Con abilidade de Inversores: Avaliac~ao e Redu˘c~ao dos ...

Tesla Engenharia de Potencia, Eletronica de Potencia

Departamento de Engenharia Eletrica

Universidade Federal de Minas Gerais

Av. Antonio Carlos, 6627, 31270-901 Belo Horizonte, MG Brasil

Fone: +55 31 3499-4866 - Fax: +55 31 3499-4850

Confiabilidade de Inversores: Avaliacao e

Reducao dos Efeitos de Ciclos Termicos em

Modulos de Potencia.

Victor de Nazareth Ferreira

Dissertacao submetida a banca examinadora desig-nada pelo Colegiado do Programa de Pos-Graduacaoem Engenharia Eletrica da Universidade Federal deMinas Gerais, como parte dos requisitos necessariosa obtencao do grau de Mestre em Engenharia Eletrica.

Orientador: Braz de Jesus Cardoso Filho

Belo Horizonte, 15 de julho de 2016

Epıgrafe

Se voce vai tentar, va com tudo

Senao, nem comece.

Se voce vai tentar, va com tudo

Isso pode significar perder namoradas,

esposas, parentes, empregos e talvez a cabeca.

Va com tudo.

Isso pode significar ficar sem comer por 3 ou 4 dias

Pode significar passar frio num banco de praca

Pode significar cadeia, menosprezo, insultos, isolamento.

Isolamento e o presente, todos os outros sao um teste da sua resistencia

de quanto voce realmente quer fazer isso.

E voce vai fazer

Apesar da rejeicao e dos piores infortunios

E isso sera melhor do que qualquer coisa que voce possa imaginar.

Se voce vai tentar, va com tudo.

Nao ha outro sentimento como esse.

Voce ficara sozinho com os deuses

e as noites irao flamejar como fogo.

Faca, Faca, Faca

Va com tudo, por todos os caminhos

Voce cavalgara a vida ate a gargalhada perfeita

essa e a unica boa luta que existe.

”Jogue o dado”,Charles H. Bukowski.

ii

Conteudo

Resumo vii

Abstract ix

Lista de Figuras xiv

Lista de Abreviacoes xv

1 Introducao 1

1.1 Relevancia . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2

1.2 Motivacao . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3

1.3 Objetivos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4

1.4 Organizacao do Texto . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4

2 Conversores Estaticos Trifasicos 6

2.1 Introducao . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 7

2.2 Inversores de dois nıveis . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 8

2.3 Inversores de tres nıves NPC . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 9

2.4 Inversores de tres nıveis ANPC . . . . . . . . . . . . . . . . . 11

2.5 Tolerancia a Falhas em Conversores Eletronicos de Potencia . 12

2.6 O Inversor ANPC tolerante a falhas . . . . . . . . . . . . . . . 14

2.7 Conclusoes . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17

3 Confiabilidade em Conversores Eletronicos de Potencia 19

3.1 Introducao . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 21

3.2 Falhas em Modulos de Potencia IGBT . . . . . . . . . . . . . 23

iii

CONTEÚDO iv

3.2.1 Falhas em circuito aberto . . . . . . . . . . . . . . . . 25

3.2.2 Falhas em curto-circuito . . . . . . . . . . . . . . . . . 25

3.3 Diagnostico de Falhas . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 29

3.4 Monitoramento de Condicoes em Modulos de Potencia . . . . 29

3.5 Prognosticos e Modelos de Estimacao de Vida Util em Modulos

de Potencia . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 32

3.5.1 Modelos Fısicos de Predicao de Vida Util . . . . . . . . 32

3.5.2 Modelos Empıricos de Predicao de Vida Util . . . . . 33

3.6 Analise de Vida Util em Modulos de Potencia . . . . . . . . . 36

3.6.1 Modelagem do Sistema . . . . . . . . . . . . . . . . . . 38

3.6.2 Modelagem das Perdas em Modulos de Potencia . . . . 38

3.6.3 Modelagem Eletro-Termica dos Modulos de Potencia

IGBT . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 40

3.6.4 Algoritmos de Contagem de Ciclos . . . . . . . . . . . 43

3.6.5 Caracterizacao da Ciclagem Termica . . . . . . . . . . 43

3.6.6 Estimacao de Consumo de Vida Util . . . . . . . . . . 45

3.7 Tecnicas de Melhoria de Vida Util em Inversores Eletronicos

de Potencia . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 46

3.7.1 Gerenciamento de Degradacao Termica no Inversor ANPC

Tolerante a Falhas . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 46

3.7.2 Sobredimensionamento dos Modulos de Potencia . . . . 48

3.8 Conclusoes . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 50

4 Estudos de Caso 52

4.1 Estudo de Caso 1: Usina Solar . . . . . . . . . . . . . . . . . . 53

4.1.1 Analise de medio e longo perıodo . . . . . . . . . . . . 55

4.1.2 Analise de curto perıodo . . . . . . . . . . . . . . . . . 60

4.1.3 Estimacao de vida util dos modulos de potencia . . . . 61

4.2 Estudo de Caso 2: Sistemas de Metro . . . . . . . . . . . . . . 62

4.3 Estudo de Caso 3: Guindaste de Minerio . . . . . . . . . . . . 66

4.3.1 Descricao do sistema. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 67

4.3.2 Estudo de vida util dos modulos de potencia. . . . . . 68

4.4 Estudo de Caso 4: Turbina Eolica Offshore 5MW . . . . . . . 73

CONTEÚDO v

4.4.1 Descricao do Sistema . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 74

4.4.2 Analise de vida util dos modulos de potencia. . . . . . 75

4.5 Analise de confiabilidade referente as topologias e aplicacoes

estudadas . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 79

4.6 Conclusoes . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 82

5 Resultados Experimentais 83

5.1 Introducao . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 84

5.2 Detalhes do Prototipo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 84

5.3 Caracterısticas termicas dos conversores NPC e ANPC . . . . 86

5.4 Capacidade de reconfiguracao flexıvel e reversıvel do conversor

FT-ANPC . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 89

5.5 Conclusoes . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 91

6 Conclusao e Propostas de Continuidade 92

6.1 Conclusao . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 93

6.2 Propostas de Continuidade . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 94

A Preparacao dos modulos de potencia para termografia. 96

——————————————————————————–

Resumo

Conversores eletronicos de potencia desempenham um papel cada vez

mais importante em acionamentos eletricos, veıculos eletricos e hıbridos, in-

terfaceamento com recursos de energias renovaveis, sistemas de transmissao

e armazenamento de energia. Os dispositivos semicondutores de potencia sao

um dos elementos mais vulneraveis no conversor eletronico de potencia. Tem

sido observado que a ciclagem termica, ou seja, variacoes de temperatura

dentro ou fora dos dispositivos sao suas principais causas de falha. Desde

que muitos dos conversores nao contam com redundancias, qualquer falha

que ocorrer em seus componentes resultara em uma interrupcao de operacao.

Em sistemas de transporte, por exemplo, falhas subitas inesperadas podem

causar acidentes catastroficos, podendo colocar vidas humanas em risco e

comprometer o trafego de pessoas. Recentemente foi proposta uma topolo-

gia de um inversor ANPC tolerante a falhas que conta com poucas partes

adicionais e tem a capacidade de sobreviver a sucessivas falhas. Este traba-

lho procura demonstrar a importancia da confiabilidade durante o projeto de

inversores de 2 e 3 nıveis. O uso de conversores tolerantes aliado a tecnicas

de prognostico e discutido como solucao para falhas aleatorias e defeitos de

fabricacao. O problema de degradacao dos modulos de potencia por ciclagem

termica e abordado. E desenvolvida uma metodologia de analise de vida util

e um novo gerenciamento de degradacao termica nos modulos de potencia.

Demonstra-se que varios fatores devem ser considerados e uma analise mais

abrangente deve ser realizada durante o dimensionamento e escolha de uma

topologia em cada tipo de aplicacao.

vii

CONTEÚDO viii

Palavras-chave: Eletronica de Potencia, Inversores, Conversores, Mo-

dulos de Potencia, IGBT, Confiabilidade, Degradacao, Vida Util, Gerencia-

mento de Degradacao Termica.

Abstract

Power electronic converters play an increasingly important role in elec-

tric drives, electric and hybrid vehicles, interfacing with renewable energy

resources, transmission and energy storage systems. The power semiconduc-

tor devices are one of the most vulnerable elements in the power electronic

converter. It has been observed that thermal cycling, i.e., temperature varia-

tions inside or outside the devices are the main causes of failure. Since many

of the converters do not have redundancies, any faults that occur in compo-

nents will result in an operating interruption. In transportation systems, for

example, sudden unexpected failures can cause catastrophic accidents, which

can possibly put human’s lives at risk and compromise pedestrian traffic. It

has recently been proposed a topology of a fault tolerant ANPC inverter that

has few additional parts and is capable of surviving successive failures. This

work aims at demonstrating the importance of reliability during the design

of 2 and 3 levels inverters. The use of fault tolerant converters combined

with prognostic techniques is discussed as a solution for random failures and

manufacturing defects. The problem of degradation by thermal cycling for

power modules is addressed. A methodology of degradation analyses and

a new method of thermal degradation management in the modules are de-

veloped. It is shown that several factors must be considered and a more

comprehensive analysis should be performed during the design and choice of

a topology in every application.

Keywords: Power Electronics, Inverters, Converters, Power Modules,

IGBT, Reliability, Degradation, Lifetime, Thermal Degradation Management

ix

CONTEÚDO x

.

