fiabilidade e elevada velocidade de trabalho (que se mede em microsegundos).

A sua principal desvantagem é a quantidade de amplificadores operacionais necessários para produzir uma palavra binária. De facto, para obter um alto grau de resolução, por exemplo numa saída de 8 bits, são necessários 255 amplificadores operacionais (28-1 =255).

Num conversor flash ligam-se sete amplificadores operacionais como comparadores paralelo. O circuito actua como um conversor flash paralelo de 3 bits. Cada entrada negativa dos sete amplificadores operacionais está ligada a uma tensão fixa estável.

Quando uma tensão contínua de entrada, ligada ao ponto Vin iguala ou excede a tensão fixa na entrada positiva do AO1, aparece um sinal binário 1 na sua saída.

Quando a tensão na entrada positiva de AO2 se eleva e excede os 2V da sua entrada negativa, aparece um sinal binário 1 na sua saída. Todo este processo, que se repete para os restantes amplificadores operacionais, produz uma série de sinais binários que se aplicam a uma rede de matrizes de portas lógicas, cuja saída é uma palavra binária.

Projecto 1


Fig.11- Conversor flash de 3 bits.

C.5–Conversão A/D por Aproximações Sucessivas Um método eficiente e relativamente barato de conversão A/D é o método das

aproximações sucessivas. Esta técnica é uma implementação electrónica de uma técnica chamada regressão binária.

Admita que alguém deva determinar o valor de um número, e que seja permitido fazer estimativas. Cada estimativa teria de ser avaliada e verificada se (1) fosse menor ou igual ao valor do número ou (2) maior que o número. O valor mínimo e o valor máximo do número buscado são também conhecidos.

Considere, a título de exemplo, que o número a ser determinado esteja compreendido entre 0 e 511. A melhor estimativa inicial possível seria 256, i.e., a metade da extensão da faixa. Para prosseguir com o exemplo, admita que o número a ser determinado seja 499. Então, o número é maior do que a primeira estimativa e esta informação é conhecida. Portanto o número a ser estimado está entre 256 e 511, o que significa que uma boa estimativa seria 384, valor intermediário entre 256 e 511. O número continua sendo maior do que a estimativa; a terceira estimativa entre 384 e 511 é um número intermediário, ou seja, 448, que ainda é menor do que o resultado esperado. O ponto médio entre 448 e 511 é 480, e o resultado é o mesmo que os anteriores. Entre 480 e 511, obtemos o ponto médio 496. A próxima estimativa é 504 e, pela primeira vez, a estimativa é maior do que o número procurado. Portanto o próximo passo é obter o ponto médio entre 496 e 504, que é o número 500. A próxima faixa de possibilidades está entre 496 e 500; o ponto médio é 498. Finalmente, a faixa de possibilidades encontra-se entre 498 e 500; o ponto médio é 499 que é o número procurado. Segue uma sinopse das estimativas e dos resultados.

Algumas observações interessantes podem ser feitas do quadro de resultados. Primeiro, foram feitas oito estimativas antes da obtenção do resultado correcto. Depois da oitava estimativa, o valor real ficou compreendido entre 498 e 500, i.e., 28 ou uma precisão de 8 bits mais ou menos 1 bit.

Projecto 1


Estimativa Resultado 256 =< 499 256 + 128 = 384 =< 499 384 + 64 = 448 =< 499 448 + 32 = 480 =< 499 480 + 16 = 496 =< 499 496 + 8 = 504 > 499 496 + 4 = 500 > 499 496 + 2 = 498 ≤ 499 498 + 1 = 499 = 499;correcto

Tabela1- Sinopse das estimativas e dos resultados.

E possível determinar qualquer número entre 0 e 511 através de 8 estimativas ou menos usando este método? Para responder tal questão, considere o seguinte. A primeira estimativa não pode ter um erro superior a 256, a segunda a 128, a terceira a 64, e assim por diante. Um total de nove estimativas é requerido para produzir a estimativa final que poderá ter um erro não superior a 1, que é o mínimo erro possível.

Números entre 0 e 511 podem ser representados por 9 bits (dígitos binários). É claro que esta análise pode ser extrapolada para qualquer número de bits, e o número de estimativas requerido é exactamente igual ao número de bits necessários à conversão do maior número decimal da faixa em números binários.

Fig.12- Representação gráfica dos valores estimados

através de uma aproximação sucessiva.

Uma representação gráfica das estimativas ou aproximações sucessivas ilustra a natureza convergente desta técnica. A Fig.12 mostra o gráfico para o exemplo do número 499. Como se pode ver, as estimativas aproximam-se do valor real a partir de valores inferiores, e oscilam em tomo deste mesmo valor antes de atingirem a resposta correcta. A oscilação é difícil de ser vista porque o erro vai sendo reduzido rapidamente, e a amplitude da oscilação, da mesma forma, é pequena. A título de comparação, a Fig.12 também exibe a representação gráfica das estimativas usadas para se chegar ao número 320. A oscilação é maior, mas o número é obtido após nove tentativas.

A implementação electrónica da técnica das aproximações sucessivas é mostrada na Fig.13. Um conversor D/A é utilizado para fornecer as estimativas. As decisões maior que ou igual a e menor que são executadas por um comparador. O conversor D/A fornece a estimativa, e esta é comparada com o sinal de entrada. Um registrador

Projecto 1


especial de deslocamento chamado Registrador de Aproximações Sucessivas (SAR) é utilizado para controlar o conversor D/A e consequentemente as estimativas Para iniciar, todas as saídas do SAR estão no nível lógico zero. Se uma estimativa é superior à entrada a saída do comparador é alta, e a primeira saída do SAR inverte o seu estado, e a segunda saída muda para o nível lógico "um". Se a saída do comparador é baixa, indicando uma estimativa inferior ao nível de tensão de entrada, a primeira saída permanece no estado lógico um e a segunda assume o estado lógico um. Este processo continua até a conversão estar completa.

Fig.13-Diagrama de blocos de um voltímetro digital,

utilizando a técnica das aproximações sucessivas.

Esta sequência de eventos processados electronicamente segue o mesmo procedimento descrito antes. Uma estimativa é feita no limiar do SAR cronométrico. Para conversão de N bits após N clocks, o valor real da entrada torna-se conhecido. O bit menos significativo é o estado do comparador. Em alguns sistemas um clock adicional é utilizado para armazenar o último bit no SAR, e assim N + 1 clocks são necessários para que ocorra a conversão.

