Apostila de Eletronica Industrial Faetec 2011

TÉCNICO EM ELETRÔNICA

APOSTILA DE ELETRÔNICA INDUSTRIAL – 2011 – versão 00

Professor Mário Goretti Pagina 1/100

FAETEC - ETE JOÃO LUIZ DO NASCIMENTO

1 - INTRODUÇÃO Na eletrônica direcionada ao áudio temos, entre outros: os pré-amplificadores, que nada mais são do que "amplificadores de pequenos sinais"; as mesas de som, que têm como principal função "misturar" diversos sinais de diversos níveis, para eventualmente, serem amplificados... etc. Podemos escrever linhas e mais linhas sobre amplificadores, de qualquer tipo, para várias aplicações; mas nosso objetivo aqui é o de dar apenas uma idéia do que é um "amplificador de potência", cuja função é fornecer, a partir de pequenos sinais, grandes sinais à cargas de baixa impedância (grandes correntes), portanto potência. Um amplificador recebe um sinal de um determinado transdutor ou outra fonte de entrada, e fornece uma versão amplificada desse sinal para um dispositivo de saída ou outro estagio amplificador. Um sinal de um transdutor na entrada é geralmente pequeno (alguns milivolts de um tape-deck ou CD, ou alguns micro volts de uma antena) e precisa ser amplificado o suficiente para acionar um dispositivo de saída (alto-falante ou outro dispositivo de potência). Em amplificadores de pequenos sinais, os fatores principais são, via de regra, linearidade na amplificação e amplitude de ganho. Como os sinais de tensão e corrente são pequenos em amplificadores de pequenos sinais, a quantidade de potência que ele é capaz de fornecer e sua eficiência são fatores de pouco interesse. Um amplificador de tensão fornece amplificação de tensão, principalmente para aumentar a tensão de um sinal de entrada. Por sua vez, amplificadores de grandes sinais ou de potência fornecem, sobre tudo, potência suficiente a uma carga de saída a fim de acionar um alto-falante ou outro dispositivo de potência, tipicamente na faixa de alguns watts a dezenas de watts. Nosso estudo é voltado para circuitos amplificadores usados para operar com grandes sinais de tensão e níveis de correntes moderadas ou altas. As características principais de um amplificador de grandes sinais são a eficiência de potência do circuito, a máxima quantidade de potência que o circuito é capaz de fornecer, e o casamento e impedância com o dispositivo de saída. 2 - DESCRIÇÃO SUMÁRIA DOS AMPLIFICADORES Um amplificador recebe um sinal de algum transdutor ou de outra fonte de entrada e fornece uma versão maior desse sinal para um dispositivo de saída ou para outro estágio amplificador. Um sinal de um transdutor na entrada em geral é pequeno (alguns milivolts de um tape-deck ou CD, ou alguns microvolts de uma antena) e precisa ser suficientemente amplificado para acionar um dispositivo de saída (alto-falante ou qualquer outro dispositivo de potência). Em amplificadores de pequenos sinais, os fatores principais geralmente são a linearidade na amplificação e a amplitude de ganho. Uma vez que os sinais de tensão e corrente são pequenos em um amplificador de pequenos sinais, a capacidade de fornecimento de potência e a eficácia têm pouca importância. Um amplificador de tensão fornece amplificação principalmente para aumentar a tensão do sinal de entrada. Por outro lado, amplificadores de grandes sinais ou de potência fornecem principalmente potência suficiente para uma carga de saída para acionar um alto-falante ou outro dispositivo de potência, normalmente na faixa de alguns watts a dezenas de watts. Um método utilizado para classificar amplificadores é o de “classes”. Classes de amplificadores basicamente indicam quanto o sinal de saída varia, sobre um ciclo de operação, para um ciclo completo do sinal de entrada. Os amplificadores de potência de um modo geral podem ser divididos em cinco classes:

Classe A;

Classe B;

Classe AB;

Classe C;

Classe D.





2.1 - AMPLIFICADOR CLASSE A Usados para amplificar os sinais de maneira simples e direta. É o modo de operação ancestral de todos os amplificadores. Nasceu junto com os primeiros amplificadores de áudio baseados no Áudion de DeForrest, fabricados pela Western Electric Corporation of América a partir da década de 1910 para equipar os primeiros rádio-receptores e telégrafos sem fio. O ponto de trabalho (polarização) do elemento ativo (válvula) é forçado a ficar no meio da curva de transferência Ia x Vk (em função de uma determinada tensão Vg). Dada esta característica de colocação do ponto Q no meio da curva, o sinal a amplificar percorre toda a extensão da curva de transferência indo da parte mais inferior da curva até a parte mais superior, ou seja, o amplificador está constantemente trabalhando e por conseqüência, irradiando energia na forma de calor, logo nem toda a potência é convertida em programa sonoro. Existem perdas por dissipação de calor. Seu rendimento é por volta de 25 a 50%. Os dispositivos de amplificação do sinal (transistores ou válvulas) de saída conduzem corrente durante todo o ciclo do sinal. O rendimento é baixo (teoricamente 25%, tipicamente menos ainda), mas a qualidade é máxima, pois não existe transição entre dispositivos, sendo assim o sinal absolutamente ininterrupto. Pelo alto consumo e peso, esta classe é usada quase exclusivamente por audiófilos e em amplificadores de referência (estudio), ou então em valvulados de baixa a média potência (até 30W) para guitarra, bem como alguns equipamentos residenciais de alta fidelidade. O sinal de saída varia por um ciclo completo de 360º. A Figura 01 mostra que para isso é necessário que o ponto Q seja polarizado em um nível que permita que o sinal varie para cima e para baixo sem atingir uma tensão suficiente para ser restringida pelo valor da fonte de tensão ou desça a um ponto suficientemente baixo para atingir o valor inferior da fonte, ou 0 V.

Figura 01 – Amplificador Classe A





O circuito é simples de polarização fixa, pode servir como base para o propósito deste capitulo, cujo objetivo é mostrar as características do amplificador classe A com realimentação - serie. A única diferença ente este circuito e a versão para pequenos sinais é que os sinais tratados pelo circuito para grandes sinais estão na faixa de volts, e o transistor usado é um transistor de potência capaz de operar na faixa d algumas dezenas de watts. Este circuito não é o melhor para ser usado como amplificador de grandes sinais devido a sua baixa eficiência de potência. O beta de um transistor de potência é, geralmente, menor que 100, e o circuito amplificador total, usando transitores de potência, é capaz de suportar grandes potências ou correntes, ao mesmo tempo em que não fornece um ganho de tensão muito elevado.

2.1.1 - OPERAÇÃO DE POLARIZAÇÃO DC A polarização dc fixada por Vce e Rb mantém a corrente de polarização da base em

Com a corrente de coletor sendo, então,

Com a tensão coletor-emissor de





2.1.2 - OPERAÇÃO AC Quando um sinal de entrada AC é aplicado ao amplificador, a saída varia em ralação a tensão e corrente de seu ponto de operação de polarização dc. Um pequeno sinal de entrada, como mostrado na figura abaixo, fará a corrente de base variar acima e Variação do sinal de entrada e saída do amplificador Características do transistor mostrado a reta de carga e o ponto Q

2.1.3 - CONSIDERAÇÕES DE POTÊNCIA

2.1.4 - POTÊNCIA DE SAÍDA Usando sinais RMS

Usando os valores de pico para o sinal

Usando os valores de pico-a-pico para os sinais





2.1.5 - EFICIÊNCIA A eficiência de um amplificador representa a quantidade de potência liberada (transferida) de sua fonte dc. A eficiência do amplificador é calculada usando-se

2.1.6 - EFICIÊNCIA MÁXIMA Para o amplificador classe A com realimentação-série a eficiência pode ser determinada usando-se as oscilações máximas de tensões e correntes. Para a oscilação de tensão

Para a oscilação de corrente

Usando a equação

Tem-se então

A máxima potência de entrada pode ser calculada usando-se a corrente de polarização dc fixada na metade do valor máximo.

Também podemos usar a equação abaixo para calcular a eficiência máxima

A eficiência máxima de um amplificador classe A com realimentação-série é, portanto, 25%. Como a eficiência máxima só ocorre para condições ideais de oscilação de tensão e corrente, muitos circuitos com realimentação-série fornecem eficiências muito menores que 25%. EXEMPLO Calcule a potência de entrada, potência de saída e eficiência do circuito abaixo, para uma tensão de entrada que resulta em uma corrente de base de 10 mA.





Solução

Este ponto de polarização é marcado sobre a curva característica de coletor do transistor na figura acima. A variação AC do sinal de saída pode ser obtida graficamente usando-se a reta de carga dc desenhada na figura acima, conectando Vce = Vcc = 20 Volts com Ic=Vcc/Rc=1000 mA=1ª, como mostrado.quando a corrente AC de entrada da base aumenta a partir do seu nível de polarização dc, a corrente de coletor se eleva por

Usando a equação

Temos

Usando a equação

Temos

A eficiência de potência do amplificador pode, então, ser calculada usando a equação:





2.1.7 - AMPLIFICADOR CLASSE A COM ACOPLAMENTO A TRANSFORMADOR O tipo de amplificador classe A com eficiência máxima de 50% usa um transformador para acoplar o sinal de saída à carga, como mostrado na figura abaixo. Este é um circuito simples para a discussão de alguns conceitos básicos. Algumas versões mais utilizadas na prática são abonadas adiante. Uma vez que o circuito usa um transformador para acoplar tensão ou corrente, se mostra oportuno apresentar as relações de tensão e corrente de um transformador.

2.1.8 - AÇÃO DO TRANSFORMADOR Um transformador pode aumentar ou diminuir os níveis de tensão ou corrente de acordo com sua razão de espiras, como explicado abaixo. Por sua vez, a impedância conectada de um lado de um transformador pode ser interpretada para o outro lado do transformador, aparecendo com um valor maior ou menor, que depende do quadrado da razão de espiras do transformador. A discussão a seguir assume transferência de potência ideal (100%) do primário para o secundário; ou seja, nenhuma perda de potência é considerada. 2.1.9 - TRANSFORMADOR DE TENSÃO

2.1.10 - TRANSFORMADOR DE CORRENTE





2.1.11 - TRANSFORMADOR DE IMPEDÂNCIA

Se definirmos 2

1

N

Na , onde a é a razão de espiras do transformador, a equação acima torna-se

Podemos expressão a resistência da carga refletida para o primário por:

Onde '

LR é a impedância refletida. Como mostrado na equação acima, a impedância refletida

está relacionada diretamente ao quadrado da razão entre espiras. Se o número de espiras do secundário é menor do que o do primário, a impedância vista pelo primário é maior do que a verificada no secundário. EXEMPLO 1 Calcule a resistência efetiva vista, olhando-se para o primário de um transformado 15:1 conectado a uma carga de 8 Ω.

EXEMPLO 2 Que razão entre espiras de um transformador é necessária para casar uma carga de alto-falante de 16 Ω, tal que a resistência de carga efetiva vista pelo primário seja de 10 k Ω.





2.1.12 - OPERAÇÃO DO ESTÁGIO EMPLIFICADOR 2.1.12.1 - RETA DE CARGA A resistência DC de enrolamento de um transformador determina a reta de carga para o circuito da figura 1. Tipicamente esta resistência DC é pequena (idealmente 0Ω) e, como mostrado na figura 2, uma reta de carga DC de 0 Ω é representada por uma linha vertical. Na prática, a resistência do enrolamento de um transformador é de alguns ohms, mas somente o caso ideal será considerado nesta discussão. Não há queda de tensão DC através da resistência de carga de 0 Ω, e a reta de carga é desenhada verticalmente do ponto de tensão.

Figura 1a – Amplificador de potência de áudio acoplado a transformado

Figura 1b – Impedância refletida ao primário

Figura 2 – Retas de carga para um amplificador classe A acoplado a transformador

2.1.12.2 - PONTO QUIESCENTE DE OPERAÇÃO O ponto de operação na curva característica da figura 2 (acima) pode ser obtido graficamente pelo ponto de interseção da reta de carga DC e a corrente de base indicada pelo circuito. A corrente quiescente de coletor pode, então, ser obtida do ponto de operação. No caso da operação classe A, não esqueça de que o ponto de polarização DC determina as condições para





a máxima oscilação do sinal não distorcido para ambos, corrente e tensão coletor-emissor. Se o sinal de entrada produz uma oscilação de tensão menor do que a máxima possível, a eficiência do circuito naquele instante será menir do que 25%. O ponto de polarização DC é, portanto, importante na determinação da operação de um amplificador classe A com realimentação-série. 2.1.12.3 - RETA DE CARGA AC Para prosseguir com a análise AC, é necessário calcular a resistência AC “vista”, olhando-se para o primário do transformador.

Podemos calcular todos os componentes do circuito, basta aplicar todos os parâmentros no site http://physika.info/physika/javascript/classa.htm que imediatamente ele fornece todos os valores de polarização. 2.2 - AMPLIFICADOR CLASSE B Os dispositivos de saída conduzem corrente durante exatamente meio ciclo de sinal cada um.

Um dispositivo é responsável pelo semiciclo positivo, e o outro pelo negativo. Na passagem de um dispositivo para o outro, um deles deixa de

conduzir corrente antes de o outro começar a fazê-lo, e aparece uma descontinuidade no sinal,

chamada distorção de transição. Esta distorção afeta fortemente sinais de alta freqüência e baixa amplitude. Por esta razão, não se usam

amplificadores classe B "pura". O rendimento teórico é de 64% aproximadamente.

O circuito fornece um sinal de saída que varia sobre metade do ciclo de entrada, ou por 180º de sinal, Figura 02. Portanto, o ponto de polarização DC está em 0 V, e a saída varia, então, a partir desse ponto, durante meio ciclo, obviamente, a saída não é uma reprodução fiel da entrada se apenas meio ciclo está

Figura 02 – Amplificador Classe B

http://physika.info/physika/javascript/classa.htm





presente. São necessários dois amplificadores Classe B – um para fornecer saída durante o semiciclo positivo e outro para operar no semiciclo de saída negativo. A combinação dos semiciclos fornece então uma saída para os 360º completos de operação. Esse tipo de conexão realiza a operação chamada de push-pull. A operação Classe B por si só gera um sinal de saída muito distorcido, pois o sinal de entrada é reproduzido na saída somente para 180º da oscilação do sinal de saída.

Os amplificadores classe B nasceram da necessidade de se converter asperdas por irradiação de calor em energia útil. Polarizam-se os elementos ativos de modo que só

conduzam ½ programa, ou seja, só o semiciclo positivo (ou negativo, conforme a polarização) do sinal em questão. Permanece conduzindo somente 50% do tempo, o

resto do tempo permanece no estado “cortado”, sem dissipar energia para o meio ambiente na forma de calor. É mais eficiente que a classe A, porém não possui

fidelidade alguma em função do corte e saturação do elemento ativo. Seu rendimento é por volta de 78,5%.





2.3 - AMPLIFCIADOR CLASSE AB Na Classe AB, um amplificador pode ser polarizado em um valor DC acima do valor correspondente à corrente zero de base da Classe B e acima da metade do valor da fonte de tensão da Classe A. Essa condição de polarização é empregada em amplificadores Classe AB. A operação Classe AB requer ainda uma conexão push-pull para atingir um ciclo de saída completo, porém o valor e polarização DC geralmente estão muito próximos do valor zero de corrente de base para uma melhor eficácia de potência. Para a operação Classe AB, a oscilação do sinal de saída ocorre entre 180º e 360º e não é uma operação Classe A nem Classe B.

Com o passar do tempo, a sofisticação dos transdutores sonoros (caixas, alto-falantes, cornetas, etc) foi aumentando e, com a disseminação da sétima arte na

década de 1930, surgiram os primeiros amplificadores comerciais que se utilizavam o que havia de melhor nas duas primeiras classes de operação: fidelidade e máxima

transferência de potência. Isto mesmo, os amplificadores classe AB, são híbridos das duas primeiras classes explanadas anteriormente. Utilizamos uma configuração tipo

push-pull onde temos dois elementos operando em contra-fase, ou seja, cada elemento recebe uma parte do sinal defasada de 180° e fica responsável por conduzir

“um pouco mais” que somente o seu semiciclo, e os circuitos auxiliares, ao redor do elemento ativo, fazem a “emenda” do programa sonoro sobrepondo os dois sinais

amplificados individualmente e recompondo o sinal original que foi amplificado em duas metades, separadamente. No gráfico abaixo vemos a representação para apenas

um dos elementos do push-pull. O outro elemento é exatamente a mesma coisa só que defasado em 180°. Para sanar o problema da distorção de transição, na classe AB cada dispositivo de saída conduz corrente durante um pouco mais do que meio ciclo, de modo que quando um dispositivo assume o sinal, o outro ainda está ativo e portanto não existe a descontinuidade citada na classe B. A qualida-de sonora se aproxima da classe A, mas o rendimento energético é bem maior, chegando na prática a 60%. São os tipos de amplificadores mais utilizados em sistemas de P.A. e em sistemas residenciais, possuem uma relação de qualidade X peso X custo muito aceitável e integram certamente mais de 70% dos equipamentos de uso geral.





Classes AB1 e AB2 diferem em função da corrente de grade que pode ou não fluir para o elemento amplificador (válvula) dependendo das características dos mesmos. Estas diferenças só têm sentido quando falamos de amplificadores valvulados, para os demais elementos ativos, nos limitamos à terminologia AB. Seu rendimento é por volta de 75%.

A saída de um amplificador Classe C é polarizada para uma operação em menos de 180º do ciclo e opera apenas com circuitos sintonizados (ressonantes), os quais fornecem um ciclo completo de operação para a freqüência sintonizada ou ressonante. Portanto, essa classe de operação é utilizada em amplificações especiais de circuitos sintonizados, como os de rádio ou de comunicações.