Lista de Figuras

2.1 (a) Inversor fonte de tensao trifasico de dois nıveis. (b) Padrao

de tensoes do inversor dois nıveis . . . . . . . . . . . . . . . . 9

2.2 (a) Inversor fonte de tensao trifasico de tres nıveis com neutro

grampeado. (b) Padroes de tensao do inversor. . . . . . . . . . 10

2.3 Inversor fonte de tensao trifasico de tres nıveis com neutro

grampeado ativo. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 11

2.4 Diagrama do estado da arte da metodologia de tolerancia a

falhas. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 12

2.5 Vetores de tensao do inversor NPC de tres nıveis. . . . . . . . 13

2.6 Uma fase do inversor fonte de tensao trifasico de tres nıveis

com neutro grampeado ativo, tolerante a falhas. . . . . . . . . 15

2.7 Estrutura completa do inversor fonte de tensao trifasico de tres

nıveis com neutro grampeado ativo, tolerante a falhas. . . . . 16

2.8 Arvore de falhas do conversor ANPC tolerante a falhas. . . . . 17

3.1 Curva da banheira . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 22

3.2 Distribuicao de (a) Falhas em conversores de potencia. (b)

Fontes de Stress . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 23

3.3 Estrutura convencional de um modulo de potencia IGBT co-

nectado por fio. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 24

3.4 Diagrama dos mecanismos de falha em modulos de potencia. . 24

3.5 Imagem MEE de um fio de conexao solto. . . . . . . . . . . . 26

3.6 Curva de histerese de crescimento do comprimento da trinca . 28

xi

LISTA DE FIGURAS xii

3.7 Curvas de tempo de vida B10 para a juncao de solda da placa

de base (a) tcycle 10s. (b) tcycle 30s (c) tcycle 120s (b) tcycle 24h. 35

3.8 Curvas de tempo de vida B10 para a juncao de solda da pasti-

lha de silıcio (a) tcycle 10s. (b) tcycle 30s (c) tcycle 120s (d) tcycle

24h. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 36

3.9 Curvas de tempo de vida B10 para os fios de ligacao (a) HiPak.

(b) HiPak nova geracao. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 37

3.10 Metodologia da analise de vida util em modulos de potencia. . 37

3.11 Perdas de chaveamento IGBT do modulo FF200R33KF2C (a)Ligamento

(b) Desligamento . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 39

3.12 Perdas de chaveamento Diodo do modulo FF200R33KF2C . . 39

3.13 Perdas de conducao direta do FF200R33KF2C (a)IGBT (b)

Diodo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 40

3.14 Estrutura convencional de um modulo de potencia com placa

de base. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 41

3.15 Modelo termico dinamico de modulos de potencia. . . . . . . . 41

3.16 Modelo termico de Cauer. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 42

3.17 Modelo termico de Foster. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43

3.18 Implementacao do algoritmo Rainflow. . . . . . . . . . . . . . 44

3.19 Ciclagem termica de dispositivos de potencia em um conversor

de energia eolico, com tres diferentes constantes de tempo. . . 45

3.20 Perfil de temperatura (a) Conversor em modo NPC. (b) Con-

versor em modo ANPC . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 47

3.21 Dano acumulado ao fim de um ano. . . . . . . . . . . . . . . . 49

3.22 Perfil de temperatura (a) Modulos 150A. (b) Modulos 600A . 50

4.1 Foto da usina Fotovoltaica em Sao Lourenco da Mata (foto:Eudes

Santana.) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 54

4.2 Temperatura ambiente no container ao longo do ano de 2015. . 55

4.3 Perfil de corrente (rms) no inversor durante um dia do mes de

Janeiro. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 56

4.4 Perfil de corrente (rms) no inversor durante o ano de 2015. . . 56

LISTA DE FIGURAS xiii

4.5 Tabela lookup de tres dimensoes para as perdas em cada IGBT,

considerando modulos de 200A. . . . . . . . . . . . . . . . . . 57

4.6 Tabela lookup de tres dimensoes para as perdas em cada IGBT,

considerando modulos de 400A. . . . . . . . . . . . . . . . . . 57

4.7 Perfil de temperatura nos IGBTs e Diodos, utilizando modulos

de 200A. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 58


de 400A. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 58


de 400A em paralelo. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 59

4.10 Caracterizacao dos ciclos termicos nos IGBTs, utilizando mo-

dulos de 200A. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 59


dulos de 400A. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 60


dulos de 400A em paralelo. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 60

4.13 Visao geral do sistema de tracao para metro da ABB . . . . . . 62

4.14 Perfil de corrente do metro (rms). . . . . . . . . . . . . . . . . 63

4.15 Temperatura de juncao dos IGBTS, modulos de 150A. . . . . 64



4.18 Sistema tıpico de elevacao do guindaste. . . . . . . . . . . . . 68

4.19 Layout eletrico do sistema de guindaste de minerio instalado. . 69

4.20 Variaveis medidas do ciclo de carga. . . . . . . . . . . . . . . . 70

4.21 Perfil de corrente do guindaste (rms). . . . . . . . . . . . . . . 71

4.22 Temperatura de juncao dos IGBTS, modulos de 500A (a)Modo

NPC (b) Modo ANPC . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 71


NPC (b) Modo ANPC . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 72

4.24 Sistema de geracao de energia eolica Offshore. . . . . . . . . . 74

4.25 Relacao entre velocidade do vento e potencia gerada da turbina

G128-5.0MW. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 75

4.26 Perfil de vento na cidade de Recife-PE durante o ano de 2015. 76

LISTA DE FIGURAS xiv

4.27 Perfil de potencia gerado pela turbina durante o ano de 2015. 76

4.28 Tabela lookup de tres dimensoes para as perdas nos IGBTs

externos.(a)NPC (b)ANPC . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 77


NPC (b) Modo ANPC . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 77

4.30 Caracterizacao dos ciclos termicos nos IGBTs. (a) Modo NPC

(b) Modo ANPC . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 78

4.31 Curva da banheira . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 79

5.1 (a)Foto do prototipo desenvolvido (b)Esquematico de uma fase

do conversor FT-ANPC. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 85

5.2 (a) Esquematico e imagem do modulo de potencia SK50MLI066

(b) Foto dos modulos de potencia abertos com camada de si-

licone retirada. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 86

5.3 Modos de funcionamento do conversor FT-ANPC. (a)NPC

(b)ANPC . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 87

5.4 Tensao e corrente de fase na saıda do conversor. (a)Modo NPC

(b) Modo ANPC . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 87

5.5 Temperatura dos IGBTs do modulo de potencia M1. (a)Modo

NPC (b) Modo ANPC . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 88

5.6 Diagrama de um ramo da arvore de falhas. . . . . . . . . . . . 89

5.7 Conversor FT-ANPC reconfigurado online, considerando situ-

acao de falha nas chaves externas. . . . . . . . . . . . . . . . . 89

5.8 Temperatura dos IGBTs, conversor no modo NPC, conside-

rando uma situacao de falha nas chaves externas. (a)Modulo

M1 (b) Modulo M2 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 90

5.9 Conversor FT-ANPC reconfigurado offline, considerando uma

situacao de falha nas chaves internas. . . . . . . . . . . . . . . 90

5.10 Temperatura dos IGBTs do modulo M2, conversor no modo

NPC, considerando uma situacao de falha nas chaves internas. 91

A.1 Foto do procedimento de retirada do silicone dos modulos. . . 97

A.2 Foto dos modulos abertos, sem silicone, antes e apos a pintura. 98

Lista de Abreviacoes

NPC Neutral Point Clamped Converter ;

NPC Active Neutral Point Clamped Converter ;

FT-ANPC Fault-Tolerant Active Neutral Point Clamped Converter ;

GDT Gerenciamento de Degradacao termica;

MC Monitoramento de Condicoes;

LDC Ligacao Direta de Cobre;

CET Constante de Expansao Termica;

AOS Area de Operacao Segura;

VCE Tensao Coletor-Emissor;

VGE Tensao Gate-Emissor;

ICE Corrente Coletor-Emissor;

IGE Corrente Gate-Emissor;

Rth Resistencia Termica;

B10 Numero de ciclos onde 10% da populacao dos modulos falham;

Tj Temperatura de Juncao;

Tc Temperatura de Case;

cc corrente contınua;

ca corrente alternada;

IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor.

xv

Capıtulo 1

Introducao

Este capıtulo introdutorio destaca a relevancia, motivacao e objetivos do

tema pesquisado nesta dissertacao. Com o intuito de orientar e auxiliar o

leitor, a organizacao do texto tambem e descrita ao fim desta secao.

1

Conteudo

1.1 Relevancia . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2

1.2 Motivacao . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3

1.3 Objetivos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4

1.4 Organizacao do Texto . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4

1.1 Relevancia




e armazenamento de energia (Lee; 2000). Tecnicas de eletronica de potencia

proveem compactacao e alta eficiencia em solucoes de conversao de energia.

Porem a introducao destas tecnicas nos campos de aplicacao desafia a con-

fiabilidade de todo o sistema (Song and Wang; 2013). Seja no sistema de

transporte de grandes metropoles ou em qualquer outro importante setor da

economia, a confiabilidade e disponibilidade dos equipamentos sao conside-

rados fatores crıticos.

Em sistemas de transporte, falhas subitas inesperadas podem causar aci-

dentes catastroficos, podendo colocar vidas humanas em risco e comprometer

o trafego de pessoas (Rajashekara; 2013). Na industria de mineracao onde

sao utilizadas correias transportadoras e guindastes de carga, uma falha no

conversor podera comprometer a continuidade de servico do sistema de trans-

porte de carga. Ja em locais de difıcil acesso, como em aplicacoes submarinas

da industria de oleo e gas, a necessidade de reparo se torna um problema ainda

2

1.2. MOTIVAÇÃO 3

maior, pelo fato de nao poder ser realizada por um ser humano (Rocha et al.;

2012). Portanto, a discussao sobre confiabilidade em eletronica de potencia

tem atraıdo a atencao de inumeros pesquisadores ao redor do mundo.

1.2 Motivacao

Segundo Yang et al. (2010), os dispositivos semicondutores de potencia

sao um dos elementos mais vulneraveis no conversor eletronico de potencia.

Os semicondutores e as soldas dos modulos, representam 34% das falhas nos

conversores. Tem sido observado que a ciclagem termica, ou seja, variacoes

de temperatura dentro ou fora dos dispositivos sao suas principais causas de

falha (Yang et al.; 2011). Nos ultimos anos vem sendo realizados inumeros

estudos referentes a confiabilidade de dispositivos semicondutores de potencia

em aplicacoes com perfis crıticos de ciclagem termica. Dentre eles destacam-

se os sistemas de metro e geracao de energia eolica (Ma et al.; 2015; Ding

et al.; 2015; Musallan et al.; 2015; Guyennet and Piton; 2010).

Topologias de conversores tolerantes a falhas tem sido reportadas na li-

teratura e foram recentemente sumarizados em (Zhang et al.; 2014). As so-

lucoes existentes tolerantes a falhas sao muito complexas e contam com um

numero consideravelmente maior de componentes se comparadas as originais.