Projecto 1


Medida do Verdadeiro Valor EficazMedida do Verdadeiro Valor Eficaz

A medição de tensões e correntes alternas é complicada ocorrendo frequentemente erros inesperados. A medição de ondas não sinusoidais requer um certo conheci-mento e experiência da parte do técnico. Grande parte das dificuldades resulta de os instrumentos de medida normalmente só possuírem um simples rectificador na entrada. Estes instrumentos servem para medir baixas frequências mas mesmo neste caso não entram em consideração com a forma da onda. As tensões alternas só podem ser medidas com precisão usando um voltímetro de valor eficaz verdadeiro.

Desde alguns anos que os voltímetros sofreram uma forte evolução, tanto quanto às possibilidades intrínsecas dos aparelhos, como quanto à sua precisão. Também nos aparelhos do topo da gama se vê aparecer nalguns modelos a medida T.R.M.ST.R.M.S .(TT rueRRootMMeanSSquare) em português VValor EE ficaz V Verdadeiro, para qualificar uma grandeza alternada, tal como uma tensão ou uma corrente. Impõe-se, portanto, esclarecer o seu significado.

. A concepção dos rectificadores na entrada dos voltímetros convém apenas para a

medida das tensões ou correntes em regime sinusoidal; a calibração dos aparelhos baseia-se no princípio exposto na Fig.14 para o valor médio e na Fig.15 para o valor de pico.

Fig.14- Detector do valor médio.

Fig.15- Detector do valor de pico.

Tudo vai bem quando o sinal é de forma sinusoidal pura, mas se sofrer deformações ou tiver outra forma (quadrada, triangular, etc.) a tensão rectificada não corresponderá mais à realidade. Para esclarecer ideias reproduzimos na Fig.16, a tabela permitindo efectuar a conversão de um determinado valor num outro; por exemplo, converter uma tensão de 1 V eficaz dá um valor de 1,414 V de pico e 2,828 de pico a pico (ver a tabela da Fig. 16)

Projecto 1


Médio Pico Pico a Pico Eficaz Médio 1.000 1.572 3.144 1.111 Pico 0.636 1.000 2.000 0.707

Pico a Pico 0.318 0.500 1.000 0.353 Eficaz 0.899 1.414 2.828 1.000

Fig.16 –Tabela de conversão dos dum sinal sinusoidal.

A- Definição de Valor Eficaz O valor eficaz (RMS) de uma onda é definido como sendo o valor de uma tensão

contínua que produziria a mesma quantidade de energia, no mesmo tempo, aos terminais de uma resistência.

Designada por E, exprime-se pela relação:

Ät*RV

E2

a=

para uma tensão cuja amplitude varia em função do tempo e:

t*RV

E c=

para uma tensão contínua; é preciso considerar Va como o

valor eficaz da tensão.

Nos dois casos, a energia produzida será equivalente. Se sobrepuser uma tensão contínua ao sinal a medir, o valor eficaz lido será proveniente da fórmula seguinte:

2

c2

aef )(V)(VE +=

mas como o valor eficaz de uma sinusóide vale:

2

)(VV

2pico

ef =

temos, finalmente, com a tensão contínua:

pico

2pico2

cef V*1,2242

)(V)(VV =+=

Por exemplo, uma tensão alterna de 220 Vef provoca numa lâmpada, uma iluminação igual à provocada por uma tensão contínua de 220 V. A forma da onda alternada não é importante mas sim os seus efeitos. Uma tensão sinusoidal de 220 Vef produz o mesmo

Projecto 1


efeito calorífico que uma tensão triangular, rectangular ou em dente de serra, desde que elas também possuam 220 Vef.

Isto quer dizer que o valor de pico de uma tensão alterna é sempre maior que o seu valor eficaz, excepto no caso de uma onda quadrada, onde o valor eficaz é precisamente igual ao valor de pico. Numa onda sinusoidal, a razão entre o valor de pico e o valor eficaz, a que se chama factor de pico, é 2 =1,414. Cada forma de tensão alterna (triangular, rectangular, dente de serra, etc.) possui o seu próprio valor de factor de pico, conforme mostrado na Tabela 2 .

Fig.17- Um sinal sinusoidal possui três valores importantes: tensão de pico (Up); tensão eficaz ou rms (Urms); tensão média (Uav).

Como o que se pretende medir na maior parte dos casos, é o valor eficaz de ondas sinusoidais, os voltímetros vulgares possuem apenas um rectificador simples que converte a onda alterna numa onda contínua.

O valor da onda continua é depois corrigido, usando um factor de forma igual a 1,11 e o resultado pode ser observado no mostrador.

Note que o factor de forma é a razão entre o valor eficaz e o valor médio da onda alterna. Ora o valor médio de uma forma de onda sinusoidal é 0,637 do valor de pico e o valor eficaz é 0,707 do valor de pico, pelo que o seu factor de forma será 0,707/0,637=1,11.

Como os voltímetros vulgares são calibrados para ondas sinusoidais, eles apresentam um valor errado quando se mede uma forma de onda não sinusoidal.

A Tabela 2 mostra este erro, além de outras informações adicionais para várias formas de onda. Por meio desta tabela é possível determinar o verdadeiro valor, desde que se conheça a forma da onda medida, mas esta solução não é prática nem muito precisa na maior parte dos casos.

Projecto 1


Onda Up=1V F. pico Up/URMS

Valor RMS (V)

Leitura no Mult.*(V)

Erro do Mult.*(%)

Sinusoidal 1,414 0,707 0,707 0

Triangular 1,730 0,508 0,555 -2

Ruído branco 3 0,333 0,266 -20,2

Rectangular (f.t.=1 :1) 1 1000 1.11 +11

Rectangular (f.t.=33:100) 2 0,25 0,25 -50

Rectangular (f.t.=1:100) 10 0,10 0,01 -99

Dente de serra (f.t.=1:1) 2 0,495 0,354 -28

Dente de serra (f.t.=1:4) 4,7 0,212 0,150 -30

Tabela 2- Várias formas de onda e respectivas relações entre valores pico, eficaz e leitura num voltímetro, calibrado para

sinusóides. (*) = calibrado para sinusóide (f.t.)= factor de trabalho

B- Valor eficaz e o " Verdadeiro Valor Eficaz " Os voltímetros vulgares que permitem medir grandezas alternadas só dão o valor

eficaz correcto se as tensões (ou as correntes) forem sinusoidais. Se insistimos no aspecto sinusoidal, é porque a indicações destes aparelho só são

válidas para esta forma de sinal, mesmo se aparelho fornecer um valor que pareça plausível para um sinal quadrado ou triangular; o valor indicado é certamente falso se o multímetro utilizado não for um de "verdadeiro valor eficaz”. A diferença existente entre estes dois tipos de aparelho considerável.

Com um aparelho "eficaz” (destinado ao regime sinusoidal), por rectificação transforma-se a grandeza estudada numa grandeza contínua proporcional ao seu valor eficaz. Nesta operação, faz-se intervir o factor de forma F que depende do tipo de rectificação. O resultado obtido depende do factor de forma F e não é, em caso algum, apropriado para outra forma de sinal.