Foi a evolução natural da Classe B. Surgiu com a necessidade de implementação dos grandes transmissores de telegrafia (à princípio), telefonia e em seguida a rádio-

telegrafia e rádio-telefonia. Como o programa de RF (radiofreqüência) nos transmissores não carrega informação além daquela modulada em amplitude ou em freqüência, não é

necessário ter fidelidade alguma de reprodução (o sinal não vai diretamente para um transdutor: alto-falante). A única coisa que interessa é a máxima transferência de

potência para a antena, logo se polariza o elemento ativo de tal forma que somente uma parte do semiciclo é efetivamente utilizado, garantindo que praticamente toda a potência se converta em energia e nada fique sobre o elemento ativo que trabalha nos extremos

de suas curvas de transferência, ou seja, no corte ou saturação totais. Seu rendimento é por volta de 90%.





http://physika.info/physika/javascript/classc.htm 2.4 - AMPLIFICADORES CLASSE D

Nesta classe, os dispositivos de saída não operam diretamente amplificando o sinal de áudio. O sinal de entrada é aplicado a um conversor PWM (modulador de largura de pulso), que produz uma onda retangular de alta freqüência (muito acima de 20kHz), perfeitamente quadrada quando não há sinal de áudio na entrada. Quando existe sinal, a parte positiva da onda retangular se torna tão mais larga quanto mais alta é a tensão do sinal de áudio, estreitando-se a parte negativa de modo que a freqüência da portadora (a onda retangular) se mantém constante, mas o valor médio da tensão se torna tão mais positivo quanto o sinal de entrada. No semiciclo negativo, naturalmente a parte negativa da portadora é que se alarga, tornando negativo seu valor médio. Na saída, fazendo-se a portadora modulada passar por um filtro sintonizado em sua freqüência, ela é removida, restando o sinal de áudio. Em um projeto bem feito, pode-se obter alta qualidade de áudio com um rendimento energético teórico de 100%. Como isso é possível? Os dispositivos de saída, operando com uma onda retangular de amplitude constante e máxima (de um extremo a outro da tensão da fonte), estão - o tempo todo - um deles com tensão zero e corrente máxima, e o outro com tensão máxima e corrente zero. Sendo a potência igual ao produto da tensão pela corrente, fica claro que a potência dissipada nos dispositivos de saída é sempre zero, portanto toda a energia da fonte de alimentação é transferida para o alto-falante. Na prática, os dispositivos de saída não chegam a trabalhar com ondas perfeitamente retangulares, nem chegam à tensão zero, o que causa um certo desperdício de potência; mas mesmo assim, o rendimento é sempre mais de 90%. Eu nunca vi nenhum desses amplificadores de potência. Amplificadores Classe D é uma forma de amplificação para sinais pulsados (digitais), que permanecem ligados por um curto intervalo de tempo e desligados durante um longo intervalo. A utilização de técnicas digitais possibilita a obtenção de um sinal que varia sobre um ciclo completo (utilizando circuitos de amostragem e retenção) para recriar a saída a partir de vários trechos do sinal de entrada. A principal vantagem da operação Classe D é que o amplificador está ligado durante curtos intervalos, e a eficiência global pode, na prática, ser muito alta.

http://physika.info/physika/javascript/classc.htm





São os chamados amplificadores digitais ou PWM (Pulse Width Modulation). É uma classe de operação onde os elementos ativos são forçados a trabalhar digitalmente, ou seja, no corte (nível lógico zero) ou na saturação (nível lógico um). O sinal de áudio passa por um circuito comparador que trabalha chaveando os elementos de potência, gerando um trem de pulsos modulados em “tempo ligado” e “tempo desligado”, conforme desenho abaixo.

Com este tipo de comportamento, podemos dizer que praticamente não existem perdas por dissipação de calor e a eficiência deste circuito chega bem próximo de 100%, porém a reconstrução do sinal original amplificado, fica a cargo de um circuito reativo (indutivo geralmente) que acaba por introduzir alguns inconvenientes: desvios de fase, desvios de freqüência, harmônicos, transientes, perda de resolução devido à taxa de amostragem, etc. Definitivamente não são amplificadores indicados para High-End. São muito utilizados em unidades de PA (Public Address, ou sonorização em grande ambientes) autônomas, onde a fidelidade sonora ao ar-livre não têm tanta importância quanto o volume sonoro. Também são largamente empregados em amplificadores de sub-graves onde os desvios de fase e freqüência são praticamente imperceptíveis. Seu rendimento é por volta de 90%. 2.5 - Classes E e F São amplificadores sintonizados utilizados para amplificação de RF e não se prestam a amplificação de sinais de áudio, visto possuírem uma banda passante muito estreita e da ordem 200kHz em diante, chegando à faixa dos Ghz. 2.6 - Classes G e H





São ambas variações da classe AB e foram criadas para melhorar a eficiência da classe original. Na classe G temos as fontes de alimentação variáveis que são chaveadas conforme a solicitação do programa de áudio (em valores pré-fixados), evitando assim dissipação desnecessária. São usados diversos valores fixos de tensões nas fontes.

Na Classe H, um circuito modulador varia o tempo todo a tensão das fontes em função do programa, ficando apenas alguns volts acima da tensão necessária comandada pelo programa de áudio, aumentando ainda mais a eficiência.

Ambas as classes são usadas em amplificação de altíssimas potências, onde transformadores de força e dissipadores de potência podem se tornar fatores proibitivos na concepção e execução de um projeto. Seu rendimento é por volta de 95 a 98%. 2.7 - AMPLIFICADORES CLASSE EM PONTE (CLASSE K) É uma variante da classe D. Para eliminar o filtro passivo na saída do amplificador, que é

volumoso, pesado e ainda reduz o fator de amortecimento, usam-se dois amplificadores classe D ligados em ponte. Com isso, a portadora é cancelada (pois ela existe nas duas

seções em classe D com a mesma amplitude e fase), restando o sinal puro de áudio sem a necessidade do inconveniente filtro passivo. O amplificador classe D em ponte é chamado por

alguns fabricantes de amplificador classe K.

2.8 - AMPLIFICADORES CLASSE H





Nestes amplificadores, a tensão da fonte de alimentação varia conforme o sinal de entrada, de forma a só fornecer ao estágio de saída a tensão necessária a seu funcionamento. A

tensão da fonte pode variar entre dois ou mais valores, acompanhando assim de forma aproximada o sinal de saída. Dessa maneira, a tensão sobre os dispositivos de saída se

mantém, em média, muito menor do que em um amplificador classe AB. Reduz-se então a potência dissipada nestes dispositivos, consumindo então muito menos energia para a mesma

potência de saída. O estágio de saída é, na realidade, uma classe AB cuja fonte varia "aos pulos" conforme a potência requerida. Em potências baixas, quando a fonte não chega a comutar, o amplificador classe H se comporta exatamente como se fosse uma classe AB de

baixa potência. As vantagens do amplificador classe H são evidentes: menor consumo, menor tamanho e menor peso que o classe AB. A desvantagem é a qualidade inferior de áudio,

principalmente nas freqüências mais altas, causadas pela comutação da fonte, que transparece para a saída em forma de distorção de transição. Quanto maior o número de comutações de tensão de fonte, maior é o rendimento energético e pior é a qualidade sonora.

Os amplificadores classe H são os mais usados, em sistemas de sonorização, para a reprodução de subgraves e graves, onde se requerem as maiores potências e também onde

os defeitos da classe H não afetam a qualidade sonora. É preciso deixar claro que os amplificadores classe H não são melhores para os graves - mas são, realmente, mais econômicos e atendem perfeitamente à necessidade.

Existem ainda duas outras classes de operação, mas são preciosismos dos fabricantes que acabaram embalando a “Classe D” em “roupagens” um pouco mais sofisticadas, porém com as mesmas características básicas, nos referimos às Classes T e Z. 3 - PARÂMETROS DOS AMPLIFICADORES Muitos parâmetros foram definidos para caracterização dos amplificadores, cujos principais são: o ganho de tensão (ou corrente); a freqüência de corte; a potência de saída, o slew-rate; a distorção harmônica total (THD); a distorção por intermodulação e a eficiência. O parâmetro mais utilizado para compreender melhor as diferenças entre os amplificadores é comparar o grau de eficiência de potência entre as várias classes. A eficiência de potência, definida como a razão entre a potência de saída e a de entrada, melhora da Classe A para a Classe D. Em termos gerais, o amplificador Classe A, com polarização DC na metade do valor da fonte de tensão, utiliza muita potência para manter a polarização mesmo sem nenhum sinal de entrada aplicado. O resultado é uma baixa eficiência, principalmente com sinais pequenos de entrada, quando pouca potência CA é liberada para a carga. Na verdade, a eficiência máxima de um circuito Classe A, que ocorre para a maior oscilação de tensão e corrente de saída, é de somente 25% para uma conexão de carga direta ou realimentada em série, e 50% para uma conexão utilizando indutores e capacitores. É possível mostrar que a operação Classe B, sem nenhuma potência de polarização DC para o caso de ausência de sinal de entrada, fornece uma eficiência máxima que chega a 78,5%. A operação Classe D pode obter uma eficiência de potência maior que 90% e fornece a operação mais eficiente de todas as classes de operação. A Classe C geralmente não é utilizada para transferir grandes quantidades de potência, portanto não foi possível medir a sua eficiência. Como a Classe AB situa-se entre a Classe A e B, em termos de polarização ela mantém sua eficiência entre 25% (ou 50%) e 78,5%.

COMPARAÇÃO DE CLASSES DE AMPLIFICADORES

Classes A AB B C D





Ciclo de Operação 360º 180 a 360º 180º Menor que 180º Operação por pulso

Eficiência de Potência 25% a 50%

Entre 25% (50%) e 78,5%

78,5% –– Normalmente acima

de 90%

3.1 - COMPARAÇÃO SUMÁRIA DAS CLASSES DE AMPLIFICADORES A Tabela 01 fornece uma comparação relativa da operação do ciclo de saída e eficiência de potência para os diversos tipos de classes. Tabela 1 – Comparação relativa da potência e da eficiência

Se considerarmos um sistema formado por um amplificador de potência alimentando uma carga, podemos escrever:

Onde: PL – Potência na carga PS – Potência consumida (da fonte) PD – Potência dissipada

A potência fornecida pela fonte de alimentação (PS) é enviada à carga (PL) através do circuito amplificador que, devido às suas não idealidades (caso real), dissipará parte desta potência (PD) em forma de calor. Sendo assim, quanto maior for o rendimento de um amplificador, maior estará sendo o aproveitamento da potência fornecida pela fonte e menor será a potência dissipada.

3.2 - PARÂMETROS TÉCNICOS Os amplificadores de áudio, como qualquer outro equipamento, podem ser avaliados de diversas formas, objetivas ou subjetivas. Avaliações subjetivas são dependentes das pessoas, pois o que é bom para uma pode não ser para a outra. Falaremos apenas de formas objetivas de avaliação. Métodos que, a priori, dependem apenas de bons equipamentos e são baseados em parâmetros





pré-determinados que expressam, numericamente, as características elétricas/eletrônicas dos amplificadores, tais como potência, resposta em freqüência, distorção, etc. 3.2.1 - POTÊNCIA A potência especificada deve estar acompanhada dos valores da freqüência, Distorção Harmônica Total (THD, que será vista posteriormente), da carga e tensão da rede (AC) que foram utilizadas durante os testes. Isso se deve ao fato de que, a princípio, qualquer freqüência e/ou THD e/ou carga e/ou tensão de rede podem ser assumidas para tal. No entanto, para fins comerciais, os fabricantes costumas especificar a máxima potência sob as melhores condições. Mas, se para um determinado valor de carga (assumiremos o menor, pois é onde temos a maior potência) formos aumentando o valor do sinal (tensão) fornecido (aumentando a potência na carga), atingiremos um ponto onde este sinal começará a se deformar (ceifar, "clipar", etc.), devido às limitações impostas pelo amplificador; e a partir deste ponto, o nível de distorção (THD) aumentará progressivamente, atingindo valores extremamente desagradáveis à audição. Ainda, a limitação de excursão do sinal, imposta pelo amplificador, está diretamente relacionada à tensão da fonte de alimentação que, por sua vez, está diretamente relacionada à tensão (AC) da rede (para fontes não reguladas); isso significa que se assumirmos valores fixos de carga e THD e variarmos a tensão AC fornecida ao amplificador, a potência também variará! Resumindo: a potência, quando especificada, deve estar acompanhada das condições sob as quais foi medida. 3.2.2 - POTÊNCIA RMS A potência RMS (Root Mean Square) é a potência eficaz. É a que, por definição, representa a capacidade de fornecimento de potência, real, de qualquer equipamento que se propõe a realizar tal função, seja ele de áudio, RF, etc. A potência fornecida a uma carga, de resistência R, é calculada por:

Onde:

PL – Potência na carga; Eef – Tensão eficaz na carga; R – Resistência da carga.

Exemplo: Dada uma carga de 2 ohms à uma THD%=0,1% e uma tensão (medida) aplicada à esta carga de 40 VRMS e freqüência igual a 1 kHz, calculamos:

Ainda, em máxima potência, medimos a tensão da rede: 120 VAC. Então, especificamos:





3.2.3 - POTÊNCIA IHF Essa forma de medida foi proposta pelo Institute of High Fidelity, Inc. – IHF em "IHF Standards Methods of Measurement for Audio Amplifier" (IHF-A-201) onde é levado em consideração o fato de que o amplificador trabalhará com programa musical e não com um sinal senoidal puro...o que é fato. A potência, então, é medida com um sinal senoidal (1 kHz) aplicado à carga por um curto espaço de tempo, de forma que o amplificador opere como se estivesse em repouso (sem sinal). Sendo assim, a fonte de alimentação (do amplificador) não terá queda de tensão significativa, o que, obviamente, resultará num maior valor de potência se comparada à potência RMS. O IHF a chamou de Potência Dinâmica, também conhecida como Potência Musical. 3.2.4 - POTÊNCIA PMPO A potência PMPO – Peak Maximum Power Output (Máxima Potência de Pico) – foi, a nosso ver, uma potência criada exclusivamente para fins comerciais, pois não há uma norma (ou nem mesmo menção) especificando essa potência. Os valores encontrados na prática (em especificações) são absurdamente maiores do que o valor RMS, de fato, e isso "agrada" ao mercado... 3.2.5 - RESPOSTA EM FREQÜÊNCIA Embora para a especificação de potência seja assumida uma única freqüência, o amplificador deve ter um mesmo comportamento em toda faixa de áudio (20 Hz à 20 kHz), ou seja, deve reproduzir, com iguais características de magnitude e fase, os graves, médios e agudos de qualquer tipo de programa. 3.2.6 - MAGNITUDE A "magnitude" é representada pela relação entre dois sinas; por exemplo, entre o sinal de entrada e o sinal de saída. Assim, escrevemos:

Onde:

eo – Sinal de saída;

ei – Sinal de entrada;

GV – Ganho de tensão.

Se para cada freqüência contida no espectro de áudio medirmos o ganho e plotarmos numa escala mono-log esses valores, construiremos o gráfico da Resposta em Freqüência da Magnitude (Figura 17). Normalmente o valor do ganho é expresso em dB, então:





A resposta em freqüência da magnitude deve ser especificada a uma determinada potência, que normalmente é à metade da potência máxima (-3 dB). 3.2.7 - FASE Da mesma forma que temos a resposta em freqüência da magnitude, temos, também, a resposta em freqüência da fase. Como para a magnitude, se para cada freqüência contida no espectro de áudio, relacionarmos a fase do sinal de saída com a fase do sinal de entrada e plotarmos o resultado numa escala mono-log, construiremos o gráfico da Resposta em Freqüência da Fase Para uma mesma freqüência, temos:

θT = θo − θi Onde: o – Fase de saída;

i – Fase de entrada; T – Fase resultante.





A curva da Figura acima representa uma resposta em freqüência da fase bastante típica: em baixas freqüências a fase está adiantada (característica de filtros passa-altas) e em altas a fase está atrasada (característica de filtros passa-baixas). A resposta em freqüência da fase deve ser especificada sob as mesmas condições que foi especificada a resposta em freqüência da magnitude. 3.2.8 - DISTORÇÃO Ao aplicarmos um sinal, genérico, em um amplificador, esperamos que este seja simplesmente amplificado, naturalmente. No entanto, se este sinal sofrer qualquer tipo de alteração (deformação), dizemos que sofreu uma "distorção". Uma distorção pode ocorrer de várias formas: crossover, saturação, corte, slew rate, etc. Pelo fato dos semicondutores (diodos, transistores, etc.) serem inerentemente não lineares, qualquer amplificador proporcionará um certo nível de distorção, e essa distorção será maior ou menor dependendo da filosofia de projeto. Independentemente do modo como opera o amplificador, uma distorção pode ser avaliada de várias formas. Trataremos de duas delas: a distorção harmônica total (THD) e a distorção por intermodulação (IMD). 3.2.8.1 - DISTORÇÃO HARMÔNICA TOTAL Um sinal periódico pode ser representado por uma composição de senóides e cossenóides (tons puros), denominados "harmônicos" (série de Fourier1). Os harmônicos são sinais distintos com freqüências múltiplas inteiras de uma dada freqüência, denominada fundamental. Se provocarmos uma distorção em um sinal senoidal puro, aparecerão harmônicos cujas freqüências e amplitudes serão proporcionais à quantidade e tipo desta distorção que foi provocada. Aplicando-se esse mesmo sinal senoidal puro a um amplificador, podemos saber o quanto ele está "distorcendo" Simplesmente medindo o quanto de harmônicos, total, ele gerou. Relacionando esses harmônicos com a fundamental que os gerou, teremos a Distorção Harmônica Total – THD.





Sendo assim:

3.2.8.2 - DISTORÇÃO POR INTERMODULAÇÃO Quando dois sinais, com freqüências distintas, são aplicados simultaneamente em um circuito amplificador não linear ocorre a "modulação": surgem dois novos sinais com freqüências iguais à diferença e à soma das freqüências dos sinais de entrada. Então, supondo dois sinais com freqüências de 1kHz e 10kHz, respectivamente, teremos, além destes mesmos sinais, mais dois com freqüências de 9 kHz (10kHz–1kHz) e 11 kHz (10kHz+1kHz). A Distorção por Intermodulação é analisada da mesma forma que a distorção harmônica total, porém aplicando-se dois sinais com freqüências distintas. Um método bastante utilizado é o SMPTE (Society of Motion Picture and Television Engineers) onde dois sinais, de 60 Hz e 7 kHz, são aplicados numa proporção de 4:1, medindo-se o quanto houve de intermodulação no sinal de 7 kHz. 3.2.9 - SLEW RATE Slew Rate é a taxa de variação do sinal de saída, de um amplificador, por unidade de tempo. Para essa potência e carga a tensão VO deve ser de 40 volts, então:

A unidade é "volt por microssegundo". 3.2.10 - RELAÇÃO SINAL/RUÍDO A relação Sinal/Ruído, S/N (em inglês, Signal/Noise), é o parâmetro que mostra a qualidade do amplificador quanto ao ruído. Se o que nos interessa é o sinal, quanto menor o ruído, melhor. Isso é óbvio. Mas devemos observar que, pela definição:





E também, para S e N dados em volt:

Ainda, para S e N dados em watt:

Se dissermos que o amplificador A é mais ruidoso que o amplificador B, este último (B) terá uma maior (melhor) relação S/N, para uma mesma potência. Para efeito de comparação (entre amplificadores), deve-se utilizar um mesmo sinal como referência (por exemplo 1 watt de potência) para se obter o valor da S/N. É comum encontrarmos esse parâmetro especificado à máxima potência, o que "mascara" (para melhor) a real característica do amplificador.