Um outro ponto e a falta de capacidade de sobrevivencia a sucessivas falhas.

Entretanto, em Rocha et al. (2014), foi proposta uma nova topologia de um

inversor tres nıveis ANPC tolerante a falhas (FT-ANPC) que alem de contar

com simplicidade e poucos componentes adicionais, apresentou capacidade

de sobrevivencia a sucessivas falhas antes de uma total inatividade.

o autor deste trabalho defende que a confiabiliade dos conversores em

aplicacoes de alta disponibilidade deve ser tratada na fase de projeto, com

foco especial na escolha da topologia e no dimensionamento dos modulos de

potencia.

1.3. OBJETIVOS 4

1.3 Objetivos

O principal objetivo deste trabalho e demonstrar que varios fatores devem

ser considerados e uma analise mais abrangente deve ser realizada durante

o dimensionamento e escolha de uma topologia em cada tipo de aplicacao.

Primeiramente sao realizadas analises de degradacao dos modulos de poten-

cia considerando diferentes topologias em aplicacoes com ciclagem termica

crıtica. A capacidade do conversor FT-ANPC de sobreviver a eventos de

falhas aleatorias e defeitos de fabricacao com o auxılio de tecnicas de mo-

nitoramento de condicoes (MC) tambem sao ressaltados. Como objetivo

secundario, pretende-se validar o novo metodo de gerenciamento de degra-

dacao termica. Para isto e demonstrado experimentalmente a diferenca de

distribuicao de perdas entre as chaves nos conversores NPC e ANPC. Alem

disto, comprova-se tambem a capacidade flexıvel e reversıvel de reconfigura-

cao do conversor FT-ANPC, bem como sua capacidade de sobreviver a ate

quatro falhas sucessivas antes de sua total inatividade.

1.4 Organizacao do Texto

Esta dissertacao contem 6 capıtulos organizados da seguinte forma:

• O Capıtulo 1 apresenta aspectos introdutorios do trabalho e da disser-

tacao em si, bem como relevancia, motivacao e objetivos.

• O capıtulo 2 traz uma breve revisao sobre as os conversores estaticos

trifasicos mais utilizados atualmente. Em seguinda sao tambem des-

critas algumas topologias tolerantes a falhas e por fim e apresentada a

topologia ANPC tolerante a falhas.

• No Capıtulo 3, primeiramente e realizada uma descricao geral sobre

confiabilidade em eletronica de potencia. Convergindo o assunto para

dispositivos semicondutores de potencia, a segunda secao traz uma ana-

lise sobre fısica da falha em modulos de potencia. E realizado um estudo

do estado-da-arte sobre tecnicas de diagnostico e prognosticos de falhas

1.4. ORGANIZAÇÃO DO TEXTO 5

em modulos de potencia. E descrita a metodologia utilizada no traba-

lho para a analise de vida util em modulos de potencia. Ao fim, sao

exibidas duas tecnicas para a melhoria de vida util dos conversores, o

sobredimensionamento dos modulos e o gerenciamento de degradacao

termica para o conversor FT-ANPC,

• No Capıtulo 4 sao realizados estudos de caso para validar toda as teorias

desenvolvidas ao longo do trabalho, onde encontra-se quatro aplicacoes

de ciclagem termica e nıveis de potencia distintos. Sao utilizados como

base de estudo conversores de dois nıveis e tres nıveis: NPC, ANPC e

FT-ANPC. Ao fim sao realizadas comparacoes baseadas no tempo de

vida e custo dos conversores, em cada tipo de aplicacao.

• O Capıtulo 5 traz os resultados experimentais obtidos, onde o principal

objetivo e demonstrar termograficamente a diferenca de temperatura

entre as chaves com o conversor trabalhando do modo NPC e ANPC.

Alem disso, a capacidade de reconfiguracao reversıvel do conversor FT-

ANPC e tambem demonstrada.

• No Capıtulo 6 e realizada uma conclusao geral sobre o trabalho desen-

volvido, bem como as possıveis propostas de continuidade.

Capıtulo 2

Conversores Estaticos Trifasicos

Este capıtulo traz um estado da arte sobre topologias de inversores de

dois e tres nıveis. O tema tolerancia a falhas em conversores eletronicos de

potencia e abordado. Ao fim e apresentado o inversor ANPC tolerante a

falhas.

6

Conteudo

2.1 Introducao . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 7

2.2 Inversores de dois nıveis . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 8

2.3 Inversores de tres nıves NPC . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 9

2.4 Inversores de tres nıveis ANPC . . . . . . . . . . . . . . . . . 11

2.5 Tolerancia a Falhas em Conversores Eletronicos de Potencia . 12

2.6 O Inversor ANPC tolerante a falhas . . . . . . . . . . . . . . . 14

2.7 Conclusoes . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17

2.1 Introducao




e armazenamento de energia (Lee; 2000). O inversor fonte de tensao trifa-

sico de dois nıveis e a topologia mais utilizada hoje em dia (Marhous et al.;

2007). Entretanto nos ultimos anos, a industria comecou a exigir equipa-

mentos de maior potencia, que sao frequentemente conectados na rede de

media tensao. Por motivos tecnologicos, hoje existe a dificuldade de co-

nectar um unico dispositivo semicondutor diretamente nas redes de media

tensao (2.3, 3.3, 4.16 e 6.9kV ). Por estas razoes, uma famılia de inversores

multinıveis emergiu como uma solucao para trabalhar com altos nıveis de

tensao (Rodriguez et al.; 2002). O interesse pela tecnologia foi despertado

por Nabae et al. (1981) que introduziu a topologia com neutro grampeado

de tres nıveis (NPC). Mais adiante, Bruckner et al. (2004) apresentou a to-

7

2.2. INVERSORES DE DOIS NÍVEIS 8

pologia inversora fonte de tensao de tres nıveis com neutro grampeada ativo

(ANPC), que supriu a principal deficiencia da topologia NPC, a distribuicao

desigual das perdas de potencia entre as chaves do conversor.

Desde que muitos dos conversores nao contam com redundancias, qual-

quer falha que ocorrer em seus componentes resultara em uma interrupcao

de operacao (Zhang et al.; 2014). Em sistemas de transporte, falhas subi-

tas inesperadas podem causar acidentes catastroficos, podendo colocar vidas

humanas em risco e comprometer o trafego de pessoas (Rajashekara; 2013).

Na industria de mineracao, onde sao utilizadas correias transportadoras e

guindastes de carga, uma falha no conversor podera comprometer a conti-

nuidade de servico do sistema de transporte de carga. Ja em locais de difıcil

acesso, como em aplicacoes submarinas da industria de oleo e gas, a neces-

sidade de reparo se torna um problema ainda maior, pelo fato de nao poder

ser realizada por um ser humano.

2.2 Inversores de dois nıveis

O inversor fonte de tensao trifasico de dois nıveis e a topologia mais uti-

lizada hoje em dia em acionamento eletrico (Marhous et al.; 2007). No caso

de uma comutacao por ciclo, modulacao six − step, o controle do circuito e

alcancado variando o tempo de conducao das chaves superiores e inferiores

de cada braco do inversor. A figura 2.1 exibe um braco do inversor de dois

nıveis, bem como seu padrao de tensoes. Admitindo-se uma tensao no barra-

mento c.c. de Vdc volts, a tensao de fase na carga pode assumir dois valores:

Vdc/2 e -Vdc/2. O circuito de controle para este metodo e simples e as

perdas de comutacao sao praticamente desprezıveis alem de se obter um alto

ındice de modulacao. Entretanto, este metodo de controle e pouco adotado

na pratica devido aos altos valores de conteudos harmonicos, onde a taxa de

THD e aproximadamente 31% (Hashad and Iwaszkiewicz; 2002). Tecnicas

de modulacao PWM podem tambem ser adotadas para se obter uma forma

de onda senoidal na saıda do conversor, porem mesmo para baixos ındices de

modulacao, os nıveis de distorcao harmonica podem se tornar impraticaveis

para algumas aplicacoes. A principal limitacao desta topologia e o nıvel pra-

2.3. INVERSORES DE TRÊS NÍVES NPC 9

tico de tensao no barramento c.c., onde a tensao de bloqueio dos dispositivos

semicondutores de potencia deve ser compatıvel com o valor total de tensao

existente no barramento. Hoje no mercado, os dispositivos predominantes

sao construıdos puramente de Silıcio, e atingem seguramente nıveis maxi-

mos de tensao de bloqueio de ate 3.5kV . Desta forma, a topologia inversora

de dois nıveis se torna desqualificada em aplicacoes de media tensao onde o

barramento c.c. pode atingir nıveis de ate 10kV .

Figura 2.1: (a) Inversor fonte de tensao trifasico de dois nıveis. (b) Padraode tensoes do inversor dois nıveis

2.3 Inversores de tres nıves NPC

Nos ultimos 20 anos, o inversor fonte de tensao de tres nıveis com neu-

tro grampeado (NPC VSC) vem sendo a solucao padrao para aplicacoes em

media tensao (Krug et al.; 2004). Dentre elas pode-se citar as redes de ali-

mentacao de sistemas ferroviarios (1.5kV ou 3kV ), alimentacao de motores

(4.16kV ) , filtros ativos de potencia e sistemas de FACTS (Flexible AC trans-

mission System) (Mendes; 2000).

Um braco da topologia inversora de tres nıveis NPC e apresentada na

figura 2.2(a). A tensao total do barramento de corrente contınua e dada

pela soma da tensao dos dois capacitores C1 e C2, que por sua vez estao

conectados ao ponto neutro do conversor ”O”. Diferentemente da topologia

de dois nıveis, cada braco deste conversor conta com quatro IGBT’s (Qx),

2.3. INVERSORES DE TRÊS NÍVES NPC 10

cada um acompanhado a um diodo em antiparalelo (Dx). Alem disso sao

tambem adicionados dois diodos de grampo (Dx) que se conectam ao ponto

neutro e garantem a tensao de bloqueio nas chaves igual a tensao de apenas

um dos capacitores do barramento (Vdc/2).

Figura 2.2: (a) Inversor fonte de tensao trifasico de tres nıveis com neutrogrampeado. (b) Padroes de tensao do inversor.