Para um verdadeiro valor eficaz (válido para todas as formas de sinal), começa-se por elevar o sinal ao quadrado e depois toma-se o valor médio DC resultado graças a um filtro passa-baixo. Para terminar, um último subconjunto extrai a raiz quadrada do resultado que representa, por definição, o valor eficaz do sinal estudado.

A Fig.18 mostra, sob a forma de diagrama de blocos, as diferenças que tal acarreta na concepção destes aparelhos. Como se pode constatar, as operações anteriores visualização são diferentes e em particular, para o aparelho mais simples, a visualização conta a forma do sinal, que faz com que o valor visualizado só seja válido para forma e não para as outras.

Projecto 1


Em conclusão, temos que na posição alternada, com um aparelho de valor eficaz (mais barato do que um de verdadeiro valor eficaz) só se devem medir grandezas sinusoidais.

Fig.18- Principio dum voltímetro eficaz e de um de verdadeiro valor eficaz

C- Como medir o Verdadeiro Valor Eficaz? É preciso utilizar um conversor que realize uma função matemática. Sabe-se o valor

eficaz verdadeiro é obtido integrando o quadrado do valor da tensão e depois extraindo a raiz quadrada (Fig.19).

Fig.19- Explicação matemática do verdadeiro valor eficaz de uma corrente periódica.

A Fig.20 mostra o circuito de um tal conversor. O condensador C1 pode ser curto-circuitado pelo interruptor a fim de medir o valor eficaz verdadeiro com ou sem componente contínua.

Projecto 1


Fig.20- Conversor do verdadeiro valor eficaz O sinal alternado apresenta-se na entrada do amplificador operacional A1, que com os

díodos D1 e D2 O rectifica em duas meias sinusóides com uma amplitude de pico duas vezes mais elevada do que o sinal que atravessa R4.

Na entrada do amplificador dispõe-se assim de uma componente alternada (Ve) de uma tensão rectificada. Os transistores T1 e T2 apresentam a característica logarítmica tensão-corrente de uma junção P-N. Existe uma relação que liga a corrente de colector à tensão base-emissor de um transístor bipolar.

Da saída, o amplificador A2 associado aos transistores T1 e T2 realizam a passagem para uma forma de onda quadrada que converte a tensão em corrente. A corrente atravessa os transistores T1 e T2, acoplados pelos emissores a T3 e T4.

Estes formam um anel de realimentação a fim de obrigar a tensão de saída a ser a raiz quadrada do integral do quadrado da corrente em T1 e T2.

Na realidade, a saída do amplificador A2 será proporcional a duas vezes o logaritmo da corrente em T1 e T2.

A tensão de saída de A5 comanda o transístor T4, ela é determinada pela corrente que atravessa R7. A corrente de colector de T4, que daí resulta, é proporcional à raiz quadrada da corrente produzida por A2, T1 e T2.

Na saída do amplificador A4, dispomos agora do valor RMS (eficaz) do sinal de entrada. Não é assim tão simples, na realidade, obter uma tal medida, largamente simplificada neste item.

Projecto 1


Conversão do Valor Eficaz Verdadeiro / CCConversão do Valor Eficaz Verdadeiro / CC

* Conversão térmica Em teoria, a conversão térmica é um método simples, mas na prática é de

implementação difícil e dispendiosa. Neste método, compara-se o aquecimento produzido por um sinal alterno de valor desconhecido, com o aquecimento produzido por uma tensão contínua de valor conhecido (Fig. 21). Quando a tensão de referência é ajustada até se anular a diferença de temperaturas na resistência de referência R2 e na resistência do sinal R1, a potência dissipada nestas duas resistências iguais será também igual. Portanto, atendendo à definição de valor eficaz, o valor da tensão contínua de referência ajustada, é igual ao valor eficaz do sinal desconhecido.

Cada uma das duas secções térmicas contém uma resistência estável de baixo coeficiente de temperatura R1 e R2, que está em contacto térmico com um conversor linear de temperatura para tensão (S1 e S2), que pode ser, por exemplo, um termopar. A tensão de saída de S1 e S2 varia proporcionalmente com o valor médio do quadrado de Vin.

O circuito da Fig. 21 possui um erro típico muito baixo, da ordem de 1%, bem como uma grande largura de banda. Contudo, as constantes de tempo das secções térmicas R1/S1 e R2/S2, limitam a eficácia do método com sinais de baixa frequência.

Existem unidades deste tipo que devido à utilização de ganho variável podem ul-trapassar as limitações de alcance dinâmico dos conversores de ganho fixo, à custa de maior complexidade e custo.

Fig. 21

Projecto 1


* Cálculo Directo ou Explícito O método mais lógico de se calcular o valor eficaz é levar a cabo as operações de

elevação ao quadrado, cálculo do valor médio e extracção da raiz quadrada por meio de circuitos electrónicos multiplicadores e amplificadores operacionais. Este método directo (Fig.22) possui um alcance dinâmico limitado, porque os andares que se seguem ao circuito de elevação ao quadrado têm de tratar um sinal cuja amplitude varia enor-memente. Por exemplo, um sinal de entrada que varia numa gama dinâmica de 100 para 1 (10 mV a 1V) possuirá uma gama dinâmica de 10000:1(1mV:10V) na saída do circuito de elevação ao quadrado. Esta limitação de ordem prática, restringe a utilização deste método a sinais que possuam um alcance dinâmico de cerca de 10:1.0 erro do sistema pode ser tão pequeno como ±0,1% do fim de escala, quando se utiliza um multiplicador e um extractor de raiz quadrada de boa qualidade. Este método possui excelente largura de banda, precisão e rapidez de cálculo.

Fig. 22

* Método Indirecto ou Implícito Um método de cálculo melhor usa realimentação para calcular a raiz quadrada de

forma indirecta no andar de entrada (Fig.23). Dividida pela média do sinal de saída, agora a média do sinal varia linearmente (em vez de variar proporcionalmente ao quadrado) em relação ao valor eficaz do sinal de entrada. Esta técnica aumenta consideravelmente o alcance dinâmico em relação ao método directo.

O já referido método utiliza menos componentes, possui maior alcance dinâmico e menor custo, mas tem como desvantagem menor largura de banda do que os dois métodos anteriores.

Um circuito deste tipo pode utilizar multiplicação e divisão directa por meio de multiplicadores, ou utilizar vários circuitos «log-antilog» para executar as funções matemáticas.