4 - CARACTERÍSTICAS E OPERAÇÃO 4.1 - AMPLIFICADOR CLASSE A

Figura 03 – Amplificador de Tensão

Figura 04 – Operação em Classe A





Tomando como exemplo o circuito da Figura 03, onde Vin(t) é uma fonte senoidal. A classe de operação depende da região de trabalho do transistor. Quando o transistor está sempre na região ativa, o amplificador opera em Classe A e a corrente de coletor comporta-se como na Figura 04. 4.2 - EFICIÊNCIA DO AMPLIFICADOR EM CLASSE A

L

m

LR

VP

2

2

Considerando também que o circuito opera com excursão de saída simétrica e máxima amplitude

de sinal. Desta forma, temos que a tensão máxima de saída é CCV e a mínima é CEsatV

, ou seja:

mCqOCEsat

mCqOmáxCC

VVtVV

VVtVV

)(

)(

min Pela solução do sistema de Equações 09, obtêm-se

2

2

CEsatCC

m

CEsatCC

Cq

VVV

VVV

Substituindo a Equação 10 nas Equações 05 e 08, obtêm-se:

L

CEsatCEsatCCCCL

L

CEsatCCCCV

R

VVVVP

R

VVVP

vv

8

2

2

22

2

Finalmente, temos para a eficiência máxima teórica do amplificador Classe A a expressão:

)*(4

22

22

CEsatCCCC

CEsatCEsatCCCC

VVV

VVVV

Quando CEsatV é suficientemente pequeno para ser desprezado, a Equação 12 reduz-se a 41 .

Isto significa que somente 25% da potência entregue pela fonte é considerada útil. Se fossemos projetar um amplificador de áudio para 100 W de saída, desperdiçaríamos 300 W sob forma de calor no transistor. Uma forma alternativa de implementação de um amplificador Classe A com eficiência superior pode ser vista na Figura 05. O indutor L1 e o capacitor C1 são suficientemente elevados para que nas freqüências de trabalho L1 seja um circuito aberto e C1 um curto-circuito. A tensão DC armazenada no capacitor é VCC, pois o indutor não oferece resistência à passagem da corrente contínua. Temos então que a tensão de saída no coletor VC(t) está deslocada de VCC em relação Vo(t). Assumindo que VCEsat seja zero, VC(t) pode ser no mínimo zero, obrigando uma excursão de sinal negativo igual a VCC. Portanto, para excursão de sinal simétrica, devemos ter:

)sin()sin()( tVtVtV CCmO (Eq.13) Com o máximo de tensão na saída, o transistor está cortado e toda corrente que passa pelo indutor é direcionada para a carga. Sabemos que o indutor, neste caso, funciona como fonte de corrente, e sua corrente é a própria VCq. Portanto, temos que:





L

CCCq

R

VI

(Eq. 14) Utilizando as Equações 13 e 14, podemos calcular as potências médias entregue pela fonte e a consumida pela carga, ou seja:

L

CCCqCCV

R

VIVP

CC

2

L

CCL

R

VP

2

2

(Eq. 15) (Eq. 16)

A eficiência é obtida das Equações 15 e 16, ou seja:

5,0

CCV

L

P

P

(Eq. 17) Este valor é consideravelmente melhor que o anterior, mas a implementação do indutor não é prática. Este circuito dificilmente é usado para grandes potências de saída.

Figura 05 – Amplificador Classe A com Indutor Um fato interessante que podemos observar é que a tensão no coletor VC(t) pode ser mais elevada que a da fonte. Isto é possível, pois o indutor atua como fonte de corrente e acumula energia. 4.3 - AMPLIFICADOR CLASSE B Considere o seguidor de emissor da Figura 06. O transistor não possui polarização DC, estando a base conectada diretamente à fonte. Somente quando Vin(t) exceder a tensão de junção VBE, haverá corrente de coletor e tensão de saída, conforme a Figura 07.

Figura 06 – Amplificador Classe B





Figura 07 – Corrente e Tensão na Carga dão Amplificador Classe B

Podemos observar que somente o ciclo positivo do sinal de entrada é aplicado à carga, e também com desconto de VBE. A queda de VBE pode ser compensada com o circuito da Figura 08.

Figura 08 – Amplificador Classe B com Compensação para VBE

4.4 - EFICIÊNCIA DO AMPLIFICADOR EM CLASSE B Podemos calcular a potência média da fonte e da carga considerando que a corrente de coletor é a mesma que circula por RL. Desta forma, temos que:

CC

m

V

L

V

V

P

P

CC4

Considerando o caso ideal, onde a tensão de pico na saída pode chegar a VCC, temos para eficiência máxima teórica do amplificador Classe B:

%5,784

Entretanto, devemos considerar a possibilidade de Vm < VCC, devido ao VCEsat e a outros fatores. Ao contrário dos amplificadores Classe A, na Classe B a potência dissipada pela fonte é dependente do nível máximo da saída. É interessante observarmos que a potência média dissipada PQ no transistor é dada pela Equação abaixo, e cujo gráfico é o da Figura 09.





L

m

L

mCCLVQ

R

V

R

VVPPP

CC 4

2

Derivando a Equação acima em relação a Vm e igualando a zero, concluímos que a potência

máxima dissipada no transistor ocorre para ccm VV 2 e com valor dado pela Equação abaixo.

L

CCQ

R

VP

2

2

4.5 - AMPLIFICADOR CLASSE AB O amplificador Classe B deve ser compensado para queda de VBE. Isto é feito simplesmente colocando uma fonte DC de valor VBE na base do transistor. Entretanto, cada transistor possui um VBE ligeiramente diferente e que varia com a temperatura. Torna-se difícil fazer esta compensação com exatidão. Normalmente, aplicamos uma fonte de tensão na base, ligeiramente maior que VBE, para estabelecer uma pequena corrente de polarização no transistor. Esta corrente não é suficiente para colocá-lo em Classe A, mas garante a compensação de VBE. Este tipo de operação é chamado Classe AB, ou amplificadores push-pull. Os amplificadores push-pull são compostos por dois circuitos Classe B em oposição de fase. Enquanto um amplificador conduz no ciclo positivo, o outro o faz no ciclo negativo. Isto ajuda a reduzir drasticamente a THD. A configuração mais empregada atualmente é o estágio de saída com par complementar, que utiliza transistores NPN e PNP, conforme a Figura 09.

Figura 09 – Estágio de Saída em Push-Pull

A configuração da Figura 09 emprega duas fontes simétricas. Entretanto, podemos implementar o circuito com fonte unipolar, ao custo de um capacitor de desacoplamento a mais, conforme a Figura 10. O capacitor C é calculado pela Equação 24, segundo a especificação de freqüência de corte inferior fCI, onde ro é uma estimativa da resistência de saída dos transistores. Normalmente, ro é desprezado.

)(2

1

oLCI rRfC

(Eq. 24)





Figura 10 – Estágio de Saída em Push-Pull, com Fonte Unipolar

4.6 - AMPLIFICADOR CLASSE C Os amplificadores em Classe C são empregados nos estágios de saída de potência dos circuitos de rádio freqüência (RF), devido à sua elevada eficiência. A Figura 11(a) representa um circuito básico, onde podemos observar que a base do transistor Q está polarizada com uma queda de

tensão negativa BqV. Desta forma, só haverá corrente no coletor quando a tensão de entrada

Bqin VtV )( ultrapassar BEqV

, definindo um ângulo de condução menor que 180º, conforme

observado na Figura 11(b). Ajustando o nível de BqV, podemos controlar o ângulo de condução.

É importante observar que a forma de onda de corrente de coletor é extremamente distorcida, possuindo uma composição harmônica muito extensa. Isso provoca a repetição do sinal ao longo da freqüência, conforme a Figura 12. Isto não é conveniente, pois a carga do amplificador em Classe C é sintonizada e adequadamente projetada para eliminar as imagens do sinal. É importante que a largura de banda do sinal seja limitada a um valor para o qual não haja sobreposição de espectro. Esse tipo de amplificador é usado para sinais de banda estreita, normalmente sinais modulados em amplitude (AM) ou freqüência (FM), onde a energia encontra-se em torno de uma freqüência

portadora O .

Figura 11 – Amplificador Classe C: a) Circuito Básico e b) Forma de Onda





Figura 12 – Composição Espectral do Sinal de Saída 4.7 - EFICIÊNCIA DO AMPLIFICADOR EM CLASSE C

Para o cálculo de eficiência, considera-se o sinal de entrada senoidal e um ângulo de condução para o transistor, de forma que a corrente de coletor comporta-se como o gráfico da Figura 13. Podemos verificar que a corrente, observada em um ciclo de repetição, é positiva somente no

intervalo ttt

e zero para ttT 2

e 2Ttt

. A parte negativa do gráfico serve somente para facilitar a visualização da forma de onda de corrente. A corrente do coletor é descrita pela Equação:

)(tIC 22;0

);cos()(cos( 00

TttettT

tttt

onde:

tT

2

T

20

Figura 13 – Corrente de Coletor no Amplificador Classe C Figura 14 – Excursão Máxima de Sinal no Coletor





A potência média que o circuito entrega à carga, na freqüência O , é:

2

1

2

12

1

2

2

12

12

1)(

2

1

2

1BR

L

LBR

N

NBRP LLCeqL

onde CeqRé a resistência LR refletida para o primário do transformador.

Concluímos facilmente que a amplitude da tensão AC no coletor é dada por:

1

2

1 BRVN

NV CeqOC

Considerando que a amplitude máxima da tensão AC no coletor seja CCV, pelas Equações 36 e

38 temos que:

CO VN

NV

1

2

(Eq. 39)

))cos()(sin(2

))cos()sin((

CCV

L

P

P

(Eq. 40)

A Figura a seguir, apresenta o gráfico da eficiência para 20 .

Figura 15 – Curva de Eficiência do Amplificador Classe C

Observa-se que a eficiência é máxima para 0 . Pode-se mostrar então que:

%1001lim 0 Este valor é uma possibilidade teórica, mas para ser alcançado teríamos picos de corrente tendendo para o infinito, o que é razoável. Na prática, os amplificadores transistorizados em Classe C para RF são projetados com eficiência em torno de 60%. 4.8 - AMPLIFICADOR CLASSE D Um amplificador Classe D é projetado para operar com sinais digitais ou pulsados. Uma eficiência além de 90% é obtida utilizando esse tipo de circuito, tornando-os bastante interessante para amplificação de potência. É necessário, entretanto, converter qualquer sinal de entrada em uma forma de onda pulsada antes de utilizá-lo para fornecer uma grande potência à carga e convertê-lo novamente a um tipo senoidal para recuperar o sinal original. A Figura 16 mostra como um sinal senoidal pode ser convertido em um sinal pulsado, utilizando uma forma de onda triangular. Os dois sinais são aplicados a um comparador (amp-op), produzindo na saída o sinal pulsado





desejado. Embora a letra D seja utilizada para descrever a operação seguinte à classe C, também poderia ser associada à palavra “Digital”, pois é essa a natureza dos sinais envolvidos na operação desse tipo de amplificador.

Figura 16 – Amostragem de uma Forma de Onda Senoidal para Produzir Forma de Onda Digital A Figura 17 mostra um diagrama de blocos da unidade necessária para amplificar o sinal Classe D e então convertê-lo de volta a um sinal senoidal utilizando um filtro passa-baixa. Como os transistores do amplificador usado para gerar o sinal de saída estão basicamente ligados ou desligados, eles são percorridos por corrente apenas quando estão ligados, apresentando uma pequena perda de potência devido à baixa tensão utilizada. Como a maior parte da potência aplicada ao amplificador é transferida para a carga, a eficiência do circuito é geralmente muito alta. Dispositivos de potência MOSFET tornaram-se bastante conhecidos como dispositivos acionadores para amplificadores Classe D.

Figura 17 – Diagrama de Blocos do Amplificador Classe D 5 - DISTORÇÃO DO AMPLIFICADOR Um sinal senoidal puro de uma única freqüência na qual a tensão varia positiva e negativamente. Um sinal que varia menos que um ciclo completo de 360º é considerado como tendo distorção. Um amplificador ideal é capaz de amplificar um sinal senoidal puro, produzindo uma forma de onda também senoidal. Quando ocorre a distorção, pode acontecer porque as características do dispositivo são não-lineares, ocorrendo então distorção não-linear ou de amplitude. Isso é





possível com todas as classes de operação de amplificadores. A distorção pode ocorrer também porque os elementos do circuito e dispositivos respondem a um sinal de entrada de forma diferente nas várias freqüências, sendo esse caso chamado de distorção de freqüência. Uma das técnicas para descrever a distorção utiliza a análise de Fourier. Esse método descreve qualquer forma de onda periódica em termos dos componentes de freqüência (fundamental e múltiplo inteiro dela). Esses componentes são chamados de componentes harmônicos ou apenas harmônicos. Por exemplo, um sinal original de 1.000 Hz poderia resultar, após a distorção, em um sinal com componentes de freqüência de 1 kHz e componentes harmônicos de 2 kHz (2 x 1 kHz), 3 kHz (1 kHz) e assim por diante. A freqüência original de 1 kHz é chamada de freqüência fundamental, cujos múltiplos inteiros são os harmônicos; o componente de 2 kHz é, portanto, chamado de segundo harmônico, o componente de 3 kHz é o terceiro harmônico e assim sucessivamente. A freqüência fundamental não é considerada um harmônico. A análise de Fourier não considera freqüências harmônicas fracionárias, somente múltiplos inteiros da fundamental. 5.1 - DISTORÇÃO HARMÔNICA Considerando que um sinal possui distorção harmônica quando há componentes harmônicos de freqüência (e não simplesmente o componente fundamental). Se a freqüência fundamental tiver uma amplitude A1, o n-ésimo componente harmônico pode ser definido como:

%100%%1

xA

ADharmônicadistorçãoésiman

n

n

( O componente fundamental é normalmente maior do que qualquer componente harmônico. 5.2 - DISTORÇÃO HARMÔNICA TOTAL Quando um sinal de saída possui vários componentes de distorção harmônica, o sinal pode ser uma distorção harmônica total baseada nos elementos individuais combinados pela relação da seguinte Equação:

%100*...% 22

3

2

2 nDDDTHD

onde THD é a distorção harmônica total. Um instrumento como o analisador de espectro permitiria medir os harmônicos presentes no sinal, fornecendo uma amostra dos componentes individuais de um sinal e vários de seus harmônicos em uma tela. Da mesma maneira, um instrumento analisador de onda permite medidas mais exatas dos componentes harmônicos de um sinal distorcido filtrando cada um deles e fornecendo uma leitura. De qualquer maneira, a técnica de considerar qualquer sinal distorcido como contendo um componente fundamental e seus componentes harmônicos é pratica e útil. Para um amplificador em Classe AB ou Classe B, a distorção deve ocorrer principalmente nos harmônicos pares, dos quais o componente de segundo harmônico é a maior. Portanto, embora o sinal distorcido contenha, teoricamente, todos os componentes harmônicos a partir do segundo harmônico, o mais crítico nas classes apresentadas anteriormente é o segundo harmônico. 5.3 - POTÊNCIA DE SINAL COM DISTORÇÃO





Quando ocorre distorção, a potência de saída calculada para o sinal não-distorcido não é mais correta. Quando há distorção, a potência de saída liberada para o resistor de carga RL devido ao componente fundamental do sinal distorcido é:

2

2

11

LRIP

A potência total devida a todos os componentes harmônicos do sinal distorcido pode ser calculada utilizando:

2).....( 22

2

2

1L

n

RIIIP

A potência total também pode ser escrita em termos de distorção harmônica total:

1

22

1

22

3

2

2 )1(2

).....1( PTHDR

IDDDP Ln

5.4 - DESCRIÇÃO GRÁFICA DE COMPONENTES HARMÔNICOS DISTORCIDOS Uma forma de onda distorcida, tal como a que ocorre na operação Classe B, pode ser representada, se utilizarmos a análise de Fourier, por uma fundamental com componentes harmônicos. A Figura 18(a) mostra um semiciclo positivo resultante da operação de um amplificador Classe B. Utilizando técnicas de análise de Fourier, o componente fundamental do sinal distorcido pode ser obtido conforme mostra a Figura 18(b). Da mesma maneira, os componentes de segundo e terceiro harmônicos podem ser obtidos, e são mostrados nas Figuras 18(c) e 18(d), respectivamente. Utilizando a técnica de Fourier, a forma de onda distorcida pode ser construída pela adição dos componentes fundamental e harmônicos, como mostra a Figura 18(e). Em geral, qualquer forma de onda periódica distorcida pode ser representada pela adição de um componente fundamental e todos os componentes harmônicos, cada qual com diferentes amplitudes e ângulos de fase.





Figura 18 – Representação Gráfica de um Sinal Distorcido Através do uso de Componentes Harmônicos

5.5 - DISTORÇÃO DE CROSSOVER

Tomemos como exemplo o circuito da Figura 19(a). Para uma fonte de sinal )sin()( tVtV min ,

haverá condução do transistor NPN quando BEnin VtV )( e no transistor PNP quando

BEpin VtV )(. Quando o transistor NPN está em condução, o PNP encontra-se cortado, pois a

tensão entre base e emissor é maior que BEpV. O mesmo ocorre com o transistor NPN quando o

PNP está em condução, pois a tensão entre base e emissor é menor que BEnV. Portanto, os dois

transistores trabalhando em conjunto permitem ao circuito operar nos ciclos positivo e negativo do sinal, conforme a Figura 19(b). Podemos observar um desnível no sinal de saída, tanto no ciclo

positivo quanto no negativo, que corresponde a BEnV

e BEpV. Isto é chamado de crossover e

provoca distorção harmônica.

Figura 19 – Sinal de Saída do Estágio Push-Pull: a) Com Crossover e b) Sem Crossover O crossover pode ser eliminado com o uso de fortes realimentações negativas ou através de pré-polarização do estágio de saída, levando o amplificador a operar em Classe AB. Com este procedimento obtemos baixíssima THD, conforme a Figura 19(b). O circuito da Figura 20 representa a forma esquemática para compensação do crossover.