Os estados possıveis de comutacao das chaves e as respectivas tensoes

relativas ao ponto neutro da carga de uma fase sao representados na tabela

2.1. Desta forma para um inversor trifasico, totalizam-se 27 possibilidades

de estados de comutacao. A partir dos padroes de tensao do inversor NPC

(figura 2.2(b)) e dos estados de comutacao demonstrados na tabela 2.1, pode-

se concluir que as chaves Q2x e Q3x estao ligadas por mais de um ciclo,

resultando em perdas de comutacao bem menores que os dispositivos externos

Q1x e Q4x.

Tabela 2.1: Estados de comutacao em um inversor NPCEstado Q1x Q2x Q3x Q4x VxN

+ ON ON OFF OFF Vdc/20 OFF ON ON OFF 0- OFF OFF ON ON -Vdc/2

2.4. INVERSORES DE TRÊS NÍVEIS ANPC 11

2.4 Inversores de tres nıveis ANPC

A principal desvantagem da estrutura inversora NPC e a desigualdade na

distribuicao de perdas entre os seus dispositivos de potencia. Adicionando

chaves ativas ao grampo da estrutura original (figura 2.2) e possıvel gerar

novos padroes de comutacao e equilibrar as perdas e temperatura de juncao

entre as chaves do braco do conversor (Bruckner et al.; 2004). Exibida na

figura 2.3, esta estrutura e conhecida como o inversor de tres nıveis com

grampeamento de ponto neutro ativo (ANPC).

Figura 2.3: Inversor fonte de tensao trifasico de tres nıveis com neutro gram-peado ativo.

As duas chaves ativas adicionais ao grampo da estrutura ANPC, permitem

novas possibilidades de conexao do braco do conversor com o ponto neutro

do barramento c.c.. Ao ligar as chaves Q5x e Q2x, a corrente de fase pode ser

conduzida atraves do caminho superior ao ponto neutro em ambas direcoes,

e na parte inferior ao ponto neutro, o mesmo ocorre se as chaves Q6x e Q3x

sao ativadas. Desta forma, existem quatro estados zero (O), designados OL1,

Ol2, OU1 e OU2. No estado positivo (+) a chave Q6x e ligada para garantir

a tensao em igualdade entre Q3x e Q4x. Equivalentemente, Q5x e ligada no

estado negativo (-) para garantir a tensao em igualdade entre Q1x e Q2x. Os

estados de comutacao para o inversor ANPC sao exibidos na tabela 2.2.

O limite de potencia de um conversor e determinado atraves da sua chave

mais estressada termicamente. Devido a igualdade de distribuicao das perdas

entre as chaves de fase do conversor ANPC, e possıvel elevar a potencia do

2.5. TOLERÂNCIA A FALHAS EM CONVERSORES ELETRÔNICOS DE POTÊNCIA 12

Tabela 2.2: Estados de comutacao em um inversor ANPCEstado Q1x Q2x Q3x Q4x Q5x Q6x

+ ON ON OFF OFF OFF ON0U2 OFF ON OFF OFF OFF OFF0U1 OFF ON OFF ON OFF OFF0L1 ON OFF ON OFF OFF ON0L2 OFF OFF ON OFF OFF ON

- OFF OFF ON ON OFF OFF

conversor ou a frequencia de comutacao, confome exibido na tabela 2.3.

Tabela 2.3: ANPC x NPC2.39MVA IGBT Converter 500kVA IGBT Converter

Output Power increase by 20% increase by 15%Switching Frequency 1750Hz instead of 1050 Hz -

2.5 Tolerancia a Falhas em Conversores Ele-

tronicos de Potencia

Os principais metodos de tolerancia a falhas para conversores eletronicos

de potencia sao apresentados na figura 2.4, e sao catagorizados em quatro

nıveis: Chave, Braco, Modulo e Sistema.

Figura 2.4: Diagrama do estado da arte da metodologia de tolerancia a falhas.Zhang et al. (2014)

Grande parte dos conversores multinıveis sao considerados circuitos re-

dundantes em nıvel de chave, desde que algumas chaves sao adicionadas se

2.5. TOLERÂNCIA A FALHAS EM CONVERSORES ELETRÔNICOS DE POTÊNCIA 13

comparado ao conversor tradicional de dois nıveis. Consequentemente, existe

uma redundancia inerente devido as varias combinacoes dos estados de co-

mutacao do sistema trifasico que geram a mesma saıda. Desta forma, a

tolerancia a falhas pode ser realizada explorando estes estados de comutacao

inerentemente redundantes (Zhang et al.; 2014).

Figura 2.5: Vetores de tensao do inversor NPC de tres nıveis.

O diagrama vetorial de tensao do conversor NPC de tres nıveis e exibido

na figura 2.5. Em cada ponto de juncao das linhas e indicado um conjunto de

tensoes de saıda c.a. trifasica em relacao aos nıveis de tensao do barramento

c.c.. E possıvel notar que as tensoes de saıda trifasica sao especificadas com

uma combinacao de -,0,+, representando os terminais c.a. estao conectados

no ponto positivo, ponto neutro ou ponto negativo do barramento c.c.. De

acordo com o diagrama vetorial existem 19 vetores diferente de tensao, en-

tretanto, existem 27 possibilidades de conexao aos pontos do barramento (Li

and Xu; 2006). Por exemplo, no caso da chave Q1A falhar em curto circuito,

todos os vetores de tensao que demandariam que ela estivesse em estado

aberto sao eliminados do diagrama. Porem o sistema ainda pode continuar

operando atraves dos vetores de tensao restantes. Li et al. (2012) estendeu a

tecnica de tolerancia a falhas utilizando vetores redundantes para o conversor

ANPC, aumentando ainda mais as possibilidades de sobrevivencia a falhas

para os sistemas de tres nıveis.

Uma segunda solucao e conectar a fase que tem o dispositivo em falha

ao ponto neutro do barramento e controlar o conversor como um sistema

2.6. O INVERSOR ANPC TOLERANTE A FALHAS 14

bifasico. Um outro cenario e a utilizacao de chaves redundantes em paralelo

ou serie com as chaves principais. Baseado nas possibilidade de operacao das

chaves nas condicoes normais, duas estrategias de tolerancia a falha podem

ser desenvolvidas: estrategia online e estrategia offline.

Em nıvel de braco, a solucao mais utilizada recentemente e a adicao de

um braco extra em paralelo ao conversor tradicional. Desde que o braco

redundante possa substituir por completo o braco onde ocorreu a falha, o

sistema pode continuar operando em condicoes normais sem nenhuma pena-

lidade (Rodriguez et al.; 2002). Solucoes em nıvel de modulo sao adotadas

primariamente por conversores multimodulares (MMCs) (Lezana and Ortiz;

2009). Apos a ocorrencia da falha, o numero de modulos operando em cada

fase se tornam desiguais e as fases se deslocam pelo sistema de referencia

trifasico para manter o balanceamento entre as tensoes de linha. Tecnicas de

maior custo, como o uso de conversores reservas extras, tem sido utilizado

em aplicacoes industriais. Uma topologia comum e o conversor redundante

em paralelo(Asiminoaei et al.; 2008).

2.6 O Inversor ANPC tolerante a falhas

Em Zhang et al. (2014) foram determinados alguns criterios de compara-

cao entre as estrategias de tolerancia a falhas para inversores multinıveis:

1. Custo: O custo ira aumentar se fusıveis ou dispositivos extras forem

adicionados. Alem disso, alguns dispositivos semicondutores de poten-

cia devem ser sobredimensionados para algumas operacoes de tolerancia

a falha.

2. Perfomance de saıda: A capacidade de saıda deve ser avaliada. Outros

fatores, como THD das tensoes de saıda, eficiencia e resposta dinamica

do sistema tambem devem ser levadas em consideracao perante a uma

acao tolerante a falha.

3. Confiabilidade: Quantos tipos de falha podem ser superados pelo con-

versor e o ganho de confiabilidade sao tambem importantes metricas


utilizadas para avaliar a performance geral da topologia tolerante a

falhas.

Baseado nas metricas citadas, Rocha et al. (2014) propuseram uma to-

pologia de um conversor ANPC apta a superar falhas sucessivas antes do

momento de total inatividade do conversor. Uma fase deste conversor pode

ser visualizada na figura 2.6. Esta estrutura e similar a do inversor ANPC tra-

dicional (figura 2.3), exceto pela adicao das duas chaves externas ao grampo

do conversor Q5xT e Q6xB e uma chave comutadora reversıvel de dois polos

”Sx”. A capacidade de reconfiguracao reversıvel deste conversor possibilita

que cada braco atue como fase ou grampo. Da mesma maneira, por software

e possıvel fazer com que este conversor opere no modo NPC ou ANPC, pos-

sibilitando explorar as vantagens de cada topologia quando for conveniente.

A estrutura completa trifasica do inversor ANPC tolerante a falhas e exibida

na figura 2.7.

Figura 2.6: Uma fase do inversor fonte de tensao trifasico de tres nıveis comneutro grampeado ativo, tolerante a falhas.

A principal vantagem desta estrutura e a habilidade de ser reconfigurada

apos uma falha em circuito aberto em qualquer um de seus dispositivos.

Uma falha em uma de suas chaves externas pode ser superada online apenas

por intercalacao de comando entre seus dispositivos via software. Porem, se

ocorrer um evento de falha em uma das chaves internas, o conversor devera

parar seu funcionamento para a operacao da chave comutadora ”Sx”, que

atualmente e uma chave mecanica.


Figura 2.7: Estrutura completa do inversor fonte de tensao trifasico de tresnıveis com neutro grampeado ativo, tolerante a falhas.

A arvore de falhas que abrange todas as possibilidades de falta e a capa-

cidade de reconfiguracao do conversor perante a cada uma delas e exibida na

figura 2.8. No esquematico, representado na cor preta, supoe-se que o sistema

comeca configurado como um inversor ANPC tradicional com as chaves Q5xT

e Q6xB em estado de espera. Caso ocorra uma falha em uma das chaves, o

sistema adota uma outra configuracao. E possıvel observar que, para cada

situacao de falha, representada pelas cores azul vermelho e laranja, o dia-

grama segue para um ramo especıfico da arvore de falhas. No novo ramo, e

adotada uma nova configuracao (em preto) e uma nova situacao de falha faz

com que o diagrama avance novamente para dentro de um ramo especıfico.