Fig. 23

Projecto 1


Banda PassanteBanda Passante

Quer se trate de aparelhos de verdadeiros valores eficazes ou não, os conversores utilizados para os sinais alternados têm uma banda passante que é geralmente reduzida a alguns kilohertz (excepto se o aparelho for de topo de gama). Bem antes do (que os fabricantes nem sempre mencionam), e especialmente se o limite dado a -3dB, como é geralmente o caso, o valor das grandezas alternadas medidas é geralmente falso (inferior em relação ao seu valor real).

A atenuação dos sinais de frequência elevada é em parte devida à capacidade de entrada e aos andares rectificadores utilizados para esta função. Com um voltímetro alternado possuindo uma banda passante, a -3dB, de 2kHz (atenuação de 30% para esta frequência), um sinal de frequência 2kHz, de valor eficaz real de 1V, dará uma visualização de 0,7V. Com um tal aparelho, o valor real só é visualizado para os sinais de frequência inferior a 500Hz, o que cobre as frequências industriais mas não permite uma utilização na gama das frequências de áudio.

Determinação da banda passante dum voltímetro alternado

Esta determinação exige um gerador sinusoidal e, se possível, um osciloscópio, permitindo assegurar que a amplitude da sinusóide é constante qualquer que seja a sua frequência. Os diferentes aparelhos são associados como se indica na Fig.24.

Fig.24-Montagem que permite determinar a banda passante de

um voltímetro.

Se tiver a certeza de que o gerador de baixa frequência fornece um sinal de amplitude constante quando se faz variar a sua frequência, pode-se dispensar o osciloscópio. Para a escala de 2V, impõe-se a frequência baixa (50Hz) uma amplitude tal que o voltímetro estudado mostre, por exemplo, 1.000mV. Aumenta-se progressivamente a frequência até que a visualização passe para 990mV, o que dá a banda passante a 1%. Sempre aumentando a frequência, pode-se notar a passagem a 1%. Sempre aumentando a fre-

Projecto 1


quência, poderá notar-se a passagem da banda passante a 10% (visualização 900mV) e termina-se pela banda passante a -3dB correspondendo à visualização 707mV (cerca de 70% do valor inicial). Procede-se do mesmo modo para as outras escalas, tomando níveis adaptados e depois anotam-se, com cuidado, os resultados para cada escala nas informações sobre o aparelho, para uma utilização posterior.

Este método baseia-se na estabilidade do nível fornecido pelo gerador, donde o interesse do osciloscópio cuja banda passante deve ser superior àquela que se pretende determinar, mas essa condição é geralmente satisfeita por todos os aparelhos vulgares. Uma vez recordados estes numerosos pormenores referentes ao próprio aparelho, vamos completá-los com alguns comentários referentes ao modo de utilizar as próprias medidas.

Voltímetro de VerdVoltímetro de Verdadeiro Valor Eficazadeiro Valor Eficaz (estudo teórico-prático)

Para frequências relativamente baixas, e ondas sinusoidais puras, o valor eficaz pode ser lido com bastante precisão, através dum voltímetro para C.A., analógico ou digi-tal, uma vez que estes aparelhos estão normalmente calibrados para o factor de pico da onda sinusoidal ( 2 ). Contudo, a determinação do valor eficaz de outros sinais periódicos, tais como tensões em rampa, formas de ondas rectangulares ou triangulares, não é normalmente possível de ser efectuada com o mesmo voltímetro para C.A. por este não estar calibrado de acordo com o factor de pico requerido, definido como a relação entre o valor de pico da grandeza periódica e o respectivo valor eficaz. Sem entrar em pormenores matemáticos, a Tabela 3 resume os termos e as fórmulas de conversão para algumas das formas de onda que se encontram com mais frequência.

Tabela 3

Diagrama de Blocos

Projecto 1


A Fig.25 mostra a organização funcional do aparelho de medida de valor eficaz real. A tensão de entrada acoplada em C.A. ou em C.C. é aplicada a um circuito amplifi-cador/atenuador, o qual garante um nível de entrada máximo de 200 mV para o conversor de valor eficaz para C.C.. Isto significa que a secção de entrada funciona como amplificador nos campos de medida de 20 mV (apenas em C.A.) e 2OOmV (A = l0 x e a + l x, respectivamente), enquanto que funciona como atenuador nos campos de 2V e 2OV( A =-l0x e A = -l00x, respectivamente). A selecção do campo de medida em causa é conseguida com um arranjo de comutação electrónico, o qual evita os inconvenientes associados à ligação de condutores longos a circuitos com um impedância relativamente elevada.

O conversor de valor eficaz para C.C. fornece uma tensão de saída continua, tanto sob uma forma linear como logarítmica. Com S5 na posição V, a tensão de saída linear é aplicada directamente ao conversor analógico - digital compreendido no circuito de saída da leitura BCD. Com S5 na posição dB, a unidade indicadora aceita a tensão de entrada HI (ALTA) dum circuito de compensação de temperatura ligado à saída logarítmica do conversor. Este circuito de compensação baseia-se no uso de um amplificador cujo ganho depende da temperatura e cuja saída é aplicada a um divisor de tensão para alcançar o gradiente de 1 mV/dB relativamente à massa.

Fig.25– Diagrama de blocos do voltímetro de verdadeiro valor eficaz

Foi prevista a selecção de um limiar de 0dB fixo ou variável (offset) (0dB=0,775V= 1mV sobre 600Ω). A obtenção de leituras eficazes lineares é bastante simples, pois apenas envolve a selecção da atenuação apropriada ou do factor de amplificação da secção de entrada, para além da selecção do ponto decimal no indicador de cristais líquidos. Contudo, há um obstáculo na leitura de níveis em dB. Admitindo um nível de entrada no aparelho de medida de 0dB (0,775Vef), O conversor para valor eficaz é alimentado com 77,5mV (a atenuação de entrada é de 10 vezes no calibre 2V/0dB) e pode ser ajustada para estabelecer a leitura correcta no LCD (indicador de cristais líquidos). Desde que o aparelho de medida seja comutado para o campo de medida de +20dB, a tensão de entrada é atenuada 100 vezes e a tensão de entrada do conversor é, portanto, 7,75mV, o que poderia fazer com que o indicador lesse 20log10 (7,75/ /77,5)= -20dB, em vez de apenas 0dB. Este erro é corrigido pela aplicação de -20 mV à entrada LO do excitador dos cristais líquidos. Aplica-se uma correcção semelhante aos campos de medida de -20dB e -40dB, caso em que o LO é excitado por +20mV e +40mV, respectivamente.