Figura 20 – Compensação do Crossover

6 - APLICAÇÕES Os amplificadores de potência são largamente usados em componentes de áudio-receptores de rádio e televisão, fonógrafos e toca-fitas, sistemas estéreo e de alta fidelidade, equipamentos de estúdios de gravação, etc. Nessas aplicações, a carga é geralmente um alto-falante, que requer uma potência considerável para converter os sinais elétricos em ondas sonoras. Os amplificadores de potência são usados também em “sistemas de controle” eletromecânico para acionamento de motores elétricos. Podemos citar como exemplo os acionadores de disco e de fitas (drives), braços de robô, pilotos automáticos, antenas giratórias, bombas e válvulas elétricas, para todos os tipos de controles de processos. 7 - FORMAS DE LIGAÇÃO DE AMPLIFICADORES Os amplificadores de potencia, são os responsáveis pela elevação do sinal de entrada a ponto de produzir uma excitação nos alto-falantes, eles são responsáveis diretos pelo volume do sistema. Para que posamos dimensionar os sistemas de áudio de forma correta, precisamos utilizar dependendo do sistema, dezenas ou até mesmas centenas de amplificadores ligados de forma que possamos tirar seu melhor rendimento e casando a potência dos amplificadores com a potência dos alto-falantes, levando em consideração ainda as diferentes potencias para equilibrar o sistema de forma que obtenhamos uma uniformidade e uma maior qualidade final do sistema. Todos os amplificadores de potência possuem uma impedância mínima em Ohms que deve ser respeitada, a colocação de falantes com impedâncias inferiores irá causar sobre aquecimento do amplificador que poderá causar danos aos alto-falantes e/ou ao amplificador. 7.1 - LIGAÇÃO DE ENTRADA EM PARALEL É a colocação de 2 ou mais amplificadores ligados “lado a lado” podendo ser amplificadores stereo ou mono, onde um amplificador stereo poderá ser tratado como 2 amplificadores mono. O mesmo sinal obtido de um lado é obtido também do outro lado. Alguns modelos possuem saída de sinal paralelo diretamente em suas conexões, podendo ser isoladas ou não internamente, o que garante uma menor distorção e ruído no próximo amplificador. Para os modelos que não possuem saídas paralelas, poderá ser utilizado um splitter de forma que possam ser ligados diversos amplificadores. A potencia de saída de cada canal permanece inalterada, ou seja, podem ser explorados todos os tipos de ligações dos alto-falantes respeitando a impedância mínima. 7.2 - LIGAÇÃO DE ENTRADA/SAÍDA EM PONTE





É comumente chamada de ligação em Bridge e diferente do que muitos técnicos acreditam, é possível ligar qualquer amplificador stereo em bridge, ou 2 amplificadores mono em bridge, bastando-se para isso que o sinal de um dos lados (canal do stereo ou entrada do mono) seja invertido de fase em 180º, alguns amplificadores possuem este inversor interno, o que possibilita a ligação diretamente em seus bornes de conexão, do sistema já em bridge. Muitas pessoas se preocupam em ligar o sistema e danificar o amplificador, já que a potencia total de um sistema bridge é dobrada, mas este fato não existe, já que cada amplificador ou saída trata somente 50% da potencia. O que deve ser atentado é que para a ligação de um sistema em bridge, a potencia em Ohms mais baixa é inatingível, ou seja um amplificador de 2Ohm ligado em bridge vai permitir uma carga mínima de 4Ohms, ou seja, a soma da carga mínima de cada lado. Para realizar esta ligação, deve-se pegar cada canal do alto-falante e ligar em um dos bornes positivos do amplificador. Alguns amplificadores necessitam (geralmente quando utiliza-se 2 mono) que seja fechado um jumpper (curto) entre os bornes negativos, porém, só deve ser feito este tipo de jumpper se assim estiver especificado, para evitar a queima dos equipamentos. 7.3 - LIGAÇÃO DE SAÍDA EM PARALELO É a colocação de 2 ou mais alto-falantes ou caixas acústicas ligados em um mesmo borne de saída, para esta ligação, deve ser observado a carga mínima (em Ohms) do amplificador, por exemplo: Amplificador 4Ohms – 2 Alto-falantes de 8Ohms em paralelo, total 4Ohms. Para se calcular a impedância mínima, a cada alto-falante ligado a impedância cai em 50% do valor do alto-falante. Ex: 2 de 8Ohms = 4Ohms, 2 de 4Ohms=2Ohms. 7.4 - LIGAÇÕES DA SAÍDA EM SÉRIE É a colocação de 2 ou mais alto-falantes ligados um ao outro Ex: (-Amp)---(-Ft1) (+Ft1)---(-Ft2) (+Ft2)---(+Amp). Esta ligação poderia abrigar diversos alto-falantes idênticos, e o calculo da impedância do sistema é a soma da impedância de cada alto-falante. 7.5 - LIGAÇÕES DE SAÍDA EM (SÉRIE + PARALELO) É a colocação de diversas séries em paralelo ou vice-versa, dessa forma, pode-se casar as impedâncias, é uma maneira muito usada de ligação, já que as caixas com 2 Alto-falantes geralmente é ligada em paralelo, e sua saída é ligada em série, para permitir um casamento de impedância dos alto-falantes. O calculo da impedância total do sistema, é a soma e divisão de acordo com os cálculos anteriores, respeitando-se a ordem em que foi feita cada ligação. 8 - EXERCÍCIOS RESOLVIDOS 8.1 - Calcule a potência de entrada, de saída e a eficiência do circuito do amplificador Classe A abaixo, sabendo que o sinal de entrada resulta em uma corrente de base de 5mA rms.





RESOLUÇÃO: Cálculo da corrente de pico na base:

mArmsIpI BB 07,7)10*5(*2)(*2)( 3

Cálculo da corrente de polarização de base:

mAR

VccQI

B

B 4,1410*2,1

7,0187,0)(

3

Cálculo da corrente de polarização no coletor:

AIQI BC 57,0014,0*40*)(

Encontrando a tensão de polarização entre coletor e emissor:

VRcIcVccQVCE 77,816*57,018*)(

Definindo a corrente de pico no coletor:

ApIpI BC 28,010*07,7*40)(*)( 3

A potência de entrada cc é então assim definida:

WQIVccccP Ci 38,1057,0*18)(*)(

A potência de saída pode ser definida pela seguinte equação:

WRcpcI

caPO 64,016*2

)28,0(*

2

)()(

22

A eficiência de potência do amplificador pode ser calculada pela equação:

%16,638,10

64,0100*

)(

)(%

ccP

caP

i

O

8.2 - Para um amplificador de Classe B que forneça um sinal de 20V de pico para uma carga de 16Ω (alto falante) e uma fonte de alimentação de Vcc = 30V, determine a potência de entrada, a potência de saída e a eficiência do circuito. RESOLUÇÃO: Um sinal de 20V de pico através de uma carga de 16Ω fornece uma corrente de pico na carga de:

AV

R

pVpI

L

LL 25,1

16

20)()(

Com a corrente cc da carga podemos encontrar a corrente cc da fonte:

AApII LCC 796,025,1*2

)(*2





A potência de entrada liberada pela fonte de tensão é:

WpIVccP CCCCi 9,23796,0*30)(*)(

A potência de saída liberada para a carga é:

WR

pVcaP

L

Lo 5,12

16*2

)20(

*2

)()(

22

Para uma eficiência resultante de:

%3,52100*9,23

5,12100*%

i

O

P

P

8.3 - Se a tensão de entrada do amplificador de potência classe B da figura abaixo for 8 V rms, calcule:

a. Pi (cc); b. Po (ca);

c. (%); Potência dissipada em cada transistor.

RESOLUÇÃO: Cálculo da tensão de pico da entrada:

VrmsVpV ii 31,11)8(*2)(*2)(

Considerando que o amplificador tem, idealmente, um ganho de tensão unitário:

VpVL 31,11)( Encontrando a corrente de pico da carga:

AR

pVpI

L

LL 41,1

8

31,11)()(

Com a corrente cc da carga podemos encontrar a corrente cc da fonte:

ApII LCC 90,041,1*2

)(*2

Acha-se em conseqüência a potência fornecida ao circuito:

WpIVccP CCCCi 0,2790,0*30)(*)(

Cálculo da potência de saída desenvolvida pela carga:

WR

pVcaP

L

i

o 88*2

)31,11(

*2

)()(

22

A eficiência do circuito com entrada de 8V rms é, então:





%62,29100*27

8100*%

i

O

P

P

A potência dissipada por cada transistor de saída é dada por:

WR

pVcaP

L

i

o 88*2

)31,11(

*2

)()(

22

8.4 - Para o circuito da questão anterior calcule: A máxima potência de entrada, a máxima potência de saída, a tensão de saída para máxima potência de operação e a potência dissipada pelos transistores de saída nessa tensão; A máxima potência dissipada pelos transistores de saída e a tensão de entrada que isso ocorre. RESOLUÇÃO:

a. A máxima potência de entrada é: W

R

VccP

L

CCi 61,71

8

)30(22)(

22

b. A máxima potência de saída é:

WR

VcaP

L

CCo 25,56

8*2

)30(

2)(

22

c. A tensão de saída para máxima potência de

operação é:

VVpV CCL 30)(

d. A potência dissipada pelos transistores de saída é, portanto:

WPPP oiQ 36,1525,5661,712

e. A máxima potência dissipada por ambos os transistores de saída é: W

R

VP

L

CCQ 79,22

8

)30(222

2

2

2

2

f. A dissipação máxima ocorre em:

VVpVV LL 08,19)30(636,0)(636,0

8.5 - Calcule a THD e os componentes de distorção harmônica para um sinal de saída com amplitude da fundamental de 2,1 V, amplitude de segunda harmônica de 0,3 V, amplitude de terceira harmônica de 0,1 V e amplitude de quarta harmônica de 0.05 V. RESOLUÇÃO: Cálculo da componente de segunda harmônica:

%28,14100*1,2

3,0100*(%)

1

2

2A

AD

Cálculo da componente de terceira harmônica:

%76,4100*1,2

1,0100*(%)

1

3

3A

AD

Cálculo da componente de quarta harmônica:





%38,2100*1,2

05,0100*(%)

1

4

4A

AD

Cálculo da THD:

%24,15100*0238,00476,01428,0100*(%) 2222

4

2

3

2

2 DDDTHD

9 - TIRISTORES 9.1 - SCRs 9.1.1 - INTRODUÇÃO O SCR (tiristor) é um componente eletrônico semicondutor que trabalha de forma semelhante a um diodo, ou seja, permite a passagem da corrente em um único sentido, mas no início de sua condução é regulado por um eletrodo especial, que recebe o nome de gate (porta). O gate, através de um impulso elétrico, permite então a condução do SCR. O SCR é formado por uma estrutura de 4 regiões semicondutoras PNPN. Se dividirmos essa estrutura em duas partes, veremos que cada uma delas forma um transistor. O SCR (Silicon Controlled Rectifier) é conhecido como tiristor. O nome tiristor é proveniente do inglês THYRISTOR (thyratron + transistor, onde o thyratron é um retificador a gás usado antigamente). A aplicação principal do SCR está no chaveamento eletrônico, onde as tensões de bloqueio e controle de corrente de um transistor não são suficientes. Veja a seguir a estrutura das quatro regiões semicondutoras de um tiristor ou SCR.

Observa-se na figura acima duas junções PN; a primeira forma a anodo e a última o catodo. A região que fica junto ao catodo é o gate (porta) que tem a função de levar o dispositivo à condução. Como essas regiões são divididas em duas partes formando cada uma delas um transistor, observamos que temos um transistor PNP que é constituído pelo anodo e suas regiões contíguas e um outro transistor NPN, que é constituído pelo catodo e as duas regiões acima dele. Esses transistores são unidos eletricamente nas seguintes regiões: - a base do PNP com o coletor do NPN - o coletor do PNP com a base do NPN Veja na figura a seguir a estrutura dessa ligação.





O circuito assim obtido forma uma estrutura fortemente realimentada, e dessa forma, qualquer sinal de corrente aplicado ao gate é amplificado e sai pelo coletor do transistor NPN. O sinal é então aplicado à base do PNP e é amplificado novamente em seu coletor. Este coletor coincide com o terminal gate, fechando o ciclo de realimentação positiva. O crescimento muito rápido da corrente faz com que o dispositivo entre em saturação. Nestas condições temos entre o emissor do transistor PNP que coincide com o anodo e o emissor do transistor NPN que forma o catodo uma impedância muito pequena. Dessa forma a entrada em condução do SCR depende do sinal aplicado no gate. Uma vez em condução, o sinal aplicado no gate perde o controle sobre a corrente que se forma entre o anodo e o catodo, uma vez que, a própria realimentação interna mantém a condução. Pode-se portanto, suprimir o sinal de gate sem influir de modo algum sobre a condução do SCR. Para que o SCR entre em condução é necessário que o anodo se torne mais positivo que o catodo. 9.1.2 - SIMBOLOGIA:

9.1.2 - FORMAS MAIS COMUNS DE DISPARO DE TIRISTORES (SCRs):

Impulso de tensão positiva no gate. É o método mais usado.

b) Variação brusca da tensão A-K (dv/dt). Neste caso o SCR é disparado pelo efeito capacitivo das junções. c) Corrente de fuga. Nestas condições a corrente de fuga origina-se pelo excesso de temperatura. d) Luz. Caso específico de disparo para os fototiristores.

9.1.3 - MODO SIMPLIFICADO DE OPERAÇÃO: As junções formam 3 camadas que denominaremos de S1, S2 e S3, sendo representadas por diodos comuns, conforme ilustra a figura a seguir.





Analisaremos a seguir as condições de bloqueio e condução das camadas S1 a S3, através da aplicação de tensão positiva no gate através da chave Sw.

Não circulará corrente pelo circuito, mesmo com Sw acionada, pois S1 e S3 operam no bloqueio. Acionando-se Sw, S3 será curto-circuitada e na camada de bloqueio S1 ocorrerá total queda de tensão e a ação de bloqueio ainda continuam.

Com Sw aberta o tiristor estará bloqueado pois a secção de passagem S2 opera em bloqueio.





Acionando-se Sw o bloqueio de S2 será eliminado e o tiristor conduzirá, circulando corrente pela carga. Nestas condições o tiristor comutou no sentido de condução (teoricamente A-K), passando a corrente pela carga. Como vimos anteriormente, após a condução a tensão de gate pode ser removida, no entanto, para que as condições de condução sejam mantidas torna-se necessário uma pequena corrente de manutenção, que denominamos IH (holding current).

Uma corrente abaixo de IH leva o SCR ou tiristor ao corte (condição de bloqueio). 9.1.4 - FORMAS MAIS COMUNS PARA RETORNAR À CONDIÇÃO DE BLOQUEIO:

Interrupção da corrente A-K

Redução de IH

Aplicação de pulso negativo no gate

Curto momentâneo entre A-K 9.1.5 - DISPARO POR CORRENTE DE GATE (IG): Nestas condições IG3 > IG2 > IG1 a) quando IG=0, a tensão aplicada deve atingir a tensão de disparo (break-over); b) ao ser injetada uma corrente no gate, a tensão de disparo vai diminuindo; c) isto significa que se pode disparar o SCR (tiristor) com tensões menores do que a tensão de disparo, controlando o disparo pela corrente aplicada no gate; d) para que o SCR continue conduzindo a corrente ID não poderá ser reduzida abaixo de IH.

9.1.6 - CIRCUITO EXPERIMENTAL – SCR COMO CHAVE EM CIRCUITOS CC





inicialmente não haverá corrente no SCR e na

carga, pois teremos a condição de bloqueio;

fechando e abrindo Sw1, o SCR conduzirá e

teremos corrente na carga e no SCR;

fechando-se Sw2, cessará a corrente no SCR e

somente haverá corrente na carga;

abrindo-se Sw2, não haverá corrente na carga

e no SCR, pois voltará à condição inicial

(bloqueio).

9.1.7 - CIRCUITO EXPERIMENTAL: SCR CONTROLANDO AC Se mantivermos o SCR disparado (basta para

isso comutar Sw1), somente os semiciclos

positivos são conduzidos e aparecerão na

carga.No entanto, podemos aplicar um pulso

de tensão no gate de tal forma a fazê-lo

conduzir apenas por alguns instantes.

Observa-se que em virtude dos pulsos de disparo, o SCR começou a conduzir depois de iniciado o semiciclo positivo da tensão da rede. Durante o semiciclo negativo o SCR não conduz. Com isto a tensão na carga ficou reduzida a pouco mais da metade do semiciclo positivo. Pode-se com isto reduzir a potência desenvolvida na carga. O SCR pode ser usado também operar com um dispositivo de controle, que permite controlar a potência desenvolvida na carga.





A tensão de disparo do SCR é alcançada em função do tempo de carga do capacitor C através do resistor R. Supondo que essa tensão seja alcançada logo no início do semiciclo, o SCR dispara e conduz praticamente todo o semiciclo para a carga, que então recebe a potência máxima. Se o valor de R for grande, a constante de tempo aumentará e a tensão de disparo só é alcançada no final do semiciclo, que corresponde a uma potência menor ou mínima. Por outro lado, se mantivermos o SCR com seu gate continuamente polarizado por meio de uma fonte externa, o SCR disparará tão logo tenhamos por volta de 2V entre o anodo e catodo, fazendo com que na carga apareça apenas os semiciclos positivos. A figura a seguir mostra a condição de disparo no final do semiciclo, onde a potência desenvolvida na carga é mínima.

A figura a seguir mostra a condição de disparo no início do semiciclo, onde a potência desenvolvida na carga é máxima.

9.1.8 - CONCLUSÃO: Modificando-se o ângulo de disparo do semiciclo (início, meio ou fim), controla-se a potência desenvolvida na carga. Como o ângulo de disparo pode ser controlado pela constante RC, se substituirmos R por um potenciômetro, podemos variar a potência na carga, como por exemplo, o controle de luminosidade de lâmpadas incandescentes. O SCR atua como uma espécie de relê eletrônico, ligando e desligando uma carga a partir de pequenas correntes; é o caso específico do





circuito controlador AC visto anteriormente, onde, mantendo a polarização de gate fixa e aplicando-se AC à entrada, na carga estarão presentes somente os semiciclos positivos. Lembrar que, com polarização de gate externa, o SCR começará a conduzir quando entre anodo e catodo tivermos uma tensão de aproximadamente 2 volts. 9.1.9 - INTERFERÊNCIAS: Como o SCR é um dispositivo de comutação rápida, durante o processo de comutação são gerados sinais indesejáveis propagando-se pelo espaço ou pela própria rede de alimentação interferindo em receptores de rádio e televisores. Circuitos que utilizam SCRs causam interferências e estas devem ser eliminadas. A forma mais comum de se eliminar interferências, tanto do aparelho interferido ou interferente é a utilização de um filtro, que serve para evitar essas interferências através da rede. No caso das interferências que se propagam pelo espaço na forma de ondas eletromagnéticas, o aparelho interferente deve ser blindado, ligando-se sua carcaça ou chassi à terra. A figura a seguir mostra um filtro muito utilizado para evitar interferências que se propagam pela rede de alimentação.