O numero 0 siginifica que a chave esta sem comando de gate, o 1 sao para

as chaves que fazem parte da saıda de fase, o 2 que ela esta atuando como

grampo e ”x”simboliza uma chave em falha. Situacoes onde nao se encontra

o numero 2, significa que aquele conversor esta sem grampeamento ativo, ou

seja, trabalhando em modo NPC. Considera-se tambem que uma chave em

falha de circuito aberto nao impede o funcionamento do seu diodo em anti-

paralelo. Atraves do diagrama percebe-se que o conversor pode sobreviver a

ate quatro falhas sucessivas. Utilizando tecnicas de diagnostico, prognosticos

e monitoramento de condicoes (secao 3.4), e possıvel detectar uma chave em

falha ou em iminencia a falha, utilizar o diagrama e reconfigurar o conversor,

podendo evitar danos catastroficos ao sistema.

O principal apelo dessa proposta e o ganho de disponibilidade atraves da

reducao de reparo. Esta topologia utiliza modulos padronizados sem alte-

2.7. CONCLUSÕES 17

Figura 2.8: Arvore de falhas do conversor ANPC tolerante a falhas.

rar a topologia original, visto que conexoes ja disponıveis no conversor sao

utilizadas para gerar uma estrutura tolerante a falhas.

2.7 Conclusoes

Nesta secao foram apresentadas as topologias dos conversores mais utili-

zados em aplicacoes de baixa e media tensao. Primeiramente foi abordada

a topologia inversora de dois nıveis, onde foi descrita suas caracterısticas e

ressaltadas suas deficiencias. Em seguida foi apresentado o inversor de tres

nıveis NPC, que atualmente e a topologia que domina o mercado em aplica-

coes de media tensao. A solucao inversora ANPC foi apresentada, exaltando

sua capacidade de suprir a principal deficiencia do conversor NPC, a ca-

pacidade de balancear as perdas entre as chaves do conversor. Tecnicas e

estrategias tolerantes a falhas foram abordadas, onde foram demonstrados

os principais metodos de tolerancia a falhas. Concluiu-se que um conversor

2.7. CONCLUSÕES 18

multinıvel tem redundancias e pode ser manipulado de forma a operar com

tolerancia falhas. Por fim, foi apresentada a topologia ANPC tolerante a

falhas que demonstrou ser bastante eficiente nas tres metricas comparativas

entre conversores tolerantes : custo, performance de saıda e confiabilidade.

Capıtulo 3

Confiabilidade em Conversores

Eletronicos de Potencia

Neste capıtulo e realizada uma abordagem baseada na confiabilidade de

conversores eletronicos de potencia. Sao abordados temas como fısica da

falha em modulos de potencia, tecnicas de diagnostico, prognostico, moni-

toramento de condicoes e modelos de estimacao de vida util. Em seguida

e descrita a metodologia de analise de vida util de dispositivos de poten-

cia utilizada nesta dissertacao. Ao fim, e apresentado o gerenciamento de

degradacao termica aplicado ao inversor ANPC tolerante a falhas.

19

Conteudo

3.1 Introducao . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 21

3.2 Falhas em Modulos de Potencia IGBT . . . . . . . . . . . . . 23

3.2.1 Falhas em circuito aberto . . . . . . . . . . . . . . . . 25

3.2.2 Falhas em curto-circuito . . . . . . . . . . . . . . . . . 25

3.3 Diagnostico de Falhas . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 29

3.4 Monitoramento de Condicoes em Modulos de Potencia . . . . 29

3.5 Prognosticos e Modelos de Estimacao de Vida Util em Modulos

de Potencia . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 32

3.5.1 Modelos Fısicos de Predicao de Vida Util . . . . . . . . 32

3.5.2 Modelos Empıricos de Predicao de Vida Util . . . . . 33

3.6 Analise de Vida Util em Modulos de Potencia . . . . . . . . . 36

3.6.1 Modelagem do Sistema . . . . . . . . . . . . . . . . . . 38

3.6.2 Modelagem das Perdas em Modulos de Potencia . . . . 38

3.6.3 Modelagem Eletro-Termica dos Modulos de Potencia

IGBT . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 40

3.6.4 Algoritmos de Contagem de Ciclos . . . . . . . . . . . 43

3.6.5 Caracterizacao da Ciclagem Termica . . . . . . . . . . 43

3.6.6 Estimacao de Consumo de Vida Util . . . . . . . . . . 45

3.7 Tecnicas de Melhoria de Vida Util em Inversores Eletronicos

de Potencia . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 46

3.7.1 Gerenciamento de Degradacao Termica no Inversor ANPC

Tolerante a Falhas . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 46

3.7.2 Sobredimensionamento dos Modulos de Potencia . . . . 48

3.8 Conclusoes . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 50

20

3.1. INTRODUÇÃO 21

3.1 Introducao

Confiabilidade e definido como a capacidade de um ıtem realizar uma

requerida funcao sob condicoes estabelecidas por um determinado perıodo

de tempo e e frequentemente medida por probabilidade de falhas, frequencia

de falhas ou em termos de disponibilidade (IEEE; 2009). A essencia da

engenharia de confiabilidade e a prevencao da criacao de falhas e o setor

industrial tem avancado seu desenvolvimento, abandonando o uso dos testes

tradicionais e passando a utilizar o processo design for reliability (DFR)

(O’Connor and Kleyner; 2012). DFR e o processo conduzido durante a fase de

desenvolvimento do componente ou sistema que garante que um determinado

nıvel de confiabilidade seja alcancado.

A confiabilidade de conversores eletronicos de potencia tornou-se a maior

preocupacao em aplicacoes industriais, devido ao uso de dispositivos com

altas densidades de potencia (Song and Wang; 2013). Entretanto, segundo

Wang et al. (2012) pesquisas em confiabilidade na area de eletronica de po-

tencia tem as seguintes limitacoes:

• Falta de uma aproximacao especıfica pelo DFR para o design de siste-

mas eletronicos de potencia.

• Excesso de confianca nos valores calculados no tempo medio para falha

(MTTF), tempo medio entre falhas (MTBF) e na curva da banheira,

exibida na figura 3.1. A curva da banheira, divide a operacao do dispo-

sitivo ou sistema em tres perıodos distintos. Embora esta aproximacao

seja consistente com alguns casos praticos, as consideracoes de falhas

aleatorias e taxas de falhas constantes sao falsas e as causas raızes dos

diferentes modos de falhas nao sao identificados (Klutke et al.; 2003).

As consideracoes fundamentais de MTTF e MTBF nao inclui as falhas

por desgaste. Desta maneira, os valores calculados podem ter alto grau

de imprecisao se uma falha por desgaste ocorrer durante aquele tempo.

• Excesso de confianca nos livros baseados em modelos e estatıstica onde

taxas falha sao preditas sem considerar ciclagem termica, mudanca na

3.1. INTRODUÇÃO 22

taxa de falhas do material, combinacoes de ambiente e variacoes na

alimentacao do sistema.

Figura 3.1: Curva da banheiraWang et al. (2012)

A mudanca de paradigma nas pesquisas de confiabilidade em eletronica

de potencia esta ultrapassando os metodos utilizados em livros estatısticos

e se aproximando para abordagens com base na fısica. Estas mudancas, po-

dem proporcionar uma melhor compreensao das causas de falhas e defeitos

de projeto, encontrando solucoes para a melhoria da confiabilidade ao inves

de obter somente numeros analıticos (Wang et al.; 2012). A principal meto-

dologia utilizada nas pesquisas de confiabilidade em eletronica de potencia e

a aproximacao pela fısica da falha (PoF), que e baseada na analise da causa

raiz do mecanismo de falha (Pecht and Dasgupta; 1995).

O dispositivo eletronico de potencia e um dos componentes mais vulnera-

veis nos conversores eletronicos de potencia (Yang et al.; 2010). Como pode

ser observado na figura 3.2(a), falhas nos semicondutores e nas soldas dos

modulos contabilizam 38% das falhas no sistema. Ja a figura 3.2(b) exibe as

fontes de estresse que tem mais impacto na confiabilidade destes componen-

tes, onde a ciclagem termica (variacao de temperatura, dentro ou fora dos

dispositivos) contabiliza 55% das causas de falha.

3.2. FALHAS EM MÓDULOS DE POTÊNCIA IGBT 23

Figura 3.2: Distribuicao de (a) Falhas em conversores de potencia. (b) Fontesde Stress

Choi et al. (2015)

3.2 Falhas em Modulos de Potencia IGBT

Modulos de potencia IGBT sao tipicamente classificados em dois tipos:

conectados por fio e conectados por pressao. Modulos conectados por fio,

tem uma maior resistencia termica, menor densidade de potencia e maiores

taxas de falhas, devido as juncoes de solda e conexoes por fios das pastilhas

internas. Ja a tecnologia de encapsulamento utilizando conexao por pressao

nao tem a necessidade de utilizar fios, melhorando a confiabilidade, densidade

de potencia e capacidade de resfriamento do modulo. Entretanto, os modulos

conectados por fio sao os dispositivos mais utilizados na area de eletronica de

potencia devido as suas vantagens em preco de compra e custo de manutencao

(Ma and Blaabjerg; 2012).

Como pode ser observado na figura 3.3, um modulo IGBT ligado por fios

e construıdo a partir de varias camadas de diferentes materiais. A pastilha

de silıcio e soldada no substrato ceramico de ligacao direta de cobre (LDC).

O substrato LDC isola a pastilha de silıcio da placa de base e conduz o calor

dissipado pela pastilha ate o sistema de resfriamento. Os fios de conexao de

aluminio sao utilizados para conectar a parte superior da pastilha de silıcio

no circuito do modulo.

O ponto mais fraco dos modulos IGBT conectados por fio sao as inter-

conexoes entre a pastilha de silıcio e os fios de alumınio, a juncao de solda


Figura 3.3: Estrutura convencional de um modulo de potencia IGBT conec-tado por fio.

Volke and Hornkamp (2011)

entre a pastilha e o substrato LDC e a juncao de solda entre o substrato

LDC e a placa base. A diferenca entre os coeficientes de expansao termicas

(CET) dos materiais e repetitivas ciclagens termicas podem fazer com que os

materiais se expandam e encolham em taxas diferentes. Este procedimento

pode degradar as juncoes de solda e ate causar uma ruptura dos fios de

ligacao, levando o modulo a falha. Falhas por desgaste podem acontecer de-

vido a longos perıodos de degradacao. Entretanto, diferentes tipos de falhas

catastroficas podem tambem ocorrer devido a um unico evento de estresse

excessivo (Choi et al.; 2015). Estes modulos podem falhar de duas diferentes

maneiras, em curto-circuito ou circuito aberto. O diagrama dos mecanismos

de falha e exibido na figura 3.4.