Projecto 1


Um circuito de sobrecarga/subcarga fornece aos utilizadores do aparelho de medida uma informação sobre o campo de medida preferível para ser usado com um dado nível de tensão de entrada. Se este exceder o valor máximo que pode ser apresentado em cerca de 14dB, o indicador de cristais líquidos dá uma indicação de sobrecarga. De igual modo, um nível de entrada de 30dB abaixo do valor estabelecido é assinalado com uma indicação de subcarga, avisando o utilizador para comutar para o campo de medida inferior seguinte, para uma precisão ideal. Contudo, no campo de medida de -40dB do aparelho de medida, o circuito de subcarga é desactivado para permitir efectuar medições a níveis de entrada multo reduzidos. Convém ter em mente que, contudo, a precisão do aparelho de medida abaixo de cerca de -70dB cai rapidamente, uma vez que este valor se aproxima do nível mínimo detectável pelo CI conversor.

Finalmente, um comutador desloca o ponto decimal conforme o necessário, enquanto que o conjunto dos excitadores dos LEDs garante que a respectiva indicação da unidade (mV, V ou dB) acende no painel frontal.

VoltímetroVoltímetro DC+AC (RMS)+dBDC+AC (RMS)+dB

Parte Prática

Características

DC 200mV;2V;20V;200V Campos de Medida AC 200mV;2V;20V;200V

Projecto 1


dB +20dB(200mV);0dB(2V);-20dB(20V)

Precisão Uent.=1/2 Uent.(max.) Impedância de

entrada ≅1.1MΩ

Alimentação Simétrica

+5V -5V

AD 636 AD 636 CONVERSOR DE VALOR EFICAZ PARA DC

Os medidores de valor eficaz verdadeiro utilizam um conversor especial, de forma

que o utilizador não tem de fazer contas aritméticas complicadas. A quantidade a medir (tensão ou corrente) é aplicada no conversor e a saída deste é uma tensão continua, igual ao valor eficaz da quantidade medida.

Projecto 1


A Fig.1 mostra o que está dentro do integrado conversor de valor eficaz para D.C. do tipo AD636JD. Este compreende um rectificador de entrada mais um conversor tensão-corrente, um circuito que eleva ao quadrado controlado por realimentação de corrente, baseado no uso de amplificadores logarítmico e antilogaritmico, os quais são usados para darem saída ao nível de saída de corrente continua logarítmica.

O valor médio do sinal elevado ao quadrado é obtido através duma malha passa-baixo R-C, cujo condensador, Cav , é ligado como um componente exterior. O valor médio é convertido numa corrente contínua que lhe é proporcional através de um 'espelho' de corrente, cuja corrente de saída passa através de uma resistência de 10 kΩ, incluída no integrado, de elevada estabilidade. A tensão de saída continua e proporcional está disponível no pino 10 do integrado.

O amplificador operacional (ampop) ligado aos pinos 8 e 9, pode ser usado como andar separador (tampão), para baixar a impedância de saída. A resistência ajustável exterior Pa garante a

polarização para o quadrador/divisor interno, Fig.1 – Esquema do interior do AD 636J e então pode ser usada para efectuar a calibração do AD636 ao nível de entrada de 0 dB.

O integrado conversor usado no nosso medidor é o AD636J da Analog Devices. É de baixo custo e possui um erro máximo de 1%. Existe um modelo mais preciso (AD636K), com um erro máximo de 0,5%, mas que é bastante mais caro.

ERROS DE CONVERSÃO E lógico que qualquer tipo de conversor de valor eficaz para corrente continua

produz, inevitavelmente, um pequeno desvio relativamente às características de conversão ideais. Os principais erros e as suas causas possíveis serão discutidos ligeiramente nos pontos seguintes.

Erro estático - As tolerâncias de produção e os desvios relativamente às especifi-cações apontadas atingem um nível aceitável de 1 mV no caso do CI conversor no qual se assentou.

Largura de banda - Há, infelizmente, uma limitação imposta pela largura de banda que se pode alcançar para o conversor.

Projecto 1


A Fig.2 mostra a correlação entre a frequência do sinal de entrada e a tensão de saída do integrado. Note que a largura de banda utilizável para o conversor está fortemente dependente do nível da tensão de entrada aplicada. Portanto, é aconselhável efectuar medições no campo de medida mais baixo possível do aparelho de medida.

Fig.2- Tensão contínua de saída do conversor como função da frequência do sinal de entrada, com seis níveis da tensão eficaz entrada como

parâmetros .

Erro em C.C.- É facilmente compreensível que Cav determina a frequência mais baixa do sinal de entrada que produz uma tensão de saída contínua fiel; a capacidade de Cav deve, portanto, ser devidamente considerada num projecto que utilize o AD636J.

Factor de pico - o factor de pico de uma onda rectangular é inversamente proporcional à sua relação largura de impulso/período. A Fig.3 mostra o erro de conversão em percentagem em função do factor de pico. A causa para este erro reside no facto de que, no caso de relações largura de impulso/período muito reduzidas (picos), Cav tem a assustadora tarefa de captar 'instantaneamente' toda a energia contida no impulso, e reter a sua carga até o processo de cálculo do valor médio se com-pletar. Obviamente que isto é muito difícil de conseguir na prática, devido ao erro relativamente pequeno, o qual, contudo, se torna mais importante quando adicionado aos erros anteriormente mencionados, especialmente quando da leitura de valores eficazes de sinais com um elevado factor de pico (isto é, baixa relação largura de impulso-/período).

Projecto 1


Fig.3- Correlação entre o factor de pico do sinal de entrada e o erro de conversão para o integrado do tipo

AD636J

Pode ocorrer uma dificuldade especial se um sinal com um elevado factor de pico fizer com que a secção de entrada do aparelho de medida, e portanto o integrado con-versor, fique em sobrecarga uma vez que a distorção da forma de onda resultante (cortada) e a geração de harmónicas leva rapidamente a leituras erradas no indicador. Portanto, sugere-se medir primeiro o valor de pico destes sinais, usando um osciloscópio, para decidir sobre o calibre correcto para o aparelho de medida de valor eficaz real.

Fotografia da montagem do circuito

Projecto 1


2-DESCRIÇÃO DO FUNCIONAMENTO DO CIRCUITO

AA -MÓDULO ATENUADOR

O módulo atenuador foi dimensionado de forma a permitir reduzir a tensão aplicada para um valor aceitável pelo medidor. Este tipo de atenuador designa-se por atenuador por passos, e é constituído pelas resistências R1, R2, R3, R4 e R5 , que permite obter quatro escalas de tensão: 200 mV, 2V,20V e 200V.

DIMENSIONAMENTO DO ATENUADOR Impedância de Entrada do Voltímetro 1MΩΩ

Vin Vout inV

outVTR =

5R4R3R2R1R

RTR x

++++=

200 mV 200 mV RT(0.2)=1 R1 ≅1MΩ 2 V 200 mV RT(2)=0,1 R2 ≅100KΩ

20 V 200 mV RT(20) = 0,01 R3 ≅10KΩ 200 V 200 mV RT(200) = 0,001 R4+R5 ≅1KΩ+110Ω

BB -MÓDULO VOLTIMETRICO O ICL7107 é um circuito integrado de elevada performance, de baixa potência, e tudo

o que necessita, está nele incorporado: um conversor analógico-digital (A/D) de 3 ½ dígitos. Incluídos são descodificadores de 7 segmentos e respectivos conversores, uma tensão de referencia e um gerador de clock. Ajustamento a zero automático e polaridade automática.