C1 = 100nF/400V C2 = 100nF/400V L1 = L2 = 50 a 60 espiras de fio de cobre esmaltado bitola 18, enrolados num bastão de ferrite

10mm , com 5 a 10cm. de comprimento. Ligado em série com o aparelho interferido, o filtro evita que os sinais interferentes que venham pela rede cheguem até ele. Ligado em série com o aparelho interferente (que usa o SCR), o filtro evita que as interferências geradas saiam do aparelho e se propaguem pela rede. A figura a seguir mostra um SCR com encapsulamento T0-220AB (plástico), fabricado pela STMicroelectronics. Sua corrente de operação é de 10A e sua tensão de trabalho pode variar de 200V até 1.000V (TYN210=200V; TYN410=400V; TYN610=600V; TYN810=800V e TYN1010=1.000V).





Um outro SCR muito usado é o TIC 106, cuja corrente de operação é de 5A, para uma tensão de trabalho que varia de acordo com a letra que lhe é atribuída: TIC 106D = 400V TIC 106M = 600V TIC 106S = 700V TIC 106N = 800V

A figura a seguir mostra o aspecto físico do TIC 106, visto por cima; tanto o TIC 106 como o SCR mostrado anteriormente (TYN) tem o seu anodo (A) interligado internamente à parte metálica que serve para acoplá-lo mecanicamente a um dissipador de calor.

9.1.10 - COMO TESTAR O SCR A FRIO Coloque o multímetro na escala de X10K e meça: anodo e catodo nos dois sentidos: o ponteiro não deve mexer em nenhum. Se o ponteiro mexer, o SCR está em curto. A seguir, meça o catodo e o gate nos dois sentidos. O ponteiro só deve mexer num sentido. Se mexer nos dois, ele está em curto. Se não mexer em nenhum, ele está aberto. Agora faça o teste do disparo: Coloque a ponta preta no anodo e a vermelha no catodo e gate ao mesmo tempo. O ponteiro deve deflexionar. Agora mantenha a preta no anodo e retire a vermelha do gate sem retirá-la do catodo. O ponteiro deverá ficar onde está. Se o ponteiro voltar para o infinito, o SCR está com defeito (não se mantém disparado). Abaixo vemos como é feito o teste:





O teste do TRIAC também é feito na escala de X10K. Medindo entre o MT1 e MT2 nos dois sentidos, o ponteiro não deve mexer. Se mexer, o TRIAC está em curto. Entre MT1 e G o ponteiro só mexe num sentido, igual ao SCR. Porém o TRIAC precisão de uma tensão um pouco alta para o disparo. Portanto com o multímetro não é possível fazer o teste do disparo neste componente. O teste do DIAC é feito em X10K e o ponteiro não deve mexer em nenhum sentido, caso contrário ele estará em curto. 9.1.11 - CIRCUITO PRÁTICO – SINALIZADOR Com a montagem do circuito abaixo poderemos conseguir piscadas lentas, uma cada 10 segundos, ou mais rápidas, até apenas algumas por segundo. O projeto pode ser usado como lâmpada sinalizadora de portões, garagens, topo de torres, etc.

Os resistores são de 1/4W de dissipação. Caso seja utilizado o SCR TIC106D (Texas) o resistor Rx deve ser acrescentado ao circuito (seu

valor típico é da ordem de 1k a 22k . Esse resistor tem por finalidade evitar o disparo acidental do SCR, pela corrente de fuga que pode originar-se devido a uma tensão muito alta entre anodo e catodo. Para o SCR MCR106-6 (Motorola) não há necessidade desse resistor. O capacitor carrega-se através do potenciômetro e do resistor de 100k, até atingir uma determinada tensão, suficiente para disparar a lâmpada neon NE-2. A NE-2 tem uma tensão de disparo da ordem de 70V.

A figura a seguir mostra um circuito oscilador (relaxação) com lâmpada Neon NE-2 (disparo entre 56 a 70V)





9.1.12 - FUNCIONAMENTO DE UMA LÂMPADA NEON NE-2

a) quando Sw é acionada o capacitor começa a carregar-se através de R, até atingir a tensão de disparo da NE-2; b) quando ocorre o disparo, a resistência entre os eletrodos da NE-2 torna-se praticamente nula, fazendo com que o capacitor descarregue-se através dela; c) como resultado, temos a forma de onda mostrada ao lado, onde se observa que o tempo de carga é maior do que o tempo de descarga, levando-se em conta as constantes de tempo RC. A constante de tempo de carga é:

= RC = (10.103).(1.10_6) = 10ms Quando a lâmpada neon dispara a resistência entre seus eletrodos é da ordem de alguns ohms, por isso, o tempo de descarga é infinitamente menor. Dessa forma origina-se uma onda com o aspecto de uma “dente de serra”. O diodo 1N4002, evita que picos de tensão negativos cheguem ao gate, evitando que o tiristor seja momentaneamente bloqueado, em outras palavras, evita a inversão da corrente de gate. Se for usada uma lâmpada até 40W não é necessário utilizar um dissipador de calor para o SCR; acima disso um dissipador de calor com bom acoplamento térmico torna-se necessário. O potenciômetro de 2M2 ajusta a velocidade das piscadas da lâmpada, ou seja, a freqüência. O capacitor a ser utilizado é do tipo cerâmico ou poliéster, com isolação mínima de 400V. Em virtude do circuito não ser isolado da rede, o mesmo deve ser manuseado com cuidado para evitar choques elétricos. A figura a seguir mostra o aspecto físico do SCR MCR106-6





O MCR106 é fabricado pela Motorola e apresenta duas tensões de operação: MCR106-6 – 400V MCR106-8 – 600V

9.1.13 - PROJETO 1 - ALARME 1

O circuito mostra um dispositivo de alarme simples. Quando qualquer uma das chaves Sw1 a Sw3 (reed-switch) for acionada o SCR dispara, fazendo com que o rele atraque, acionando um alarme. As chaves Sw1 a Sw3 estão normalmente fechadas, levando o gate a zero, e portando o SCR estará bloqueado. Quando qualquer uma delas for acionada, ou seja aberta, o gate receberá o impulso proveniente da alimentação através do resistor de 22k, disparando o SCR. O diodo 1N4002 em paralelo com o relê tem por finalidade proteger sua bobina contra os surtos de tensão durante a retração do campo magnético. Para levar o SCR à condição de bloqueio, e conseqüentemente desativar o alarme, basta pressionar a chave “reset”. 9.1.14 - PROJETO 2 - ALARME 2 O circuito a seguir tem o funcionamento idêntico ao primeiro, exceto que, o disparo ocorre quando não existe iluminação sobre o LDR. Quando o LDR está iluminado sua resistência é baixa, fazendo com que o SCR opere no bloqueio. Quando a iluminação é interrompida (por exemplo, corte de um feixe luminoso) a resistência do LDR aumenta, aumentando a tensão e corrente de gate, levando o SCR à condução. Nestas condições o relê atraca e o alarme á acionado. Para interromper o alarme basta pressionar o botão “reset” como no caso anterior.





9.1.15- COMO FUNCIONA O REED-SWITCH Um interruptor magnético de lâminas (reed-switch) é um dispositivo que contém duas lâminas flexíveis de material ferromagnético (NiFe), seladas hermeticamente dentro de uma cápsula de vidro que é preenchida com um gás inerte. Essa atmosfera de gás inerte protege as regiões de contato elétrico das lâminas impedindo as oxidações. As lâminas estão sobrepostas, porém separadas por um pequeno espaço. As regiões que entrarão em contato são folheadas com um metal nobre tal como ródio ou rutênio, de modo a proporcionar características elétricas estáveis e de notável longevidade. A figura a seguir mostra o aspecto de um “reed-switch” e suas características de funcionamento.

NA = normalmente aberto A figura a seguir mostra um reed-switch com dois contatos, onde em relação ao eletrodo comum, um é NA e outro NF (normalmente aberto e normalmente fechado respectivamente).





A lâmina que representa o eletrodo comum movimenta-se de acordo com a polaridade magnética que lhe é imposta externamente. 9.1.16 - PROJETO 3 - CARREGADOR DE BATERIA O circuito a seguir mostra o SCR atuando como regulador de carregador de bateria, ou seja, indicador de bateria carregada.

9.1.17 - FUNCIONAMENTO:

1 – D1 e D2, formam um retificador de onda completa. 2 – Quando a tensão da bateria for baixa, o diodo zener não conduz, pois a tensão Vr (referência) é baixa para permitir a condução do mesmo. 3 – Nestas condições o diodo zener é efetivamente um circuito aberto, mantendo assim o SCR2 desligado. 4 – Quando a bateria começa a carregar-se sua tensão vai aumentando e aumenta também a tensão de referência Vr, fazendo com que o diodo zener conduza, disparando SCR2. 5 – Assim, SCR2 corresponderá a um curto-circuito, resultando no divisor de tensão formado por R1 e R2, que manterá a tensão V2 em um nível muito baixo, não permitindo mais a condução de SCR1. Lembrar que, o diodo D3 somente conduzirá se o seu anodo for mais positivo do que o catodo. Quando o SCR2 dispara, praticamente temos a metade da tensão em V2, devido aos resistores que formam o divisor de tensão ( R1 e R2) serem iguais. Em relação à tensão na saída do retificador (que alimenta o anodo de SCR1) e a tensão V2, a tensão no anodo de D3 é menos positiva do que a tensão no seu catodo. 6 – Quando isto ocorre, indica que a bateria está completamente carregada e como o SCR1 está bloqueado, resultará na interrupção da corrente de carga. 7 – O capacitor C1 evita oscilações bruscas de tensão, evitando o disparo acidental de SCR2. 8 – CONCLUSÃO: o regulador (controle) recarrega a bateria sempre que a tensão cai e evita a sobrecarga quando ela está completamente carregada.





9.1.18 - PROJETO 4 - ILUMINAÇÃO DE EMERGÊNCIA O circuito mostrado a seguir é um sistema de iluminação de emergência, que tem por objetivo manter a carga de uma bateria de 6V (pode ser utilizada também uma bateria de moto ou de no-break).

Na falta de energia elétrica o sistema entra em ação e a lâmpada de 6V continua funcionando através da bateria. 9.1.19 - FUNCIONAMENTO:

1 – Enquanto houver energia, a lâmpada estará acesa devido ao retificador de onda completa formado pelos diodos D2 e D3. 2 – O capacitor C1 carregará até uma tensão aproximadamente igual a tensão de pico do retificador de onda completa e a tensão nos terminais de R2 que é produzida pela bateria de 6V. 3 – Em qualquer situação o potencial no catodo do SCR é mais alto do que no anodo e a tensão gate-catodo é negativa, garantindo o bloqueio do SCR. 4 – Nestas condições a bateria está sendo carregada através de D1 e R1. O valor de R1 neste caso deve ser escolhido em função da carga desejada para a bateria e da potência, uma vez que é ele que determina a taxa de carga da bateria. Lembrar que, a bateria estará sendo carregada apenas quando o anodo de D1 for mais positivo do que seu catodo.

5 – Havendo falta de energia, o capacitor C1 se descarregará através de D1, R1, R3 e R2 e também pela resistência da

lâmpada, até que o catodo do SCR seja menos positivo do que o seu anodo e ao mesmo tempo, o nó formado pelos resistores R2 e R3 se tornará positivo, estabelecendo uma tensão suficiente no gate-catodo do SCR para dispará-lo. 6 – Uma vez disparado, a bateria se descarregará através do SCR mantendo a lâmpada acesa.

7 – Ao voltar a energia, o capacitor C1 voltará a carregar-se, retornando à situação inicial, restabelecendo o bloqueio do SCR.

9.1.20 - ASPECTO FÍSICO E PARÂMETROS DO TIRISTOR





A figura a seguir mostra o aspecto físico de tiristores de alta corrente e portanto, alta potência, produzindo alta dissipação de calor. Os mesmos possuem corpo metálico dotados de rosca para fixação em dissipador de calor.

ITRMS = máxima corrente alternada eficaz condutível

ITAV = máxima corrente contínua em condução

VTM = tensão direta máxima em condução (180º)

VRRM, VDRM = tensão reversa máxima repetitiva aplicável sem produzir condução. Em outras palavras, é a tensão máxima que pode aparecer nos terminais de um SCR quando ele se encontra desligado. Esse tensão é denominada também de tensão de trabalho.

VRSM = tensão reversa máxima de surto 1 (pode ocorrer a destruição do tiristor).

IGT = corrente mínima de gate para produzir condução

IGD = corrente máxima de gate aplicável sem produzir condução

VGT = tensão de gate necessária para produzir condução

VGtmax = tensão de gate máxima para condução

VGtmin = tensão de gate mínima para garantir corrente de condução

Quando as correntes e potências envolvidas são mais elevadas, são utilizados tiristores (SCRs) com formato tipo “cápsula” (Capsule Thyristor), conforme ilustra a figura a seguir:

SKT 240 – SEMIKRON

SKT 551 SEMIKRON Corrente de operação

SKT 2400 SEMIKRON Corrente de operação (ITAV) –

1 Surto - Variação brusca e momentânea da corrente ou da tensão de um circuito elétrico.

SKT 10 SEMIKRON Corrente de operação (ITAV) – 10A Corrente máxima (ITRMS) 30ª

SKT 40 SEMIKRON Corrente de operação (ITAV) – 40ª Corrente máxima (ITRMS) 63A

SKT 300 SEMIKRON Corrente de operação (ITAV) – 300A Corrente máxima (ITRMS) 550A

Tensão (VRRM, VDRM) Tensão (VRRM, VDRM) Tensão (VRRM, VDRM)

SKT 10/06D = 600V SKT 10/08D = 800V SKT 10/12E = 1.200V

SKT 40/04D = 400V SKT 40/06D = 600V SKT 40/08D = 800V SKT 40/12E = 1.200V SKT 40/14E = 1.400V SKT 40/16E = 1.600V SKT 40/18E = 1.800V

SKT 300/04D = 400V SKT 300/08D = 800V SKT 300/12E = 1.200V SKT 300/14E = 1.400V SKT 300/16E = 1.600V





Corrente de operação (ITAV) – 240A Corrente máxima (ITRMS) 600A Tensão (VRRM, VDRM) SKT 240/04E = 400V SKT 240/08E = 800V SKT 240/12E = 1.200V SKT 240/14E = 1.400V SKT 240/16E = 1.600V SKT 240/18E = 1.800V

(ITAV) – 550A Corrente máxima (ITRMS) 1.200A Tensão (VRRM, VDRM) SKT 551/08E = 800V SKT 551/12E = 1.200V SKT 551/14E = 1.400V SKT 551/16E = 1.600V SKT 551/18E = 1.800V

2.400A Corrente máxima (ITRMS) 5.700A Tensão (VRRM, VDRM) SKT 2400/12E = 1.200V SKT 2400/14E = 1.400V SKT 2400/16E = 1.600V SKT 2400/18E = 1.800V

9.1.21 - PERGUNTAS E RESPOSTAS SOBRE TIRISTORES (SCRs)

1. Além da condução através do gate, existe outro meio de colocar em estado de condução um tiristor? O tiristor entra também em condução mediante a aplicação de uma tensão superior a um certo nível, entre o anodo e o catodo.

2. Como se pode bloquear o tiristor quando este se acha no estado de condução?

Mediante a aplicação de uma corrente inversa entre anodo a catodo. O tempo dessa aplicação deve ser superior ao “tempo de bloqueio”.

3. Qual é a principal aplicação dos tiristores? A retificação controlada das tensões alternadas, com a possibilidade de variar o ângulo de condução, ou seja, variando-se o ângulo de condução obtém-se um sistema chamado de “controle de fase”.

4. De que modo se pode decompor o tiristor para analisar o seu funcionamento? Em dois transistores, um PNP e outro NPN. Ligam-se respectivamente, a base e o coletor do primeiro ao coletor e à base do segundo.

5. A que região da estrutura é ligado o eletrodo de controle do gate do tiristor? É ligado na região que se acha em contato com o catodo.

6. A corrente que atravessa o tiristor pode ser controlada pelo sinal de gate? Não. O sinal do gate provoca somente o disparo do componente, ou mais precisamente, sua entrada em condução. A partir daí perde qualquer possibilidade de controle sobre o tiristor.

9.3 – TRIACS 9.3.1 - INTRODUÇÃO O TRIAC é um componente semicondutor que nasceu da necessidade de se dispor de um interruptor controlado, que apresentasse as características funcionais de um SCR, mas que permitisse o controle do ciclo completo da corrente alternada. A palavra TRIAC é uma abreviação da





denominação inglesa Triode AC que significa triodo para corrente alternada. Como o próprio nome indica, o componente dispõe de três eletrodos. O circuito equivalente é mostrado na figura a ao lado..

Para se conseguir a operação em AC, utiliza-se dois SCRs em ligação anti-paralela. MT2 = terminal principal 2 (Main Terminal 2) MT1 = terminal principal 1 (Main Terminal 1) G = gate ou porta

Veja na figura ao lado a estrutura interna de um TRIAC. Sua estrutura compõe-se de dois sistemas interruptores, sendo um PNPN e outro NPNP, ligados em paralelo. Seu circuito equivalente é composto de dois SCRs complementares, ou seja, ligados em paralelo com polaridade invertida. Observa-se no desenho os dois eletrodos principais MT2 e MT1, que neste caso não são denominados anodo e catodo, pois trabalham com dupla polaridade na tensão alternada. As curvas características assemelham-se as dos SCRs exceto que o TRIAC conduz nos quadrantes I e III.

Curva Característica Aspecto físico Simbologia





9.3.2 - ESPECIFICAÇÕES PARA O TIC 226

Corrente de operação RMS = 8A

TIC 226D = tensão de trabalho: 400V

TIC 226M = tensão de trabalho: 600V

TIC 226S = tensão de trabalho: 700V

TIC 226N = tensão de trabalho: 800V OBS: o terminal MT2 para esse tipo de TRIAC é interligado à base metálica do mesmo, a qual deve ser acoplada a um dissipador de calor, caso o mesmo opere com correntes e potências elevadas. A figura a seguir mostra uma forma de ligar um TRIAC. Usa-se apenas em corrente alternada (AC), e sua forma clássica de disparo é aplicando-se uma tensão positiva ou negativa no gate, o que permite fazer com que o mesmo dispare em qualquer dos semiciclos.

Tensão típica de disparo: 2V

Corrente de disparo: entre 10 e 200mA

9.3.3 - FORMAS DE DISPARO: Existem 4 modos diferentes para disparo de um TRIAC, levando-se em conta que o referencial é sempre o MT1.