Figura 3.4: Diagrama dos mecanismos de falha em modulos de potencia.Choi et al. (2015)


3.2.1 Falhas em circuito aberto

1. Falha no gate driver: Existem varias causas de falhas no gate driver,

bem como danos nos seus dispositivos de potencia (MOSFET, BJT)

e desconexao entre a placa de acionamento e o IGBT. Falhas no dri-

ver pode resultar em danos no IGBT, degradacao da tensao de saıda

e stress de outros IGBTs e capacitores. Picos de sobretensao entre

o coletor e o emissor podem romper a resistencia de gate-emissor, en-

quanto sobrecorrente no coletor pode levar a degradacao da resistencia.

Os IGBTs modernos podem trabalhar com temperatura na juncao de

ate 175C, enquanto alguns componentes do gate driver nao funcionam

normalmente em altas temperaturas compromentendo a confiabilidade

do sistema (Wu et al.; 2013).

2. Rompimento dos fios de conexao: Falhas nas conexoes sao principal-

mente causadas por trincas na interface do fio com a pastilha de silıcio

devido aos suingues de temperatura e as diferentes CETs entre silı-

cio e alumınio. A diferenca de deformacao nos dois materiais provoca

estresse na interface do material, onde o estresse resultante depende

da temperatura. Em testes de fadiga com altos suingues de tempera-

tura, as trincas propagam das duas extremidades ate o centro dos fios

de alumınio. Quando a trinca alcanca o centro, os fios de conexao se

desprendem (Held et al.; 1997). O mecanismo de falha de um fio de

conexao pode ser esclarecido atraves de uma analise microestrutural.

A figura 3.5 exibe a imagem de um microscopio de escaneamento ele-

tronico (MEE) de um fio de conexao solto. Falhas por rompimento dos

fios de conexao tem sido observadas em MOSFETs, IGBTs e diodos de

roda livre, e e considerado o principal mecanismo de falha em modulos

eletronicos de potencia (Ciappa; 2002).

3.2.2 Falhas em curto-circuito

1. Ruptura por avalanche: Em um semicondutor, a habilidade para su-

portar altas tensoes sem uma significante corrente de fuga e limitado


Figura 3.5: Imagem MEE de um fio de conexao solto.Held et al. (1997)

pelo fenomeno de ruptura por avalanche que e dependente da distri-

buicao do campo eletrico dentro da estrutura. Altos campos eletricos

podem ser criados no interior e nas bordas dos dispositivos de poten-

cia. Quando a tensao aplicada aumenta, o campo eletrico na regiao de

deplecao do semicondutor tambem aumenta, resultando em uma ace-

leracao dos portadores moveis para altas velocidades. Com o aumento

do campo eletrico, os portadores ganham energia cinetica suficiente do

campo eletrico, de tal forma que sua interacao com a estrutura atomica

produz a excitacao de eletrons da banda de valencia para a banda de

conducao. A geracao de pares eletron-lacuna, devido a energia adqui-

rida do campo eletrico e referida como ionizacao de impacto. Desde que

os eletrons e lacunas sao criados por ionizacao de impacto, eles tambem

sofrerao aceleracao pelo campo eletrico da regiao de deplecao e tambem

contribuirao para a criacao de mais pares eletron-lacuna. Consequen-

temente, a ionizacao de impacto e um fenomeno multiplicativo, que

produz uma cascata de portadores moveis, sendo transportados atra-

ves da regiao de deplecao, gerando um fluxo significante de corrente

na regiao. O fenomeno de ruptura por avalanche acontece quando o

dispositivo nao esta apto a sustentar a aplicacao de taxas de tensao


onde ocorre um rapido aumento na corrente. Desta forma a maxima

tensao suportada pelos dispositivos e limitada atraves do fenomeno de

ruptura por avalanche (Baliga; 2008).

2. Latch-up: A estrutura IGBT normalmente opera como um transistor

bipolar de base larga, sendo acionada por uma estrutura MOSFET para

prover sua corrente de base. Entretanto, a construcao do IGBT pro-

duz quatro camadas alternativas que constituem um tiristor parasita,

P+-N -P -N+. Se o tiristor parasita e disparado durante a operacao

ele pode travar, resultando em um fluxo de corrente que sobrepassa o

canal do MOSFET na estrutura IGBT. Consequentemente, uma vez

que o tiristor e travado, nao e mais possıvel controlar a operacao do

dispositivo atraves do comando de gate (Baliga; 2008).

3. Ruptura secundaria: A area da fronteira de tensao e corrente dentro

da qual um dispositivo de potencia pode ser operado sem falhas des-

trutivas e conhecido como area de operacao segura (AOS). Durante o

ligamento e desligamento do IGBT, as taxas de tensao e corrente po-

dem se tornar muito altas simultaneamente. Caso essas taxas excedam

os limites das fronteiras da AOS, um fenomeno chamado avalanche in-

duzida de ruptura secundaria pode ocorrer levando o dispositivo a uma

falha destrutiva (Baliga; 2008).

4. Altas temperaturas: Uma elevacao na temperatura pode ativar o pro-

cesso de ativacao termica de acordo com a lei de Arrhenius, desencade-

ando um processo de degradacao nas pastilhas de silıcio (Yang et al.;

2010).

5. Radiacao externa: Dispositivos bipolares e MOS sao afetados por radia-

coes externas. Em aplicacoes de aviacao, danos decorrentes de ionizacao

em semicondutores de potencia foram observados devido aos protons e

eletrons confinados no campo magnetico da terra (Yang et al.; 2010).

Em aplicacoes terrestres, um evento de queima induzida pode aconte-

cer quando ıons pesados, tambem conhecidos como radiacao cosmica

se chocam com o dispositivo (Oberg et al.; 1996).


Um outro importante modo de falha em modulos de potencia e a fadiga

e trincamento na solda entre o substrato LDC e a placa base ou entre a pas-

tilha e o substrato (Rachev et al.; 2004). O mecanismo de falha acontece

devido a pastilha de silıcio e o substrato de cobre ter diferentes CETs, resul-

tando em uma tensao de cisalhamento na camada de solda e eventualmente

gerando uma trinca. Estas trincas reduzem a area efetiva para a transferen-

cia de calor entre a pastilha e o sistema de resfriamento, fazendo com que a

pastilha fique em media mais quente, e este processo e acelerado enquanto a

trinca aumenta. Este aquecimento localizado devido ao aumento da resisten-

cia termica, pode danificar a pastilha de silıcio (Ciappa; 2002). Em cargas

cıclicas onde os materiais estao ciclando termicamente, resulta-se em stress

induzido de ciclagem na solda e o comprimento da trinca na solda aumenta

de acordo com o numero de ciclos realizados. Segundo Yang et al. (2010),

apos um grande numero de ciclos, a taxa de progressao da largura da trinca

por ciclo da/dN , aumenta de acordo com a area de histerese do grafico de

stress por deformacao exibido na figura 3.6. Desta forma a falha se aproxima

rapidamente no fim da vida da solda, devido a aceleracao no aumento das

trincas.

Figura 3.6: Curva de histerese de crescimento do comprimento da trincaYang et al. (2010)

3.3. DIAGNÓSTICO DE FALHAS 29

3.3 Diagnostico de Falhas

Para um sistema tolerante a falhas, o diagnostico e o primeiro passo uma

vez que a falha ocorra (An et al.; 2010). He and Demerdash (2014) pro-

puseram um metodo de diagnostico de falha em IGBT por circuito aberto

aplicaveis em conversores NPC e ANPC. Uma vez que as informacoes de

corrente de fase e estados de comutacao geralmente ja estao disponıveis no

sistema, e necessario apenas adicionar tres sensores de tensao para imple-

mentar o metodo de diagnostico. A variacao da polaridade da tensao para

diferentes condicoes de falha em circuito aberto sao exibidas na tabela 3.1.

Uma vez que o inversor ANPC tolerante a falhas trabalha como um conver-

sor NPC ou ANPC comum, conhecendo sua atual configuracao, e possıvel

utilizar a tabela 3.1 com o objetivo de diagnosticar falhas em suas chaves.

Tabela 3.1: Metodo de diagnostico para o inversor ANPC tolerante a falhasChave em Falha Estado Corrente Tensao Medida Tensao Esperada

Q1x/Q5xT + Ia > 0 Zero Vdc/2Q2x/Q5xB 0U1 ou 0L2 Ia > 0 -Vdc/2 ZeroQ3x/Q6xT 0L1 ou 0l2 Ia < 0 Vdc/2 ZeroQ4x/Q6xB - Ia < 0 Zero -Vdc/2Q5xB/Q2x 0U1 ou 0U2 Ia < 0 Vdc/2 ZeroQ6xT/Q3x 0L1 ou 0L2 Ia > 0 -Vdc/2 Zero

3.4 Monitoramento de Condicoes em Modu-

los de Potencia

Em aplicacoes de alta confiabilidade, tecnicas de monitoramento de condi-

coes (MC) sao largamente aplicadas para detectar falhas incipientes e tomar

acoes corretivas antes que ocorra uma falha catastrofica. A aproximacao por

MC para modulos IGBT tem como objetivo detectar mudancas nos parame-

tros indicativos de degradacao da pastilha ou do modulo IGBT (Oh et al.;

2015).

A relacao entre a tensao coletor-emissor durante a conducao de corrente

3.4. MONITORAMENTO DE CONDIÇÕES EM MÓDULOS DE POTÊNCIA 30

(V CEon) e as condicoes de saude do IGBT tem sido estudada para o desen-

volvimento de tecnicas de MC. A aplicacao de V CEon no campo utilizando

monitoramento em tempo real e bastante desafiadora, onde um aumento no

V CEon resultante de degradacao pode ser sobreposto por um sinal de ruıdo

ou disturbio durante o chaveamento (Smet et al.; 2013). Ji et al. (2013) pro-

puseram uma tecnica de prognostico de falha nos fios de ligacao do modulo

IGBT voltado para aplicacoes em veıculos eletricos. Medidas in situ, durante

o processo de start − stop do veıculo apresentaram menos que 0.05% de pre-

cisao. Entretanto, segundo Oh et al. (2015), tecnicas de MC dependendo

exclusivamente do V CEon podem nao ser de confianca pois os mecanismos

de falha concorrem entre si alterando o valor de V CEon de maneiras opostas,

anulando os efeitos individuais.