Tudo o que adicionalmente necessita é uma fonte de tensão de referência e alguns componentes passivos.

O sinal de entrada é um filtro passa-baixo RC constituído por R8 e C3, que elimina as interferências e mantém o sinal estável durante o tempo suficiente para poder terminar a conversão A/D.

O relógio que controla o ICL7107 tem uma frequência, determinada por C1, que torna possível efectuar duas medições por segundo.

A resistência R9 e os condensadores C2 a C5 fazem parte do circuito do conversor A/D.

A tensão de alimentação é suficientemente elevada para assegurar que as tensões de referência, ligadas a V+, e Com do integrado IC1, são suficientemente estáveis para que

Projecto 1


a conversão A/D tenha a precisão de 1 dígito. Evidentemente que isto pressupõe que as tensões de referência, REF HI e REF LO, tenham sido correctamente ajustadas com P1.

C-MODULO CONVERSOR AC(RMS)/DC Depois de atenuado, o sinal é aplicado a IC2 através de C6 e de um circuito de

protecção que consiste em R11, D1 e D2. É obrigatório que a tensão de trabalho de C6

seja a indicada, pois um valor inferior pode dar origem à sua destruição e à destruição do próprio integrado conversor.

O AMPOP existente no integrado é usado como conversor de impedância, ligado à en-trada através de C7 (circuito bootstrap), para elevar artificialmente a baixa resistência da entrada do conversor (pino 1), que possui cerca de 7kΩ. Sem este artifício, a baixa im-pedância carregaria exageradamente o atenuador, isto é, consumiria exagerada corrente do atenuador.

Como a impedância de entrada do conversor A/D (IC1) é bastante elevada, o sinal de saída de IC2 é transferido directamente para IC1.

O condensador C8 serve para IC2 determinar o valor médio das medições e C9 alisa a ondulação que possa aparecer no sinal de saída do conversor. Para o medidor funcionar correctamente, é fundamental que C7, C8 e C9 sejam de boa qualidade, com baixa corrente de fugas, de preferência de tântalo ou electrolítico especial de baixa corrente de fugas.

O integrado conversor D/A utiliza duas tensões de alimentação simétricas. O pino 32 de IC1, comum (Com) que é mantido a 2,8V por meio de um díodo zener existente no interior do integrado, é usado como massa. A tensão de offset na saída de IC2 é compensada com P2. Assim, depois de se ter feito a calibração, se a entrada do medidor for curto-circuitada à massa, o mostrador indicará 0,00V.

Para um funcionamento correcto, também é necessária uma tensão de referência estável, que é fornecida por Dz, um zener integrado com compensação de temperatura. Este zener fornece uma tensão de 1,23V que depois é reduzida para 100mV por meio de R15, R16 e P4. Esta tensão de referência é depois aplicada ao pino 36 de IC1.

Os componentes deste módulo foram escolhidos com base na análise do DataSheets do AD636JD.

CC 11 -MEDIÇÃO DE DECIBÉIS (dB) Nos instrumentos de teste antigos, esta opção era simplesmente implementada

desenhando uma escala logarítmica em conjunto com as normais escalas lineares. Nos instrumentos electrónicos modernos, o processo não é tão simples. Felizmente, o AD636JD possui uma saída logarítmica (pino 5) cuja tensão de saída, log U in, é derivada de um transístor de um circuito multiplicador. A existência deste pino facilita muito a implementação de uma escala logarítmica. Durante as medições logarítmicas, o mostrador pode é levado a zero por meio de P3 e quando a amplitude do sinal de entrada se modifica, o mostrador indica imediatamente o valor em dB, em relação ao valor anterior. O instrumento pode ser comutado de linear para logarítmico, por meio de S2. Como a tensão logarítmica obtida no pino 7 do AD636JD é negativa, as secções c e d de S2 são usadas para inverter a polaridade da medição.

A secção b fornece uma tensão de referência ao pino 36 do ICL7107. Como a tensão de saída logarítmica do AD636JD depende da temperatura ambiente, a tensão de referência também deve variar na mesma proporção, o que é feito por meio de D3.

Projecto 1


Assim, a tensão de referência existente em P5 também é dependente da temperatura ambiente.

É possível fazer medições em dB em todas as escalas, entre +10dB e -40dB. Por exemplo, na escala de 2V a quantidade medida varia entre 6,32V (+10dB) e 0,02V (-40dB).

C2-LARGURA DE BANDA O cálculo do valor eficaz é levado a cabo com a ajuda de um circuito aritmético, que

utiliza quantidades logarítmicas. Tal como em todos os circuitos logarítmicos, a largura de banda é proporcional à amplitude do sinal de entrada. A curva de cima da Fig.4 (1Vrms), mostra o comportamento quase ideal do conversor. As linhas a tracejado mostram o limite superior de frequência para 1%, 10% e ±3dB de erro de leitura adicional. Por exemplo, para um sinal de 1Vef o instrumento produzirá menos de 1% de erro adicional, se a frequência do sinal for inferior a 220kHz. Um sinal de 10mVef pode ser medido com 1% de erro adicional (100µV) até 14kHz. Isto quer dizer que a amplitude dos sinais de alta frequência deve ser tão grande quanto possível. No limite inferior de frequência, a linearidade é garantida até cerca de 30Hz e se for tolerável um pequeno erro até é viável medir sinais de 10Hz. Nas frequências muito baixas, o circuito de bootstrap mantém o erro a cerca de 0,2% ou seja, ±0,2dB.

Fig.4- A largura de banda do conversor é proporcional à

amplitude do sinal de entrada.

O circuito é alimentado por uma fonte de alimentação simétrica com tensões de ± 5V.

Projecto 1


TESTE E CALIBRAÇÃO Utilizando como voltímetro de referencia o Multímetro Digital – “Tektronix” TX1–

True RMS. Colocámos S2 na posição ‘DC’ e S1 na escala 200mV, ajustámos a tensão entre a

REF HI e REF LO para o valor de 100 mV. Injectando por fim vários valores de tensão, valores esses que comparamos com os valores registados no voltímetro de referencia.

Colocámos S2 na posição ‘AC’ e S1 na escala de ‘2V’. Estabelecemos um curto-circuito na entrada. Ajustámos P2 até que o mostrador indicou ‘000’. Aplicámos um sinal sinusoidal com cerca de 50Hz e uma amplitude de 1.8Vef, na entrada do voltímetro e na entrada do multímetro. Ajustámos P4 até que as leituras nos dois instrumentos fossem “aproximadamente” iguais.