1) Neste caso o terminal MT2 estará positivo em relação a MT1: tensão de gate positiva, provocando a entrada de corrente através deste terminal cujo sentido é considerado positivo

2) Neste caso o terminal MT2 estará positivo em relação a MT1: a corrente de gate sai do componente e neste caso temos uma tensão de gate negativa;

3) Neste caso o terminal MT2 estará negativo em relação a MT1: e a tensão de gate positiva, ou seja, com a corrente entrando no componente;

4) Neste caso o terminal MT2 estará negativo em relação a MT1: e a tensão de disparo será através de um pulso negativo.





Nas modalidades 1 e 4 obtém maior sensibilidade de disparo para o TRIAC em relação às outras possibilidades. Na modalidade 3 a sensibilidade é decididamente menor e na modalidade 2 é ainda mais reduzida. Na modalidade 2 somente deverá ser utilizada em TRIACs concebidos especialmente para esse fim. 9.3.4 - ESPECIFICAÇÕES MAIS COMUNS PARA OS TRIACs:

Da mesma forma que nos SCRs precisamos conhecer alguns parâmetros dos TRIACs para o desenvolvimento de projetos: Tensão máxima de trabalho (VDRM):

É máxima tensão que pode aparecer nos terminais de um TRIAC, quando ele se encontra no estado de não condução (desligado). Para a maioria dos casos esse valor refere-se à tensão de pico de uma tensão senoidal, já que a aplicação principal do dispositivo é em tensões alternadas.

Corrente máxima (ITRMS): Trata-se do valor eficaz da corrente alternada

Corrente de disparo (IGT): É a corrente necessária para disparar o TRIAC. É muito importante saber o máximo valor dessa

corrente, geralmente especificada pelo fabricante, para evitar danos ao mesmo. 9.3.5 - DIFERENÇA IMPORTANTE ENTRE SCRs E TRIACs:

A diferença mais importante entre o funcionamento de um TRIAC e de um SCR é que o SCR somente conduzirá pelo período de meio ciclo, quando for corretamente disparado, bloqueando-se quando a corrente muda de polaridade; no TRIAC essa condução se dá nos dois semiciclos e somente ocorrerá o bloqueio quando a corrente passa pelo valor zero (ou muito próximo a ele). Isto implica numa pequena perda do ângulo de condução, mas não acarreta problemas se a carga for resistiva, onde temos a corrente em fase com a tensão. No caso de cargas reativas enrolamento de um motor, por exemplo), é preciso levar em conta no esquema do circuito que, no momento em que a corrente passa pelo zero, não coincide com a mesma situação da tensão aplicada. Isto acontece porque nesses momentos ocorre impulsos de tensão entre os dois terminais do TRIAC.

A figura a seguir ilustra uma maneira de contornar esse problema, bastando para isso, acrescentar em paralelo com o TRIAC um resistor e um capacitor ligados em série, com valores

típicos da ordem de 100 e 100 nF respectivamente.





Um circuito bastante comum é um interruptor eletrônico com TRIAC conforme ilustra a figura a seguir.

Quando Sw é acionada, teremos uma corrente de disparo que liga o TRIAC nos dois semiciclos da corrente alternada, alimentando assim a lâmpada. O circuito acima não permite uma variação da potência na carga, no entanto, é possível variar a potência na carga, variando-se o ângulo de condução de cada um dos semiciclos, mediante pulsos de disparo obtidos através de circuitos especiais. Veja o circuito a seguir.

O circuito em questão é um dimmer que controla a luminosidade de uma lâmpada comum (incandescente). 9.3.6 - FUNCIONAMENTO: O retificador de onda completa tem por finalidade fornecer ao circuito de disparo um

semiciclo positivo;

O circuito de disparo é constituído por um transistor de unijunção (UJT) acoplado ao gate através de um transformador de pulsos (T-1);





A relação de espiras desse transformador de pulsos é 1:1, ou seja, tem a função de apenas isolar o circuito de disparo do TRIAC;

Quando tem início um semiciclo da tensão de alimentação alternada, que aparece após o retificador de onda completa, o capacitor C carrega-se através do resistor R, até ser atingido o ponto de disparo do UJT;

Quando o UJT dispara, o capacitor C descarrega-se através do enrolamento primário do transformador de pulsos (T-1);

Isto faz aparecer no secundário do mesmo um pulso de curta duração, suficiente para disparar o TRIAC;

Através do potenciômetro P1, podemos alterar a constante de tempo de carga RC, e assim, alterar o ângulo de disparo do dispositivo.

A figura a seguir mostra essa condição.

Observa-se claramente que a potência na carga foi reduzida pela metade. O disparo ocorreu em 90º e 270º respectivamente, ou seja, na carga efetivamente circula corrente proveniente da metade de cada semiciclo. No caso de adiantarmos a ângulo de disparo (antes de 90º), por exemplo 45º, obtém-se mais potência na carga, conforme ilustra a figura a seguir. Se uma lâmpada incandescente estiver sendo utilizada como carga, seu brilho aumentará.

A figura a seguir ilustra três TRIACs para 25 ampères, fabricados pela SGS Thomson. A tensão de trabalho (VDRM / VRRM) é de 600V e 800V, de acordo com sua codificação.





Por exemplo, 0 BTA24-600 significa que o TRIAC opera com 600 volts e o terminal MT2 é isolado da base de fixação; BTB24-600 é o mesmo TRIAC, porém com o terminal MT2 não isolado da base de fixação, ambos com encapsulamento do tipo TO-220AB. Observa-se que esse fabricante especifica a isolação ou não desse terminal com a base de fixação, usando as letras A ou B. O TRIAC BTA25-800 por exemplo, opera com 800 volts, seu terminal MT2 é isolado da base de fixação e seu encapsulamento é do tipo RD91. Este tipo de encapsulamento permite que o TRIAC seja montado em radiadores para encapsulamento TO-3. 9.3.7 - CIRCUITOS PRÁTICOS PARA DISPARO DE TRIACs: Como vimos anteriormente existem muitas possibilidades de se realizar na prática o disparo de um TRIAC. Pode-se então escolher o modo mais adequado para isso, dependendo do tipo de aplicação. De qualquer forma, a realização do disparo resume-se em duas variantes fundamentais:

Disparo com corrente contínua

Disparo com corrente alternada 9.3.8 - CIRCUITO PRÁTICO 1:

A tensão de disparo provém de uma fonte de tensão contínua aplicada ao gate do TRIAC através de um resistor limitador Rp. Esse resistor deve ter um valor suficiente para impedir que a corrente de gate exceda os limites especificados pelo fabricante. É absolutamente necessário dispor de um elemento em série com a corrente de disparo, para funcionar como controle. Pode ser desde um simples interruptor mecânico (no caso deste circuito a chave Sw) ou um transistor que tenha uma função de comutador. 9.3.9 - CIRCUITO PRÁTICO 2:





O circuito “B” mostra o disparo por meio de corrente alternada feito por um transformador de pulso. Pode ser um transformador de pulsos com relação de espiras 1:1 (TP 1:1) ou qualquer outro tipo de transformador que forneça uma tensão de disparo suficiente para gerar uma corrente de gate adequada ao projeto. O circuito “A” mostra uma outra possibilidade de disparar o TRIAC através da tensão da rede, por meio de um resistor Rp adequado para limitar a corrente de gate, evitando assim danos ao TRIAC. 9.3.10 - CIRCUITO PRÁTICO 3: Uma forma muito usada para disparar o TRIAC é através de um componente chamado “diac” (abreviação inglesa de DIODE AC), conforme ilustra a figura a seguir.

O “diac” é um dispositivo que tem uma estrutura interna semelhante a do TRIAC porém sem o terminal de gate. Assim o dispositivo conduz a partir de uma determinada tensão aplicada entre os seus terminais. Depois de disparado, a tensão entre os seus terminais cai a um valor mais baixo, ou de manutenção. Os circuitos que utilizam disparo por “diac” são muito utilizados em:

controle de iluminação;

regulagem de temperatura em aquecedores elétricos;

controle de rotação de motores. 9.3.11 - FUNCIONAMENTO BÁSICO DO CIRCUITO: O resistor variável RV carrega do capacitor CD até atingir o ponto de disparo do “diac”. Após o disparo do “diac” ocorre a descarga do capacitor, cuja corrente chega ao gate, colocando o TRIAC em condução. Esse mecanismo é produzido uma vez no semiciclo positivo e outra no semiciclo negativo. O momento do disparo pode ser regulado através do resistor variável RV que por conseqüência varia o tempo de condução do TRIAC, bem como o valor da tensão média aplicada à carga.





Produz-se então dessa maneira, um controle de potência relativamente simples, mas bastante eficiente. 9.3.12 - CIRCUITO PRÁTICO: DIMMER

O circuito em questão pode ser utilizado para o controle de velocidade de uma ferramenta ou eletrodoméstico motorizado ou ainda,o controle de luminosidade de uma lâmpada. O que o circuito faz é controlar o ângulo de condução desse componente eletrônico. Disparando-o em diversos pontos do sinal senoidal da rede elétrica domiciliar, é possível aplicar potências diferentes a uma carga (motor, lâmpada incandescente, estufa, secador de cabelos etc.). Assim, se o disparo for feito no início do semiciclo, todo ele poderá ser conduzido para a carga e ela receberá potência máxima. Entretanto, se o disparo ocorrer no final do semiciclo, pequena parcela da energia será conduzida até a carga que operará com potência reduzida. 9.3.13 - MATERIAIS:

Triac – TIC 216D ou 226D para rede de 110V e 220V respectivamente

Diac – 1N5411 ou 40583

R1 – 10k - 1W

P1 – Potenciômetro linear de 100k

C1 – Capacitor de poliéster de 220nF / 400V 9.3.14 - CARACTERÍSTICAS DOS TRIACS

Parâmetros TIC216D TIC 226D

VDRM 200V 400V

ITRMS 8A 8A

IGTM (max) 50mA 50mA

9.3.15 - CARACTERÍSTICAS DOS DIACS

Parâmetros 1N5411 40583

V(BO) 29 a 35V 27 a 37V

IP ou ITRM 200mA 200mA

I(BO) 50 A 50 A





Para minimizar as interferências de comutação através da rede, pode ser adicionado um filtro para tal fim entre os pontos A e B. Esses tipos de filtros já foram discutidos anteriormente no capítulo referente aos tiristores (SCRs). No entanto, pode-se construir um filtro mais simples, enrolando 40 a 60 espiras de fio de cobre

esmaltado em um bastão de ferrite, com 10mm e com 5 a 10cm. de comprimento. O circuito mostrado a seguir opera da mesma forma, no entanto, possui dois filtros RC, fazendo com que o controle seja mais refinado, além do que, possibilita a inserção de uma carga indutiva entre os pontos A e B.

A carga resistiva é inserida entre os pontos x e y; para isso, os pontos A e B devem estar curto-circuitados. Para inserir uma carga indutiva entre os pontos A e B, deve-se remover a carga resistiva e curto-circuitar os pontos x e y. MATERIAIS: Triac – TIC226D ou similar Diac – ST2, 1N5411, 40583 ou similar

R1 – resistor de 68k - ¼W



P1 – potenciômetro de 220k linear C1 – capacitor de poliéster 100Nf / 400V C2 – capacitor de poliéster 100Nf / 400V

9.4 - DIAC O DIAC tem uma estrutura semelhante a do TRIAC, exceto que, não possui o terminal do gate (da abreviação inglesa DIODE AC). Basicamente possui cinco camadas P e N. A figura a seguir ilustra sua estrutura interna e respectivos símbolos.





O termo anodo e catodo não se aplica ao DIAC, pois seus terminais são identificados como terminal 2 e terminal 1.Cada terminal opera como anodo ou catodo, de acordo com a polaridade da tensão aplicada. Se T1 for mais positivo do que T2, a região N é ignorada e T1 operará como anodo; evidentemente T2 terá a região P ignorada e operará como catodo. Invertendo-se as polaridades, T1 passará a ser o catodo e T2 o anodo. A figura a seguir mostra a curva característica de um DIAC.

VBO é a tensão de disparo do DIAC (break-over) e IBO é a corrente de disparo. Observa-se na curva característica uma simetria entre os valores positivos e negativos de tensão (1º e 3º quadrantes). IH e VH representam a corrente de manutenção e tensão de manutenção respectivamente. Abaixo desses valores o DIAC entra no estado de não condução. Acima de IH temos a operação permitida para o DIAC, onde o fabricante especifica como IP ou IFRM que é a corrente de pico máxima que ele pode suportar durante a condução (normalmente

especificada para pulsos de duração da ordem de s). A figura a seguir mostra um DIAC BR100/03 fabricado pela Philips, com encapsulamento SOD27.

Especificações: IFRM = 2A VBO = 28 a 36V

IBO = 50 A 9.5 - SCS – SILICON CONTROLLED SWITCH 9.5.1 - INTRODUÇÃO A chave controlada de silício, da mesma forma que o SCR, possui quatro camadas PNPN, cujas características são idênticas, exceto por possuir dois gates, fazendo com que todas as regiões sejam acessíveis através de um circuito externo.





O SCS tem duas vantagens sobre o SCR. Primeira, em virtude das duas regiões de gate serem acessíveis, elas podem ser

polarizadas de forma independente. Segunda, uma vez que pode haver um controle das duas junções (uma N e outra P), pode-

se efetivamente desligar o SCS sem a necessidade de reduzir a tensão ou corrente de trabalho. Desta forma o SCS é efetivamente uma chave eletrônica.

Gate/anodo: liga-desliga o dispositivo Ligar – pulso negativo Desligar – pulso positivo O gate/catodo opera de forma idêntica ao SCR.

A figura a seguir mostra o aspecto do SCS BRY62 fabricado pela Philips .

Valores típicos:

IGA = 10mA IGK = 1mA VAK = 70V

9.5.2- VANTAGENS DO SCS SOBRE O SCR:

Tempo de comutação menor (da ordem de 1 a 10 s); situação de disparo mais previsível; melhor sensibilidade.

9.5.3 - DESVANTAGENS: Menor corrente, potência e tensão (tensão típica da ordem de 100V; corrente típica da ordem de 10 a 300mA e potência típica da ordem de 100 a 500mW).





9.5.4 - CIRCUITO PRÁTICO: ALARME 1

As entradas (In1 a In3) poderão ser acionadas por qualquer sistema que cause uma perturbação, como por exemplo, sensor luminoso, sensor de aproximação, reed-switch, etc. O interruptor “push-button” RESET (NA – normalmente aberto), restabelece a condição inicial do circuito, colocando os terminais A-K em curto, levando o SCS a condição de não condução. As lâmpadas piloto (LP1 a LP3) permitirão localizar a entrada que disparou o SCS. Uma outra forma de levar o SCS ao corte é a aplicação de um pulso positivo no gate/anodo (GA), ou ainda, através de um dispositivo externo tornar a resistência A-K do SCS bem próxima de zero, conforme ilustram as figuras a seguir.

Na figura 1, um pulso positivo externo aplicado ao Gate/Anodo leva o SCS a condição de não condição. Na figura 2, um pulso positivo é aplicado na base do transistor, através de um transformador isolador, levando-o a saturação; isto faz com que a resistência entre coletor e emissor seja próxima de zero (condição de saturação), interrompendo a condução do SCS, uma vez que a resistência entre A-K cai praticamente a zero pois esses terminais estão em paralelo com os terminais C-E do transistor. 9.5.5 - CIRCUITO PRÁTICO: ALARME 2





O circuito a seguir mostra um alarme sensível a um dispositivo de coeficiente negativo (NTC, LDR, etc.)

O potencial no gate/catodo é determinado pelo divisor de tensão RV e trimpot; O potencial no gate/catodo será zero quando a resistência RV for igual a resistência do trimpot, pois ambos possuem 12V em seus terminais (+12V e -12V); Se RV diminui o SCS ficará diretamente

polarizado, levando-o à condução disparando o relê; O resistor de 100k reduz a possibilidade de disparo acidental devido ao fenômeno conhecido como rate effect (capacitância entre gates), pois um transiente de alta freqüência poderá provocar o disparo. A interrupção do alarme é feita através de Sw (push-button normalmente fechado). 9.6 - PUT – PROGRAMMABLE UNIJUNCTION TRANSISTOR 9.6.1 - INTRODUÇÃO O PUT é um dispositivo de quatro camadas PNPN, que possui um anodo, um catodo e um gate. Sua curva característica é semelhante a do UJT, porém não opera na região de resistência negativa. Veja a seguir sua estrutura básica e simbologia.

O circuito básico equivalente é mostrado a seguir.





RBB, e Vp podem ser controlados através de RB1, RB2 e da tensão VBB.

Veja sua curva característica a seguir.

VF e IF = tensão e corrente de manutenção respectivamente Nestas condições: VF = VAK. O PUT não permanece no estado instável ou de resistência negativa (-R)

ESTADO LIGADO: I (corrente) baixa V (tensão) entre 0 e Vp

ESTADO DESLIGADO:

I (corrente) Iv

V (tensão) Vv

9.6.2 - NO DISPARO:





Vp = VBB + VD onde VD 0,7V

Vp = VBB + VD = VBB + VAG

Vp = VBB + 0,7V

Porém, VG = VBB Assim: Vp = VG + 0,7V

9.6.3 - OBSERVAÇÕES:

1) Lembrar que o PUT é formado por quatro camadas PNPN, daí o aparecimento da tensão VD na junção PN (diodo) entre anodo e gate. 2) A tensão VG é a tensão nos extremos de RB1 3) Portanto, VG = VRB1 4) A tensão VD é a própria tensão VAG

9.6.4 - RESUMINDO:

Enquanto que para o UJT RB1 e RB2 são inacessíveis, uma vez que estes representam os

contatos da base, para o PUT estes são externos ao circuito, permitindo um ajuste de “ ” e portanto de VG.





9.6.5 - OPERAÇÃO BÁSICA: O PUT não mudará de estado até que a tensão Vp definida por VG e VD seja alcançada (Vp = VG + VD). O nível de corrente até que Ip seja alcançada é muito baixo, resultante de um circuito equivalente aberto, onde a resistência tende ao infinito.