Tecnicas de MC baseadas em temperatura para identificar falhas nos fios

de ligacao e nas soldas das juncoes do modulo tambem vem sendo estudadas.

Todavia, acesso direto as resistencia termicas do modulo e a temperatura de

juncao nao e praticavel. Desta maneira, varias pesquisas estao focando em

metodos precisos de estimacao da temperatura de juncao do IGBT, que e o

parametro mais crıtico para avaliar a degradacao nas juncoes de solda. Uma

simples maneira de se medir e inserindo um sensor proximo a juncao. Um

outro metodo e deduzir a temperatura a partir de medidas de parametros

sensıveis a variacoes na temperatura, bem como o V CEon (Oh et al.; 2015).

Em Xiang et al. (2011), a degradacao nas juncoes de solda e monitorada

atraves da temperatura do encapsulamento para o ambiente e do calculo das

perdas de potencia adicionais pelas temperaturas medidas. Considerando a

variacao termica, esta tecnica pode ser limitada e irrealizavel em aplicacoes

onde o controle de potencia pode mudar mais rapido que o tempo requerido

pela pastilha de silıcio alcancar sua temperatura em estado estacionario.

Outras tecnicas de MC tambem vem sendo estudadas, um aumento na

tensao de gate para oemissor (V GEth) foi observado por Patil et al. (2009)

durante testes de stress nos componentes IGBT. O resultado mostrou que o

valor de (V GEth) aumentou de zero para 11% no total de oito amostragens.

A capacitancia do gate para o emissor tambem foi investigada no que se diz

respeito a tensao de gate, e o resultado suportou a hipotese que a presenca de

3.4. MONITORAMENTO DE CONDIÇÕES EM MÓDULOS DE POTÊNCIA 31

eletrons presos no oxido do gate foi a causa do aumento de (V GEth) depois

do envelhecimento termico. Tecnicas baseadas no tempo de chaveamento uti-

lizando mudancas nas formas de onda de V CE, V GE, ICE e IGE durante

o chaveamento dos IGBTS foram desenvolvidas por Tounsi et al. (2010) e

Zhou et al. (2013). Resultados representativos foram obtidos em Zhou et al.

(2013), onde a diferenca entre duas formas de onda foram observadas visu-

almente sendo o aumento da taxa de V GE de um componente degradado

maior que a de um componente saudavel. A tabela 3.2, traz um comparativo

entre as tecnicas de MC existentes para modulos de potencia IGBT.

Tabela 3.2: Comparativo entre as tecnicas de MC(Oh et al.; 2015)

Parametro Pros Contras

V CEon Util para detectar degrada-cao nos fios de ligacao ou napastilha

Dificuldade de detectar alte-racoes durante chaveamentorapido.

V GEth Util para detectar falhas nogate

Interrupcao na operacaonormal. Requer sinaisexternos ao gate

tl ou td Pode previnir falhas catas-troficas nos fios de ligacaoe gate. Detecta falha delatch-up

Detecta apenas falhas imi-nentes. Pode falhar quandoexiste mutiplos mecanismosde falha

Rth Efetivo para detectar degra-dacao nas juncoes de solda

Requer modelagem eletro-termica e modelagem ter-momecanica.

Sensores Detecta falha nos fios de li-gacao sem interferir na ope-racao do IGBT

Requer modificacao do cir-cuito original do IGBT.

O estagio atual das tecnicas de MC necessita de melhorias significativas

para garantir a aplicabilidade para varios ambientes em campo real, e entao

serem utilizadas na rotina pratica industrial (Oh et al.; 2015). Alem disso,

todos os estudos relatados foram realizados sob condicoes experimentais con-

trolaveis e podem nao ser realizaveis em condicoes de operacao real.

3.5. PROGNÓSTICOS E MODELOS DE ESTIMAÇÃO DE VIDA ÚTIL EM MÓDULOS DEPOTÊNCIA 32

3.5 Prognosticos e Modelos de Estimacao de

Vida Util em Modulos de Potencia

Prognosticos e uma disciplina da engenharia para predizer a condicao de

saude em algum ponto no futuro e estimar a vida util remanescente (VUR)

sob atuais condicoes de uso . Atualmente, modelos de estimacao de vida util

sao utilizados para prever o tempo de vida dos fios de ligacao e conexao de

solda sob condicoes de cargas cıclicas (Oh et al.; 2015). Modelos de predi-

cao de vida util sao sobretudo desenvolvidos considerando falhas por desgaste

gerado por fontes de estresse bem como temperatura, tensao, corrente, vibra-

cao, humidade e radiacao termica (Choi et al.; 2015). Estes modelos podem

ser classificados em fısicos ou empıricos.

3.5.1 Modelos Fısicos de Predicao de Vida Util

Modelos fısicos de tempo de vida nao requerem o conhecimento do numero

e amplitude dos ciclos termicos, porem, os mecanismos de falha devem ser

conhecidos (Kovacevic et al.; 2010).

Modelo de vida util das juncoes de solda

Os modelos fısicos de estimacao de tempo de vida das juncoes de solda

podem ser baseados em : estresse, tensao, energia e dano. Dentre eles, os

modelos baseados em energia sao os mais convenientes e produzem resultados

mais precisos (Choi et al.; 2015). Um modelo de fadiga baseado na energia

total da deformacao foi proposto por Akay et al. (2007), e e exibido na

equacao 3.1.

Nf = (δWtotal

W0

)1/k

(3.1)

onde Nf e o ciclo medio para a falha, Wtotal e a energia total de deforma-

cao. Ja W0 = 0.1573 e k = −0.6342 sao os coeficientes de fadiga, extraıdos

atraves de resultados experimentais nas juncoes de solda.


Modelo de vida util dos fios de ligacao

O modelo fısico mais comum de vida util dos fios de ligacao e o modelo

de fadiga baseado na deformacao plastica.Este modelo foi desenvolvido con-

siderando que os fios de ligacao estao sob o regime de deformacao plastica

devido ao larga diferenca termo mecanica entre Si e Al (Yang et al.; 2013).

Ele e baseado na relacao de Coffin-Manson que define a relacao de potencia

entre o numero de ciclos para a falha Nf e a deformacao plastica induzida

por ciclo (εpl). Este modelo e representado atraves da equacao 3.2.

Nf = C1.(εpl)−C2 (3.2)

As constantes C1 e C2 podem ser obtidas atraves de experimentos de

estresse ou multiplas regressoes lineares de resultados baseado em elementos

finitos.

3.5.2 Modelos Empıricos de Predicao de Vida Util

A vida util de um modulo de potencia pode ser prevista analiticamente

utilizando a regra de Miner para acumulo de dano. Esta aproximacao estima

o tempo de vida de um dispositivo em termo do numero de ciclos ate a falha

Nf , considerando fatores variaveis como temperatura, frequencia e corrente

nos fios de ligacao.

Modelo de Coffin-Manson-Arrhenius

Este modelo e baseado no modelo simples de Coffin-Manson e leva em

conta a temperatura media (Tm) e a variacao ∆Tj. Este modelo pode ser

expresso atraves da equacao 3.3.

Nf = α.(∆Tj)−n.e(Ea/k.Tm) (3.3)

onde k e a constante de Boltzmann e Ea o parametro de ativacao de

energia, que pode ser determinado experimentalmente.


Modelo de Bayerer

Bayerer et al. (2008) propuseram o modelo mais compreensıvel analitica-

mente. Este modelo considera as caracterısticas do modulo e variacoes em

diferentes parametros de ciclagem de potencia.

Nf = A.(∆Tj)β1 .eβ2/(Tj,min+273K).tβ3on.I

β4 .V β5 .Dβ6(3.4)

onde ∆Tj e a flutuacao da temperatura de juncao, Tj,min a temperatura

mınima de juncao, ton o tempo de aquecimento da ciclagem termica, V a

tensao de bloqueio, D o diametro do fio de ligacao, I e a corrente por fio, A, β1,

β2, β3, β4, β5 e β6 sao parametros ajustaveis do modelo. Todos os parametros

para modulos com capacidade de bloqueio igual a 1200V estao sumarizados na

tabela 3.3. O modelo de Bayerer e valido apenas para substratos compostos

de Al2O3 e outros modelos devem ser adotados para modulos de tracao em

alta potencia que sao construıdos dos materiais AlN e AlSiC (Lutz et al.;

2011).

Tabela 3.3: Parametros fixos da equacao de Bayerer.Parametro Unidade

A 9.34e14β1 4.416β2 1285β3 −0.463β4 −0.761β5 −0.5β6 −0.5V 1700D 75µm

Modelo para Modulos de Tracao em Alta Potencia

Com a evolucao dos modulos de potencia aplicados em tracao de alta

potencia, a fabricante ABB publicou um manual com modelos de fadiga de

solda e fios de ligacao mais sofisticados (ABB; 2014). Neste manual, contem

curvas individuais de tempo de vida para cada juncao crıtica do modulo, onde


cada uma falha devido a diferentes mecanismos e sao descritas por diferentes

modelos de tempo de vida.

A confiabilidade do modulo e definida pelo tempo de vida B10, que e

descrito como o numero de ciclos onde 10% da populacao dos modulos falham

(Bertsche; 2001). As curvas de tempo de vida B10 sao geradas utilizando

modelos de tempo de vida e perfis de temperatura. Para cada juncao crıtica

(figura 3.3), varias curvas de tempo de vida B10 sao calculadas e plotadas para

diferentes perıodos de ciclagem (tcycle), temperaturas absolutas de juncao e

encapsulamento(Tj ou Tc).

O tempo de vida B10 das juncoes de solda conectando o substrato e a

placa de base para diferentes perıodos de ciclagem (tcycle) e temperatura de

encapsulamento (Tc) pode ser calculado atraves dos graficos exibido na figura

3.7.

Figura 3.7: Curvas de tempo de vida B10 para a juncao de solda da placa debase (a) tcycle 10s. (b) tcycle 30s (c) tcycle 120s (b) tcycle 24h.