Colocámos S2 na posição ‘dB’ e S1 escala de ‘2 V’. Aplicámos um sinal alterno com 2V de amplitude a na entrada ajustámos P3 até que o mostrador indicou ‘000’. Depois, colocámos que S1 na escala de ‘200 mV’ e ajustámos P5 até que o mostrador indicou +20 dB. Por fim, colocámos que S1 na escala de ‘20 V’ e ajustámos P5 até que o mostrador indicou -20 dB. Repetimos estes testes até que não fosse necessário corrigir os ajustamentos.

A calibração está completa e o instrumento pronto a ser usado.

Voltímetro DC + AC (rms)+ Voltímetro DC + AC (rms)+ dBdB

Características Tensão Erro

200mV 0,07 2V - 0,13

20V 0,06 DC

200V - 0,63 200mV 3,07

2V 0,01 20V - 0,05

AC

200V 0,42 +20dB(200mV)

0dB(2V)

Campos de Medida

dB -20dB(20V)

Precisão Uent.=1/2 Uent.(max.) Impedância de

entrada ≅1.1MΩ

Projecto 1


Alimentação Simétrica

+5V -5V

3 - ESQUEMA DO CIRCUITO

Projecto 1


4 - COMPONENTES UTILIZADOS

Atenuador

Resistências: N.º Valor Potência Toler.

R1 1 MΩ ¼ W 1% R2 100 KΩ ¼ W 1% R3 10 KΩ ¼ W 1% R4 1 KΩ ¼ W 1% R5 110 Ω ¼ W 1%

Módulo Voltimétrico


R6 100 KΩ ¼ W 5% R7 1 MΩ ¼ W 5% R8 47 KΩ ¼ W 5% R9 22 KΩ ¼ W 5% R10 330 Ω ¼ W 5% P1 1KΩ Potenc.Mul.volt.

Condensadores:

N.º Valor Tensão Tipo

C1 100 pF 16 V Poliester

C2 100 nF 16 V Poliester C3 220 nF 16 V Poliester C4 470 nF 16 V Poliester C5 22 nF 16 V Poliester

Semicondutores:

N.º Designação

IC1 ICL7107 CPL LDs SA56-11HWA (Anodo Comum)

Módulo Conversor AC

(RMS) / DC


R11 47 KΩ ¼ W 5% R12 1 MΩ ¼ W 5% R13 22 KΩ ¼ W 5% R14 8.2 KΩ ¼ W 5% R15 10 KΩ ¼ W 5% R16 680 Ω ¼ W 5% R17 4.7 KΩ ¼ W 5% R18 470 KΩ ¼ W 5% R19 150 KΩ ¼ W 5% R20 18 KΩ ¼ W 5% P2 100 KΩ Potenc.Mul.volt. P3 100 KΩ Potenc.Mul.volt. P4 500 Ω Potenc.Mul.volt. P5 100 KΩ Potenc.Mul.volt.

Condensadores:

N.º Valor Tensão Tipo

C6 22 nF 250 V Poliester

C7 47 µF 16 V Tântalo C8 4.7 µF 16 V Tântalo C9 4.7 µF 16 V Tântalo

Semicondutores:

N.º Designação

IC2 AD 636 JD

Projecto 1


Dz AD 589 / 1.2 V D1 1N4148

D2 1N4148

D3 1N4148

N.º Diversos: S1 Comut. de 2 circuit., 4 posições

S2 Comut. de 4 circuit., 4 posições +5V Com -5V

Fonte de Alimentação Simétrica

Projecto 1

Estudo Teórico 3º Ano Pág.

5-APARELHOS DE MEDIDA UTILIZADOS

* Multímetro Digital – “Tektronix” TX1 – True RMS

* Fonte de Alimentação DC Simétrica – “Thurlby” P320

* Fonte de Alimentação CA – “De Lorenzo“ DL1004

* Osciloscópio – “Hameg” 20Mhz – HM205

* Gerador de Funções – “Circuitmate” FG2

* Placa de Ensaios ( Breadboard ) – “A-Tek” (Model: AB124)

Projecto 1


6-TABELAS DE REGISTO DOS VALORES OBTIDOS NO

ENSAIO E RESPECTIVOS GRÁFICOS

Em Corrente Continua (DC)

Projecto 1


Escala: 200mV

Voltímetro (Montagem Prática) (Tektronix)

Erro

6.6 V 6.6 V 0 36.5 V 36.6 V 0.1 87.4 V 87.7 V 0.3

123.7 V 123.6 V -0.1 181.2 V 181.1 V -0.1 197.3 V 197.5 V 0.2

Comparação de tensões em DCEscala de 200mV

0

0.1

0.2

1 2 3 4 5 6

Medições

Ten

são

(V

)

Voltímetro (Montagem) Voltímetro (Tektronix)

Escala: 2V Voltímetro

(Montagem Prática) (Tektronix) Erro

0.358 V 0.354 V -0.004 0.71 V 0.704 V -0.006 1.09 V 1.06 V -0.03 1.42 V 1.4 V -0.02 1.78 V 1.75 V -0.03 1.99 V 1.95 V -0.04

Projecto 1


Comparação de tensões em DCEscala de 2V

0

0.5

1

1.5

2

1 2 3 4 5 6

Medições

Tens

ão (V

)


Escala: 20V


Erro

3.45 V 3.51 V 0.06 7.08 V 7.17 V 0.09

10.43 V 10.5 V 0.07 14.02 V 14.1 V 0.08 17.42 V 17.53 V 0.11 19.5 V 19.45 V -0.05


0

5

10

15

20

1 2 3 4 5 6

Medições

Tens

ão (V

)




36.3 V 36.9 V 0.6 70.6 V 71 V 0.4

106.9 V 105.6 V -1.3 141.8 V 140.7 V -1.1 176.8 V 175.7 V -1.1 197.1 V 195.8 V -1.3

Projecto 1



0

50

100

150

200

1 2 3 4 5 6

Medições

Tens

ão (V

)


Em Corrente Alternada (AC)

Projecto 1


Escala: 200mV


Erro

112.8 V 105.2 V -7.6 127.5 V 121.7 V -5.8 144.6 V 146.3 V 1.7 154.4 V 160.6 V 6.2 177.8 V 189.8 V 12 181.7 V 193.6 V 11.9

Comparação de tensões em AC a 50HzEscala de 200mV

0

0.1

0.2

1 2 3 4 5 6

Medições

Ten

são

(V

)