R = (baixa) I

(alta) V

= resistência alta Quando Vp for alcançada o PUT comutará para o estado ligado através da região instável (resistência negativa), resultando em uma resistência muito baixa, uma vez que:

R = (alta) I

(baixa) V

= resistência baixa Estando o dispositivo ligado, a retirada de VG não desligará o mesmo, a não ser que VAK caia bastante reduzindo a tensão e corrente de manutenção (VF e IF). EXEMPLO: Determinar RB1 e VBB para um PUT de Si, sabendo-se que:

= 0,8 Vp = 10,3v

RB2 = 5k

= B2B1

B1

RR

R

onde = 0,8 0,8(RB1+RB2) = RB1 0,8RB1 + 0,8RB2 = RB1 0,2RB1 = 0,8RB2

RB1 = B2R

0,2

0,8

= 4RB2 logo: RB1 = 4(5k ) = 20k

Vp = VBB + VD 10,3 = (0,8)(VBB) + 0,7

9,6 = 0,8VBB VBB = 0,8

9,6

= 12V





9.6.6 - OSCILADOR DE RELAXAÇÃO COM PUT:

O tempo para atingir o disparo é dado por:

T RC loge Vp - V

V

BB

BB

ou

T RC loge B2

B1

R

R1

onde: loge = logaritmo neperiano2 Quando o circuito é ligado C1 carrega-se até Vp, pois não há até então, corrente nesse ponto. O corrente IA é decorrente da carga do capacitor, onde: VC = VA ou seja, a tensão no capacitor encontra-se teoricamente presente no anodo do PUT Quando a tenção no capacitor C1 for igual a Vp, ocorrerá o disparo, havendo uma corrente Ip através do PUT. Se R1 for muito grande a corrente Ip será pequena e não haverá o disparo. No ponto de transição: IpR1 = VBB – Ip

R(max) = Ip

Vp - VBB

2 Relativo a John Neper ou Napier (1550-1617), matemático escocês, inventor dos logaritmos, ou às suas criações no terreno da

matemática.





Conclui-se então que qualquer resistor maior do que R(max) não disparará o PUT. O valor de R1 deve ser tal que Ip seja menor do que Iv para que ocorra a oscilação, isto é: O PUT deve entrar na região instável e retornar ao estado desligado. Assim:

R(min) = Iv

Vv - VBB

Teremos então como regra: R(min) < R1 <R(max)

A curva acima mostra a carga do capacitor C1 através de R1, e a ocorrência do disparo originando a tensão no catodo (sobre RK). 9.6.7 - EXERCÍCIO RESOLVIDO: A partir dos dados abaixo:

VBB = 12V

R1 = 20k

C1 = 1 F

RK = 100

RB1 = 10k

RB2 = 5k

Ip = 100 A Vv = 1V Iv = 5,5mA

Determine:

1) Vp 2) R(max) e R(min) 3) freqüência de oscilação 4) formas de onda (VA – VG –VK) com os respectivos valores.

Resolvendo:





Vp = VBB + VD = B2B1

B1

RR

R

Vp = B2B1

B1

RR

R

VBB + 0,7

Vp = 15k

10k

.12 + 0,7 = 8,7V

R(max) = Ip

Vp - VBB

= A100

8,7-12

= 33k

R(min) = Iv

Vv - VBB

= 5,5mA

1 - 12

= 2k

Faixa de atuação de R: 2k <20k <33k Calculando a freqüência de oscilação, através do período “T”

T RC loge Vp - V

V

BB

BB

(20.103 x 1.10-6) loge 8,7-12

12

= (20.10-3) loge 3,3 ln 3,3 = 1,194 T = 20.10-3 . 1,194 = 23,88ms

= T

1

= 23,88ms

1

= 41,876Hz

Calculando :

= B2B1

B1

RR

R

= 15K

10K

= 0,666

Calculando a freqüência através da outra fórmula: T RC loge B2

B1

R

R1





T = (20.103 . 1.10-6).loge 5k

10k1

= ( 20.10-3) loge (1+2) ln 3 = 1,0986 T = 20.10-3 . 1,0986 = 21,972ms

= T

1

= 21,972ms

1

= 45,51Hz A figura a seguir mostra o aspecto de um PUT – BRY56A, fabricado pela Philips.

Encapsulamento: SOT54 Tensão VAK (max) = 70V Corrente de anodo IA (max) = 175mA Potência total (max) = 300mW

A figura a seguir mostra o aspecto físico do PUT 2N6027, fabricado pela ON Semiconductor, para operar em 40V com potência de 300mW, com encapsulamento TO-92

9.7 - UJT - TRANSISTOR DE UNIJUNÇÃO

9.7.1 - OBJETIVOS: Verificar experimentalmente o funcionamento de um transistor de unijunção, através de um oscilador de relaxação. 9.7.2 - INTRODUÇÃO TEÓRICA





O transistor de unijunção (UJT do inglês Uni-junction-Transistor) é um dispositivo de três terminais, cuja construção básica é mostrada na figura abaixo:

A placa (lâmina) de silício é levemente dopada com impureza do tipo N, aumentando assim sua característica resistiva, com dois contatos de base ligados nos extremos e um bastão de alumínio ligado à superfície oposta. A junção PN do dispositivo é formada na fronteira entre o bastão de alumínio e a placa de silício N. Note que o bastão de alumínio é juntado na placa de silício em um ponto mais próximo do contato 2 (B2) do que do contato 1. As aplicações destes dispositivos são inúmeras, dentre as quais: osciladores, circuitos de disparo, geradores de dente de serra, etc.

O símbolo do transistor de unijunção é mostrado

abaixo:

A figura a acima nos mostra um arranjo de polarização típico para um transistor de unijunção:

Entre B2 e B1 cria-se uma região de alta resistividade, denominada resistência interbases, representada por RBB. O circuito equivalente é mostrado abaixo:

9.7.2 - CONSIDERAÇÕES:





a) A resistência RB1 é mostrada como uma resistência variável uma vez que variará de acordo

com a intensidade da corrente IE; em um transistor de unijunção típico RB1 pode variar de 5k

para 50 . b)RBB é a resistência entre os terminais B2 e B1 quando Ie = 0; RBB típico para os transistores

de unijunção varia de 4k até 10k . RBB = RB1 + RB2 c) RB1 é obtida em função de uma equação em que se considera a taxa de separação intrínseca. Os valores de RB1 e RB2 são determinados pela posição do terminal E (emissor) na lâmina de

silício, caracterizando assim a taxa de separação intrínseca a qual é denominada “ ”. Assim:

para IE = 0 podemos então afirmar:

para IE = 0 A curva característica de um transistor de unijunção é mostrada a seguir:

Vp = valor de pico (ponto de pico da tensão) Ip = corrente de pico Vv = tensão de vale Iv = corrente de vale

9.7.3 - OPERAÇÃO:





a) quando VE = Vp o potencial VE cairá com o aumento de IE; nestas condições RB1 diminui; b) a partir do ponto de vale o aumento de IE levará o transistor a saturação; c) desta forma, o ponto ideal de operação do transistor é a região de resistência negativa; nessa região um aumento de IE provoca uma diminuição de VE.

9.7.4 - OSCILADOR DE RELAXAÇÃO BÁSICO: O oscilador de relaxação básico é mostrado a seguir:

a) C1 carrega-se através de R1 (resistência variável); b) ao atingir Vp ocorre o disparo; aumenta IE e diminui RB1; c) C1 descarrega-se então através de RB1, fazendo então surgir pulsos entre o ponto C e terra. d) o resistor R2 tem por finalidade limitar os pulsos.

= R1C1 (constante de tempo de carga de C1)

= (RB1 + R2) C1 (constante de tempo de descarga de C1) Veja a seguir a forma de onda das tensões:

Para garantir o disparo:





Para garantir a interrupção:

No ponto de vale: IE = Iv e VE = Vv Exemplo: supondo os valores típicos:

V = 30V

= 0,5 Vv = 1V

Iv = 10mA

Ip = 10 A

RBB = 5k VD = 0,5V

Calcule os valores máximo e mínimo para R1. Solução:

Vp = VBB + VD Vp = 15,5V

V - Vp / Ip (30 - 15,5) / 10.10 -6 = 1,45M > R1

V - Vv / Iv (30 - 1) / 10.10 -3 = 2,9k < R1

Desta forma R1 deverá ter um valor situado entre 2,9k e 1,45M A freqüência livre do oscilador é dada pela fórmula:

loge = ln (logaritmo neperiano) 10 - FONTE DE ALIMENTAÇÃO 10.1 – INTRODUÇÃO O processo fundamental da fonte é a retificação, isto é, a transformação da corrente alternada em contínua. Isto é feito normalmente por diodos, componentes que só permitem a passagem da corrente em uma direção. Na Figura 2.1, o exemplo mais simples de fonte: o transformador reduz ou eleva a tensão da rede para o valor desejado e um único diodo só permite a passagem dos semiciclos positivos. Por isso, chamado retificador de meia-onda. O resultado é uma corrente contínua pulsante, de valor de pico teoricamente igual ao valor de pico da tensão do secundário do transformador.





O circuito anterior é pouco eficiente e de elevada ondulação, pois a metade do ciclo não é aproveitada. Na Figura 2.2 um circuito de onda completa, que usa ambos os semiciclos.

O secundário do transformador é duplo, com ligação em cascata, devendo cada lado ter a tensão desejada na saída da fonte. A ondulação da corrente de saída é visivelmente menor que a do circuito de meia- onda.

O circuito da Figura 2.2 foi o pioneiro, dos tempos em que os diodos eram válvulas termiônicas, que ocupavam considerável espaço e representavam certo custo. É relativamente pouco usado nos dias atuais. Na Figura 2.3, uma ponte de diodos faz o mesmo trabalho de retificação em onda completa sem necessidade de duplo secundário no transformador. A contrapartida é o uso de quatro diodos em vez de dois. 10.2 - FILTROS Os retificadores do tópico anterior fornecem apenas correntes contínuas pulsantes, que são inadequadas para a maioria dos circuitos. Uma corrente contínua pulsante pode ser considerada a soma de um componente CA e de um componente CC. Ver exemplo na Figura 3.1 à direita:





Uma corrente alternada quadrada (linha azul na parte superior) é somada a uma corrente contínua de valor Vm (linha verde no meio). O resultado é uma corrente contínua pulsante (linha vermelha na parte inferior) de valor médio Vm. O seja, o componente CC desloca para cima o componente CA no valor Vm. Fica evidente, portanto, que uma fonte deve dispor de filtro para reduzir o valor do componente CA ao nível aceitável pelo circuito que ela alimenta. O parâmetro para indicar a qualidade da corrente pulsante é chamado fator de ondulação e é dado por r = Vef / Vm #III.1#. Onde Vef é o valor eficaz do componente CA e Vm, valor médio conforme já visto ("r" se deve à palavra inglesa equivalente "ripple"). É claro que o filtro deve reduzir r para o menor valor possível (nulo, no caso ideal). Na Figura 3.2, um filtro simples e bastante usado: um capacitor é colocado na saída do retificador.

O componente CA após o retificador (meia-senóide de pico Vp) carrega o capacitor em parte do ciclo e ele se descarrega em outra parte, resultando componente CA de formato perto do triangular, conforme linha azul da Figura 3.3.

O fator de ondulação aproximado para o filtro capacitivo é dado por





1 / (2 3 f R C) #III.2#. Onde f é a freqüência da entrada do retificador e R, a resistência da carga. Isso significa que a ondulação diminui com o aumento do valor do capacitor e aumenta com o aumento da corrente da carga (R menor). E a tensão de saída Vm é dada de forma aproximada por Vp - I / (2 f C) #III.3#. Onde I é a corrente na carga. 10.3 - FONTES DE ALIMENTAÇÃO 10.3.1 - INTRODUÇÃO Nenhum dos circuitos que serão apresentados é tão complexo que não se possa a entender. A escolha de uma ou outra topologia de fonte de alimentação dependerá muito mais dos parâmetros do projeto em que a fonte será inserida como, por exemplo, a tensão de entrada ou o espaço disponível para sua montagem, do que propriamente da complexidade esperada para ela. Obviamente, os custos de implementação deverão ser considerados sempre, mas este fator nem sempre é determinante na escolha da topologia. 10.3.2 - PRINCIPAIS TIPOS Atualmente, em qualquer setor que imaginarmos, a palavra de ordem é: EFICIÊNCIA. Para quem trabalha com equipamentos que consomem (ou geram) energia elétrica, essa necessidade é ainda maior, dado o atual cenário energético nacional. Quando pensamos em fontes de alimentação devemos lembrar dos vários fatores e características que englobam não só a utilização destas, mas também seu funcionamento, seja na bancada de laboratório, em sistemas de pequeno porte, no interior de algum equipamento eletro-eletrônico, ou até mesmo nas grandes fontes que alimentam centrais telefônicas inteiras e outros sistemas de grande porte. Como características de utilização citaremos além da potência que ela pode, ou deve fornecer: estabilidade, imunidade a ruído, proteções, etc. Em relação ao funcionamento, devemos ficar atentos, por exemplo, à dissipação de calor, emissão e/ou sensibilidade às interferências eletromagnéticas (EMI), espaço consumido na placa, entre outros. Mas qual o motivo para tanta preocupação? Para entender melhor a complexidade do assunto, alguns pontos devem estar bem claros na cabeça do leitor: Rendimento: É a relação entre o trabalho realizado por um sistema e a energia fornecida por este, representando, assim, a energia aproveitada. Isto nos faz lembrar uma das leis fundamentais da Física, o Princípio da Conservação de Energia: “A energia não pode ser criada nem destruída, apenas transformada”. EMI – Electromagnetic Interference, ou Interferência Eletromagnética: Energia que é absorvida ou emitida por um circuito que opera em uma condição “não contínua”, ou seja, um circuito que varia (contínua ou periodicamente), seus parâmetros ou condições (de tensão, por exemplo). O chaveamento de tiristores em um inversor de freqüência é um exemplo de circuito emissor. Espaço: Volume total ocupado pelos componentes que integram determinado circuito, incluindo o volume para que eles operem satisfatoriamente. No caso das fontes de alimentação, por exemplo, o espaço para se dissipar o calor gerado por elas próprias, ocupado por dissipadores de calor e/ou ventiladores.





Uma boa fonte de alimentação é aquela que possui um rendimento elevado e que, portanto, ocupa pouco espaço. Outro fator a ser considerado é o maior custo para a montagem dessa fonte, uma vez que serão necessários dispositivos auxiliares como dissipadores e/ou ventiladores cada vez maiores, filtros, etc. Mas, o que fazer então? A resposta está na escolha do tipo de fonte de alimentação mais adequado para cada aplicação. 10.3.3 - TIPOS DE FONTES DE ALIMENTAÇÃO REGULADAS Basicamente, as fontes de alimentação reguladas podem ser classificadas entre lineares e chaveadas. Nas fontes classificadas como lineares, assim como nas chaveadas, existem “subclasses” que precisam ser entendidas. 10.3.3.1 - LINEARES: Fontes lineares são identificadas, basicamente, por ter a tensão de entrada maior que a(s) tensão(ões) de saída. A razão entre essas tensões é que faz a diferença com relação ao rendimento, ou seja, quanto maior a tensão de entrada e menor a de saída, maiores serão as perdas internas na forma de calor que precisarão ser dissipadas. Nos reguladores comuns, a exemplo dos que utilizam diodos Zeners, reguladores da família 78xx, e 317, entre outros, é necessário que a tensão de entrada tenha, no mínimo, 2 volts a mais que a tensão a ser regulada em sua saída. Nestes reguladores, o rendimento gira em torno de 60%, ou seja, de toda a energia fornecida para a fonte, 40% é dissipada em forma de calor (efeito Joule). 10.3.3.2 - REGULADORES LDOS (LOW DROP OUT): Estes reguladores não pertencem à subclasse das fontes lineares e têm como principal característica a pequena diferença entre as tensões de entrada e saída (em alguns casos esta diferença pode chegar a apenas 35 mV), melhorando assim sua eficiência, uma vez que proporcionarão menores perdas, sendo ideais para circuitos alimentados por pilhas ou baterias. 10.3.3.3 - CHAVEADAS: Fontes chaveadas são aquelas que fazem a comutação de um (ou de um arranjo de) capacitor(es) - por isso o nome chaveada - para manipular tensão e/ou corrente de saída. Uma de suas principais características é a maior flexibilidade dos parâmetros de saída (tensão e corrente) e a possibilidade de oferecer tensões de saída maiores que as de entrada, menores que as de entrada ou até mesmo inversas. Uma das vantagens de se utilizar esse tipo de regulador reside no fato de seu rendimento alcançar níveis superiores a 80%, atualmente. Veja a foto abaixo.





10.3.3.3.1 - BUCK: Essa classe de reguladores é utilizada quando se necessita de uma tensão menor na saída em relação à apresentada em sua entrada. Geralmente os circuitos buck figura abaixo podem controlar potências elevadas.

10.3.3.3.2 - BOOSTER: Quando é necessária uma tensão de saída maior do que a apresentada em sua entrada, utilizamos os circuitos do tipo booster (figura abaixo). Esses circuitos elevam o nível de tensão disponível em sua entrada sem sacrificar a potência, ou seja, possuem capacidade de fornecer correntes elevadas também.

10.3.3.3.3 - CHARGE PUMPS: Este tipo de fonte pode ter tensões, em sua saída, maiores do que a tensão de entrada; entretanto, não possui capacidade de fornecer altas correntes, já que depende do chaveamento em altas freqüências de um arranjo de capacitores para elevar a tensão de saída ou até mesmo invertê-la. Uma variação dos Charge Pumps é o Flyback, onde é inserido um transformador no sistema. 10.3.4 - COMPARANDO DIFERENTES TIPOS DE FONTES DE ALIMENTAÇÃO REGULADAS Digamos que seja necessária uma fonte de alimentação regulada para um pequeno circuito de 5 V onde a necessidade de corrente seja de, no máximo, 0,5 ampères. Vamos verificar então quais as possibilidades disponíveis. Em um regulador linear do tipo µA7805 (5V @ 1,5 A), para que tenhamos uma tensão regulada fixa de 5 V em sua saída, precisamos de pelo menos 7 V em sua entrada, caso contrário teremos uma certa instabilidade na regulação. Veja figura abaixo.





Temos então uma diferença de 2 V entre entrada e saída que serão dissipados pelo componente, ou seja, aproximadamente 30%, que serão perdidos na forma de calor. Neste caso, se o nosso circuito absorver 0,5 ampères, teremos 1watt sendo dissipado. No entanto, este tipo de regulador presta-se muito bem para a maioria das aplicações, tanto pela sua facilidade e simplicidade de aplicação quanto devido ao baixo custo para a implementação da fonte (e ainda sobra corrente!). Além disso, com algumas poucas adaptações, podemos fazer com que o componente regule uma tensão maior que a sua nominal de saída ou até mesmo que sua saída seja ajustável. Observe a figura abaixo.

Quando há a necessidade de fontes que tenham um bom rendimento, precisamos descartar as fontes lineares comuns dado que seu rendimento fica em torno de 60%, os outros 40% são perdidos na forma de calor, exigindo grandes áreas dissipativas. Caso a tensão de entrada seja muito próxima à de saída, precisaremos de um circuito com menores quedas de tensão, portanto, partiremos para um componente da subclasse LDO como, por exemplo, o TPS7150. Nesse caso, para que tenhamos os mesmos 5 V em sua saída, necessitaremos de apenas 5,146 V, no mínimo, em sua entrada, uma diferença de 146mV, ou seja, quase 3% (aproximadamente 10 vezes mais eficiente em termos de perdas). Um passo mais adiante seria a utilização de um regulador chaveado. Iniciaremos verificando como é, geralmente, montado um circuito de topologia Buck. Atente para a figura abaixo.