0.325 V 0.357 V 0.032 0.679 V 0.713 V 0.034 1.026 V 1.04 V 0.014

1.3 V 1.308 V 0.008 1.531 V 1.536 V 0.005

Projecto 1


1.924 V 1.915 V -0.009

Comparação de tensões em AC a 50HzEscala de 2V

0

0.5

1

1.5

2

1 2 3 4 5 6

Medições

Ten

são

(V

)




3.07 V 3.14 V 0.07 6.032 V 6.04 V 0.008 9.04 V 9.12 V 0.08

12.23 V 12.16 V -0.07 16.3 V 16.15 V -0.15

19.32 V 19.15 V -0.17


0

5

10

15

20

25

1 2 3 4 5 6

Medições

Tens

ão (V

)




30.08 V 31.2 V 1.12 61.4 V 61.4 V 0 90.5 V 91.3 V 0.8

Projecto 1


120.6 V 121 V 0.4 161.9 V 162.4 V 0.5 196.5 V 197.3 V 0.8


0

50

100

150

200

1 2 3 4 5 6

Medições

Tens

ão (V

)


Em Corrente Alternada (dB)

Medidor de Ganho (Montagem Prática)

Escalas Vin Vref. +20dB

(200mV) 0dB (2V)

-20dB (20V)

2 V 2.4 V 20 dB 0.2 dB -21.3 dB 4.024 V 2.4 V 26.5 dB 6.6 dB -14.4 dB 6.01 V 2.4 V 28.6 dB 10.2 dB -10.7 dB 8.14 V 2.4 V 29.9 dB 13 dB -8.1 dB 10.07 V 2.4 V 30.3 dB 14.9 dB -6.1 dB 12.01 V 2.4 V 30.6 dB 16.5 dB -4.4 dB

Projecto 1


Medições de Ganho

-30

-20

-10

0

10

20

30

40

2 4 6.01 8.14 10.07 12.01

Tensão de entrada (V)

Gan

ho (d

B)

+20dB0dB-20dB

7- CONCLUSÃO

Com este trabalho pretendemos construir um voltímetro digital que tivesse a possibilidade de além de medir tensões DC pudesse ainda efectuar medições em AC e de ganho. Procurámos fazer um bom trabalho, ou na medida do possível, um projecto que funcionasse muito próximo dos aparelhos que usamos no laboratório. Pensamos que conseguimos atingir estes objectivos com a ajuda do Eng. Bebiano, nosso orientador do projecto, que com o seu grande apoio e compreensão sempre nos ajudou.

A parte teórica fizemos bastante investigação na Internet e em documentação indicada pelo professor, o que nos foi bastante útil pois conseguimos aprender mais sobre o funcionamento dos aparelhos com que funcionamos no laboratório e também sobre o desempenho dos mesmos em várias condições de trabalho. Toda a bibliografia consultada, bem como os sites na Internet foram de extrema importância no desenvolvimento profundo deste projecto. Relativamente à parte prática, a montagem do circuito sofreu alguns atrasos pois ou as condições de trabalho nem sempre eram as melhores, ou havia falta de material e

Projecto 1


tinha de ser comprado fora de Viseu, ou mesmo fora do país, como aconteceu com o nosso conversor de valor eficaz para DC, o AD636J.

Podemos concluir que construímos um voltímetro até bastante preciso, como se pode comprovar nas medições efectuadas e na representação dos gráficos respectivos. Claro que erros existem sempre, ainda mais num domínio tão especial como é a electrónica, mas tentámos dentro do possível corrigi-los e tornar o nosso voltímetro ainda mais fiável. Fazendo o balanço de todo este trabalho podemos dizer que valeu a pena. 8- BIBLIOGRAFIA CONSULTADA

* Art of Electronics – Thomas & Paul Horowitz

* Electronic Instrumentation and Measurements – David A. Bell

* Microelectrónica – Jacob Millman

* Operational Amplifiers and Analog Integrated Circuits – Sergio

Franco

* Operational Amplifiers and Linear Integrated Circuits – Robert

F. Coughlin and Frederick F. Driscoll

Internet Sites:Internet Sites:

Projecto 1


* http://www. analog.com – Analog Device

* http://www.burr-brown.com – Burr-Brown

* http://www.semi-harris.com – Harris Semiconductor

* http://www.maxim-ic.com – Maxim

* http://www.national.com – National Semiconductor & Comlinear

9- AGRADECIMENTOS

ü Eng. Rui Quadros Bebiano

ü Eng. António Pereira Ferrolho

ü Eng. Técnico João Victor Pereira Ôlas

ü Associação de Estudantes da Escola Superior de Tecnologia

de Viseu

Projecto 1


ÍNDICE ÍNDICE

Parte Teórica Introdução Teórica ....................................5 Diferença de Potencial ou Tensão ......................5 Medida de Decibeis ....................................5 Características Gerais dos Voltímetros ................6 Pratica de Medidas ....................................7

P.M.1–Erros Discretos..............................7 P.M.2–Precisão.....................................8 P.M.3–Impedância de Entrada........................9

Circuitos de Conversão Analógico/Digital .............11 Descrição de diversos Conversores A/D de aplicação em Voltímetros Digitais .................................11

C.1–Conversor A/D de Rampa Única..................11

Projecto 1


C.2–Conversor A/D de Dupla Rampa..................14 C.3–Conversor A/D de Dupla Rampa com Autopolaridade15 C.4–Conversores A/D tipo Flash....................16 C.5–Conversão A/D por Aproximações Sucessivas.....17

Medida do Verdadeiro Valor Eficaz ....................20 A- Definição de Valor Eficaz 21 B- Valor eficaz e o " Verdadeiro Valor Eficaz " 23 C- Como medir o Verdadeiro Valor Eficaz? 24

Conversão do Valor Eficaz Verdadeiro / CC ............26 Banda Passante .......................................28 Voltímetro de Verdadeiro Valor Eficaz ................29 Parte Prática AD 636 Conversor de verdadeiro valor eficaz para DC ..32

Erros de conversão................................33 Descrição do funcionamento do circuito ...............36

A-Módulo atenuador................................36 B-Módulo voltimétrico.............................36 C-Módulo conversos AC(RMS)/DC.....................37 C1-Medição de décibeis (dB) .......................37 C2-Largura de Banda ...............................38 Teste e calibração................................39

Esquema do circuito ..................................40 Componentes utilizados ...............................41

Atenuador.........................................41 Módulo Voltimétrico...............................41 Módulo Conversor AC (RMS) / DC....................41

Aparelhos de medida utilizados ........................1 Tabelas e gráficos obtidos............................2

Em Corrente Continua (DC)......................... 2 Em Corrente Alternada (AC).........................5 Em Corrente Alternada (dB).........................8

Conclusão .............................................9 Bibliografia consultada ..............................10 Agradecimentos .......................................11

3A2S - Voltímetro Digital AC(rms) + DC e Medidor de Ganho

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