Como foi dito anteriormente, para um conversor Buck, assim como os anteriores, a tensão em sua entrada precisa ser maior do que a que será regulada em sua saída, entretanto, a eficiência desse circuito, no que tange às perdas, poderá chegar a 80%. No exemplo abaixo (figura abaixo), verificamos que o chip é responsável por fazer o controle de um transistor, ficando este com o “trabalho sujo” e, sendo assim, este tipo de circuito pode controlar potências elevadas dependendo basicamente do driver (geralmente um transistor) de saída.

O próximo caso, utilizando um componente do tipo Boost, é para quando a tensão de entrada for menor que a de saída. Nesse caso, para elevar o nível de tensão ao valor desejado são utilizados arranjos de indutores e capacitores de modo a armazenarem energia que será adicionada à saída. Acompanhe a figura abaixo. Os Charge Pumps têm seu funcionamento semelhante aos conversores Boost, todavia, são aplicados em circuitos alimentados por pilhas ou baterias e, sendo assim, não controlam grandes potências.





10.3.5 - FONTES ESTABILIZADAS 10.3.5.1 - INTRODUÇÃO Conforme tópico anterior, o filtro LC apresenta uma região de tensão constante, independente da corrente da carga. Mas isso ocorre apenas em teoria.

Se a tensão da rede variar, a saída da fonte também varia, qualquer seja o filtro usado. Transformadores, indutores e diodos polarizados diretamente não têm resistência elétrica nula e, portanto, a tensão da fonte sempre muda com a variação da corrente da carga. Se o circuito alimentado exigir uma tensão razoavelmente constante, um simples filtro não poderá garantir isso. Na Figura 4.1, uma das primeiras técnicas usadas para a estabilização da fonte.





Um componente ativo (transistor) é inserido em série com a carga. O diodo zener fornece uma tensão de referência constante dentro da faixa de variação prevista. Essa tensão (constante) e a de saída (supostamente variável) são aplicadas em um circuito controlador, que faz a comparação de ambas e polariza a base do transistor. Se, por exemplo, a corrente da carga aumenta, a tensão de saída tende a diminuir e o circuito de controle ajusta a polarização da base do transistor, fazendo-o conduzir mais e, portanto, restabelecendo o valor anterior.

O circuito de controle pode proporcionar outras funções, como o ajuste da tensão de saída e proteção contra sobrecargas ou curtos-circuitos. Na Figura 4.2, exemplo de uma fonte estabilizada e regulável. T1, D1, D2 e C1 formam o conjunto transformador, retificador de onda completa e filtro capacitivo. Q6 é o transistor de potência que controla a saída da fonte. A polarização da sua base é controlada por Q5, de baixa potência como os demais. Q3 e Q4 formam um amplificador diferencial que recebe tensão da saída e a de referência da série de zeners D3, D4 e D5. O coletor de Q3 atua na base de Q5, fazendo a estabilização da tensão de saída, que pode ser ajustada pelo potenciômetro R3. Q2 recebe a queda de tensão em R13 (resistor de baixo valor, em série com a carga) e, junto com Q1, faz uma espécie de limitação de corrente, que pode ser ajustada por R6. 10.3.5.2 - CARACTERÍSTICAS DAS FONTES ESTABILIZADAS As fontes que operam conforme item anterior são chamadas fontes lineares porque o transistor em série com a carga funciona como um regulador aproximadamente linear. Na realidade, ele se comporta com um resistor variável, cujo valor é automaticamente ajustado para compensar as variações da carga. Uma desvantagem deste tipo de construção é potência dissipada no transistor, equivalente ao produto da queda de tensão no mesmo pela corrente. Ou seja, a energia consumida é transformada em calor, reduzindo a eficiência energética.





Mas as fontes lineares também têm vantagens: são simples, o fator de ondulação (ripple) é baixo, a característica de regulação é boa, o tempo de resposta a variações da carga é pequeno, geram pouca interferência em outros circuitos. Entretanto, a baixa eficiência, o volume e peso de dissipadores e transformadores motivaram o desenvolvimento de outros tipos de fontes, objeto dos próximos tópicos. 10.3.6 - FONTES CHAVEADAS 10.3.6.1 - INTRODUÇÃO O desenvolvimento de fontes chaveadas teve início na década de 1960, para atender demanda de equipamentos militares mais compactos e eficientes. Hoje são usadas em televisores, computadores e em muitos outros aparelhos eletrônicos. A tabela ao lado faz uma comparação de parâmetros médios para os dois tipos. Notar a superioridade da linear na regulação e ripple e a superioridade da chaveada na eficiência e volume. A seguir, definições de alguns parâmetros. Regulação de linha: é a variação da tensão de saída devido a uma variação da tensão de entrada. Normalmente, é dada pela relação percentual entre variação da tensão de saída e a tensão nominal de saída, quando a tensão de entrada varia entre os valores mínimo e máximo. Regulação de carga: é a relação percentual entre a variação da tensão de saída e a tensão nominal de saída, quando a corrente da saída varia de zero até o valor nominal. Eficiência energética: relação percentual entre a potência de saída e a potência de entrada. Resposta a transientes: o tempo necessário para a tensão de saída retornar à faixa de regulação após uma variação brusca de 50% na carga. Tempo de sustentação: intervalo de tempo, após perda da tensão de entrada, em que a tensão e corrente da saída se mantêm dentro dos limites especificados. Notar que um valor adequado é importante em computadores, para mantê-los em operação até que sejam atendidos por uma fonte alternativa com bateria (no-break) em casos de interrupções da rede elétrica.

Parâmetro Fonte linear Fonte chaveada

Regulação de linha 0,02 a 0,05 % 0,05 a 0,1 %

Regulação de carga 0,02 a 0,1 % 0,1 a 1,0 %

Fator de ondulação 0,5 a 2 mVrms 25 a 100 mVpp

Tolerância de entrada ± 10 % ± 20 %

Eficiência energética 40 a 55 % 60 a 80 %

Relação potência/volume 30 W / dm3 120 a 300 W/dm3

Resposta a transientes 50 µs 300 µs

Tempo de sustentação 2 ms 30 ms





O princípio de operação de uma fonte chaveada é simples. Seja, conforme Figura 6.1 abaixo, uma fonte contínua de tensão Ve que alimenta uma carga comutada por uma chave S (a indicação de chave mecânica é apenas uma questão de simplicidade. Pode ser um elemento ativo como, por exemplo, um transistor que trabalha na saturação ou no corte). Se, a cada intervalo de tempo T, a chave fica conectada por um tempo Tc, a tensão na carga Vc será pulsante conforme gráfico na figura. E a tensão média na carga será dada por: Vm = (Tc/T) Ve Isto significa que é possível controlar a tensão média pela relação tempo ligado e tempo total do ciclo (Tc/T).

O método é chamado modulação por largura do pulso, mais conhecido por PWM, sigla da expressão em inglês (pulse width modulation). O arranjo simples da figura pode ser (e é) usado em casos como resistências de aquecimento. Para circuitos eletrônicos, uma corrente pulsante é completamente inviável e há necessidade de algo mais elaborado, para suavizar e estabilizar a tensão. Os tópicos seguintes exibem alguns arranjos comuns, genericamente denominados conversores, porque convertem um valor de tensão contínua em outro. Notar que, nestes, a chave S é substituída por um transistor cuja base é excitada por um bloco genérico PWM. Este bloco gera os pulsos que saturam ou cortam o transistor. Também deve permitir o ajuste da relação Tc/T para proporcionar a estabilização da tensão de saída através de algum sinal de controle. Tais funções são em geral executadas por um único circuito integrado, que deverá ser objeto de próximas atualizações desta página. 10.3.6.1.1 - CONVERSOR BUCK OU STEP-DOWN O circuito da Figura 7.1 é dito step-down porque a tensão de saída só pode ser menor ou teoricamente igual à tensão de entrada. A base do transistor Q é polarizada por um circuito PWM, de forma que ele só conduz nos intervalos de nível alto dos pulsos. No restante do ciclo, ele está em corte. Iniciada a condução, a corrente Iq aumenta com o tempo, devido à presença do indutor.





Entrando o transistor em corte, uma tensão de polaridade oposta aparece no indutor, devido à força contra-eletromotriz. O fluxo da corrente passa agora pelo diodo e é decrescente, resultando em correntes e tensão na carga conforme gráfico da figura (obs: as rampas estão consideradas retas por simplicidade. Na realidade, são curvas devido às características do indutor). A largura dos pulsos gerados pelo circuito PWM determina a tensão de saída. 10.3.6.1.2 - CONVERSOR BOOST OU STEP-UP O circuito da Figura 8.1 faz o inverso do anterior. Tensão de saída é maior ou igual à tensão de entrada. Na condução de Q, energia é armazenada no indutor e não há corrente da entrada para a carga (ela deve ser suprida pelo capacitor). No corte de Q, ocorre processo similar ao do circuito anterior mas, desde que o indutor está em série com a fonte de tensão, uma soma de tensões é aplicada na carga.

10.3.6.1.3 - INVERSOR O circuito da Figura 9.1 ao lado é uma modificação do anterior, isto é, transistor e indutor têm posições trocadas e a polaridade do diodo é invertida. Nesta condição, a tensão de saída tem polaridade inversa da tensão de entrada, motivo do nome. A tensão de saída pode ser maior, igual ou menor que a tensão de entrada, dependendo da relação entre o tempo de condução e período total, definida pelo circuito PWM modulante.





10.3.6.1.4 - CONSIDERAÇÕES SOBRE OS CONVERSORES ANTERIORES Os conversores dos três últimos tópicos são adequados para tensões baixas. Para fontes ligadas na rede elétrica, isto é, a entrada é 110 ou 220 volts retificados, é absolutamente necessária uma isolação elétrica entre a rede e a saída. Sem ela, os circuitos alimentados tornam-se inseguros e podem ficar mais vulneráveis a problemas na rede. Pode-se então supor a existência de um transformador na entrada da rede para fazer a separação elétrica entre os circuitos. Entretanto, transformadores para a freqüência da rede (50 ou 60 Hz) são volumosos e pesados e o uso dos mesmos descaracteriza o objetivo de se construir fontes compactas e leves. Para resolver a questão, fontes de computadores, monitores, televisores e outros usam conversores tipo fly-back. Nestes, o transistor de chaveamento opera com tensão retificada diretamente da rede e o transformador trabalha na freqüência de chaveamento, que é bastante superior à da rede (20 kHz ou mais). Para uma mesma potência, quanto maior a freqüência menores são o peso e o volume do transformador, sendo este o principal motivo das reduzidas dimensões das fontes chaveadas em comparação com as lineares. 10.3.6.1.5 - CONVERSOR FLY-BACK

A Figura 11.1 dá o arranjo básico de um conversor fly-back comum. A corrente da rede é retificada diretamente e passa por um filtro para prevenir retorno de freqüências indesejadas, oriundas do chaveamento. 10.3.6.1.6 - CONTROLADOR PWM A fonte da Figura 12.1 é um exemplo retirado do datasheet do fabricante do controlador PWM UC3842, um tipo bastante usado em fontes chaveadas.





O transformador tem um secundário auxiliar, cuja tensão é retificada para alimentação do CI. Conforme fabricante, a freqüência aproximada de operação é dada por: f = 1,8 / (Rt Ct). Onde Rt é o resistor entre os pinos 4/8 e Ct, o capacitor entre pino 4 e massa (10K e 4,7 nF no circuito). Calculando para esses valores, o resultado é cerca de 38 kHz. Um MOSFET é usado como elemento de chaveamento, por se mostrar mais adequado para a aplicação. O pino 3 é um limitador de corrente, que recebe sinal de um resistor de baixo valor na linha do chaveamento. Notar que não há retorno da tensão de saída para o controle da modulação dos pulsos. Isto é feito de forma indireta pela tensão do secundário auxiliar aplicada, através dos componentes, nos pinos 1 e 2. Assim, a regulação é dependente do acoplamento indutivo entre os enrolamentos do transformador e, certamente, não é das melhores. O ideal seria um retorno com isolação elétrica conforme item anterior. 10.3.7 - EXEMPLO DE FONTE





A Figura 1.1 dá o circuito da fonte de um monitor de vídeo comercial. Notar que é apenas a parte do chaveamento. Não estão colocadas a retificação da tensão da rede e o restante (filtros, etc) das saídas dos transformadores. É uma fonte dupla. O circuito de baixo (T706, TR703 ...) fornece tensão para o circuito de saída horizontal e o circuito de cima (T702, TR702 ...), fornece tensões para o restante do aparelho. O catodo do led do acoplador ótico 4N25 está ligado às saídas da fonte, não diretamente mas sim através de um pequeno circuito aqui não dado e, por isso, indicado por uma linha tracejada. Assim, ele proporciona a realimentação eletricamente isolada para a modulação dos pulsos a partir da saída, conforme mencionado em itens anteriores. No circuito da parte inferior, TR704 é um pequeno transformador auxiliar que recebe sinal na freqüência do sincronismo horizontal. Os seus pulsos retificados e não filtrados são aplicados no pino 4 de ambos os controladores PWM UC3842. Isto resulta em uma sincronização da varredura

horizontal com os pulsos de chaveamento, para evitar interferências indesejáveis.





Em muitos monitores de vídeo, o sinal para sincronização é obtido com uma simples espira de um fio isolado em torno do núcleo do transformador de saída horizontal. 10.3.8 - CONVERSORES DE FREQÜÊNCIA Existe uma variedade de tipos de motores elétricos. Em máquinas industriais e similares, o motor de indução trifásico é de longe o mais usado. Isso é conseqüência da sua eficiência e simplicidade: as bobinas que geram os campos magnéticos ficam na parte fixa (estator) e o rotor é apenas uma gaiola condutora com um núcleo de lâminas de aço montadas em um eixo, sem contato elétrico direto. Na prática, as peças que se desgastam são apenas os rolamentos dos mancais.





Entretanto, o motor trifásico apresenta uma desvantagem: sua rotação não é (ou melhor, não era) facilmente ajustável. Teoricamente, a rotação é dada por w = 60 f / p, onde f é a freqüência da rede e p, o número de pares de pólos. Na prática, a rotação é um pouco menor devido ao deslizamento do rotor em relação ao campo magnético girante. O número de pólos é uma característica construtiva e, portanto, não ajustável e a freqüência da rede também não é variável. Durante muito tempo, motores de corrente contínua foram usados em aplicações de velocidade variável. Entretanto, eles são mais caros. O rotor tem enrolamentos que recebem corrente elétrica através de coletores e escovas que se desgastam. Até aqui, foram vistas aplicações da modulação por largura de pulso para fornecer tensões contínuas ajustáveis, isto é, os pulsos têm a mesma polaridade. A Figura 2.1 mostra uma outra aplicação.

Os pulsos podem ser positivos ou negativos e uma modulação adequada pode resultar em valores médios que se aproximam de uma corrente senoidal. Microprocessadores e outros circuitos digitais podem produzir seqüências com períodos T ajustáveis, ou seja, pode-se variar a freqüência e, assim, controlar a rotação de um motor de indução. Neste caso, será necessário o ajuste simultâneo da tensão de pico média Vp devido ao efeito da indutância, isto é, se a freqüência aumenta, será preciso uma tensão maior e vice-versa. Equipamentos industriais operam em geral com potências altas em relação à maioria dos aparelhos eletrônicos comuns. A comutação exige portanto semicondutores de potência, cujo alto custo (e também dos microcontroladores) inibiu o emprego até certa época. Atualmente, com a redução relativa dos preços, o uso está bastante disseminado. A Figura 2.2 dá o diagrama básico de um conversor de freqüência típico. A tensão trifásica rst é aplicada no bloco de entrada E, que consiste do elemento de ligação (chave seccionadora) e elementos de proteção (fusíveis e/ou disjuntores). Os seis diodos seguintes fazem a retificação e o indutor L e o capacitor C atuam como filtro.





Os seis transistores à direita, com diodos para prevenir picos de tensões inversas, fazem a comutação PWM, comandada por um circuito lógico indicado como bloco. Notar que cada fase contém dois transistores em oposição de polaridades. Isso permite aplicação de pulsos positivos ou negativos conforme figura anterior. A chave S (simbolizada mecânica por clareza. Normalmente é um semicondutor) fica aberta na partida, deixando a resistência R em série para evitar pico de corrente devido à carga do capacitor. É fechada na operação normal. A realimentação ou realimentações (RContr na figura) dependem da aplicação. Por exemplo, pode ser um sensor de rotação do motor para um controle preciso da velocidade. Outro exemplo: um inversor pode ser usado em um motor de uma bomba d'água que alimenta uma rede de consumo variável. Neste caso, seria usado um sensor de pressão na saída da bomba. Se o consumo de água aumenta, a pressão tende a diminuir e o sistema aumenta a rotação do motor para restabelecer a pressão ajustada. Muitas vezes, os conversores trabalham em conjunto com outros elementos de controle, como CLPs, CNCs, etc. E alguém pode perguntar: os motores de corrente contínua ainda têm utilidade em equipamentos de potência? Têm sim. São mais adequados quando há exigência de elevado torque de partida, como tração elétrica (ônibus elétricos, metrôs, empilhadeiras, etc). 10.3.9 - Fontes ATX O propósito deste tópico não é dar diagrama de fontes ATX usadas em computadores. Apenas a descrição e tensões dos pinos, o que pode ser útil em caso de reparos.





Um diagnóstico simples que pode ser feito com uma fonte ATX é desconectar da placa-mãe, ligar na rede e medir a tensão no pino 8 (power OK, cinza). Se estiver acima de 2 V, provavelmente a fonte está boa e vice-versa.

Pino Nome

Cor Descrição

1 3,3V Laranja +3,3 V


3 COM Preto Terra

4 5V Vermelho +5 V

5 COM Preto Terra

6 5V Vermelho +5 V

7 COM Preto Terra

8 PWR_OK Cinza Fonte Ok

9 5VSB Violeta +5 V standby

10 12V Amarelo +12 V


12 -12V Azul -12 V

13 COM Preto Terra

14 PS_ON Verde Ligar fonte

15 COM Preto Terra

16 COM Preto Terra

17 COM Preto Terra

18 -5V Branco -5 V

19 5V Vermelho +5 V

20 5V Vermelho +5 V

Apostila de Eletronica Industrial Faetec 2011

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