ABB (2014)

Ja o tempo de vida das juncoes de solda conectando a pastilha de silıcio

e o substrato e avaliado de forma diferente. Os graficos da figura 3.8 exibem

as curvas de tempo de vida B10 para diferentes tempos de ciclagem (tcycle) e

3.6. ANÁLISE DE VIDA ÚTIL EM MÓDULOS DE POTÊNCIA 36

temperatura de juncao (Tj).

Figura 3.8: Curvas de tempo de vida B10 para a juncao de solda da pastilhade silıcio (a) tcycle 10s. (b) tcycle 30s (c) tcycle 120s (d) tcycle 24h.

ABB (2014)

O tempo de vida dos fios de ligacao para varios perfis de temperatura e

exibido na figura 3.9 (a). O grafico mostra curvas de tempo de vida para

diferentes temperaturas maximas de juncao (Tj,max). Com o intuito de me-

lhorar a performance de tempo de vida nos fios de ligacao, a nova geracao dos

modulos HiPak sofreram alteracoes na sua camada de epoxy (ABB; 2014).

As curvas de tempo de vida para os novos modulos sao exibidas no grafico

da figura 3.9(b).

3.6 Analise de Vida Util em Modulos de Po-

tencia

A metodologia da analise de vida util em modulos de potencia e represen-

tada no diagrama da figura 3.10. Primeiramente e realizada a modelagem do

conversor e do perfil de carga em estudo. Modelos termicos sao desenvolvi-

dos com o objetivo de estimar a temperatura na juncao e no encapsulamento


Figura 3.9: Curvas de tempo de vida B10 para os fios de ligacao (a) HiPak.(b) HiPak nova geracao.

ABB (2014)

do modulo IGBT. Algoritmos de contagem de ciclo sao implementados para

identificar a ciclagem termica no modulo para um determinado perfil de carga.

Baseado na fısica da falha, sao gerados modelos de predicao de vida util e a

partir deles e possıvel realizar o estudo de analise de vida util em modulos

de potencia.

Figura 3.10: Metodologia da analise de vida util em modulos de potencia.Wang et al. (2013)


3.6.1 Modelagem do Sistema

Sobre a modelagem do sistema, o conversor, a carga, as malhas termicas

e de controle foram implementadas no software PLECS. Para modelagem da

carga, sao considerados os circuitos equivalentes coerentes a cada aplicacao,

podendo ser a rede eletrica ou um motor de inducao. Para se aplicar os

perfis de carga em estudo, e utilizado um PI linear no controle de corrente

do conversor (Kazmierkowski and Malesani; 1998). Uma vez obtidas as tem-

peraturas de juncao e encapsulamento dos modulos de potencia e utilizado

o software Matlab, onde aplicando algoritmos de deteccao de ciclo, modelos

de predicao de vida util e de acumulo de danos, sao realizados os estudos de

vida util dos modulos.

3.6.2 Modelagem das Perdas em Modulos de Potencia

Para calcular as perdas totais de potencia de um modulo, as perdas de

chaveamento e conducao dos IGBTs e diodos devem ser estimadas. Esta

modelagem pode ser realizada por diferentes aproximacoes, porem, por sim-

plificacao, a modelagem das perdas de potencia e obtida atraves de tabelas

look − up que o fabricante prove em seus datasheets , e e facilmente inserida

no software PLECS.

Perdas de Chaveamento

O comportamento das perdas de energia durante o chaveamento e mo-

delado por tabelas look − up no PLECS. O modelo e uma matriz de quatro

dimensoes, onde os dados de entrada sao: tensao de bloqueio, corrente e

temperatura de juncao. O dado de saıda e a perda de energia. A figura

3.11(a), ilustra a tabela look − up das perdas de chaveamento, durante o li-

gamento do IGBT e a figura 3.11(b) ilustra a tabela look − up das perdas de

chaveamento, durante o desligamento do IGBT.

Alem disso, os diodos dos modulos tambem contribuem para as perdas

de potencia totais, desta maneira elas tambem sao modeladas. Desde que

as perdas durante a entrada em conducao sao muito baixas, os datasheets


Figura 3.11: Perdas de chaveamento IGBT do modulo FF200R33KF2C(a)Ligamento (b) Desligamento

provem apenas as perdas de energia durante a recuperacao reversa. A figura

3.12, ilustra a tabela look − up das perdas de recuperacao reversa dos diodos

do modulo FF200R33KF2C da fabricante Infineon.

Figura 3.12: Perdas de chaveamento Diodo do modulo FF200R33KF2C

Perdas de Conducao

Similarmente, o mesmo procedimento e adotado para se modelar as perdas

de conducao dos modulos de potencia. As perdas de conducao dos IGBTs e

representada atraves de uma matriz bidimensional, onde os dados de entrada

sao: temperatura de juncao e corrente de conducao. O dado de saıda e

a queda de tensao direta. A figura 3.13(a) ilustra a tabela look − up das


perdas de conducao dos IGBTs e a figura 3.13(b) ilustra a tabela look − up

das perdas de conducao dos diodos do modulo FF200R33KF2C da fabricante

Infineon.

Figura 3.13: Perdas de conducao direta do FF200R33KF2C (a)IGBT (b)Diodo

3.6.3 Modelagem Eletro-Termica dos Modulos de Po-

tencia IGBT

Como exibido na figura 3.14, nos modulos de potencia que contem placa

de base, o substrato e soldado na placa de base que e montada no dissipa-

dor utilizando pasta termica. Estes tipos de modulos apresentam uma alta

resistencia da pastilha pro dissipador, bastante robustez e capacidade de ci-

clagem termica reduzida se comparado a modulos que nao contem placa de

base (Wintrich et al.; 2011). Mesmo com uma menor capacidade de ciclagem

termica, os modulos selecionados neste trabalho contem placa de base.

Conducao de Calor nos Modulos

A potencia total dissipada em conjunto com a impedancia termica transi-

ente (Zth) sao responsaveis pela elevacao da temperatura atraves das varias

camadas que compoem o modulo de potencia IGBT. A impedancia termica

total de um modulo de potencia, da juncao para o ambiente, pode ser mode-

lada atraves da figura 3.15 (Wintrich et al.; 2011).


Figura 3.14: Estrutura convencional de um modulo de potencia com placade base.

Reigoza (2014)

A impedancia Zth(j−c) representa o calor dissipado entre a juncao da pas-

tilha IGBT e o encapsulamento do modulo. Ja Zth(c−h) o calor dissipado

entre o encapsulamento e o dissipador, e Zth(h−a) o calor dissipado para o

ambiente.

Figura 3.15: Modelo termico dinamico de modulos de potencia.Reigoza (2014)

A temperatura do encapsulamento do modulo em estado estacionario e

calculado para uma dissipacao de potencia constante total.

Tc = Ta + (Rth(h−a) +Rth(c−h)).Pdiss,tot (3.5)

Ja a temperatura da juncao do IGBT em estado estacionario e obtida


levando em conta as perdas de potencia do IGBT.

Tj(IGBT ) = Tc + (Rth(j−c)).Pdiss,IGBT (3.6)

Redes Termicas Equivalentes

A impedancia termica usualmente, e representada por uma resistencia

termica Rth e a capacitancia termica Cth em cascata, como um rede termica

RC, que modela o comportamento termico de um material (Marz and Nance;

2012). Tais redes RC podem ser modeladas de duas maneiras diferentes:

• Modelo de Cauer: e baseado na geometria e propriedade dos materias

das camadas do modulo, dando sentido fısico a cada modulo RC. O

numero de modulos RC e definido pelo numero de camadas dentro do

IGBT conforme exibido na figura 3.16 (Marz and Nance; 2012).

Figura 3.16: Modelo termico de Cauer.

• Modelo de Foster: normalmente os parametros sao providos nos datasheets .

No entanto, o modelo e uma aproximacao matematica de uma impedan-

cia termica equivalente Zth e nao demonstra qualquer comportamento

fısico. A formula analıtica que relaciona a impedancia termica com a

resistencia termica pode ser descrita como (Marz and Nance; 2012):

Zth(j−c)(t) =n∑i

Ri(1 − e−ττi ) ; τi = Ri.Ci (3.7)

Desta maneira, o modelo termico do modulo de potencia, da juncao

para o encapsulamento e modelado conforme exibido na figura 3.17.


Figura 3.17: Modelo termico de Foster.

3.6.4 Algoritmos de Contagem de Ciclos

Em muitos projetos de confiabilidade e modelos baseados em gerencia-

mento de vida util voltados para aplicacoes onde os perfis de carga sao varia-

veis e imprevisıveis, e desejavel ter metodos de contagem de ciclos eficientes

para identificar ciclos completos e medios equivalentes de perfis de carga ir-

regulares. Contadores de ciclo, como o metodo rainflow , sao utilizados para

caracterizar historicos irregulares de carga por perıodos de tempo (Downing

and Socie; 1982).

Tipicamente, o algoritmo rainflow e utilizado para extrair ciclos de um

historico de carga, que pode ser obtido de medidas ou simulacao. Conforme

e possıvel observar na figura 3.18, o algoritmo detecta os pontos de maximo e

mınimo de cada ciclo e calcula o valor medio e a diferenca. Os algoritmos de

contagem de ciclos rainflow tradicionais permitem a deteccao da flutuacao

(∆Tj) de temperatura e da temperatura media (Tmed) em cada ciclo termico.

Entretanto, devido aos modelos de estimacao de vida util utilizados neste

trabalho, foi necessario realizar uma adaptacao para que estes algoritmos

pudessem identificar tambem o tempo de duracao de cada ciclo.

3.6.5 Caracterizacao da Ciclagem Termica

A ciclagem termica em aplicacoes ferroviarias tem sido extensivamente

estudada pelos programas LESIT (1994-1996) e RASPSDRA (1996-1998).

Estas pesquisas levaram a uma definicao de metodos de predicao de ciclagem

de potencia e de vida util. Para trens com um ciclo de carga conhecido, uma

possıvel aproximacao e considerar o ciclo de carga total em uma dada linha de

servico, assumindo condicoes de maxima carga (Guyennet and Piton; 2010).


Figura 3.18: Implementacao do algoritmo Rainflow.Musallan and Johnson (2012)

Este metodo foca em uma condicao de operacao conhecida do conversor em

um perıodo muito curto, e entao os perfis de longo perıodo sao gerados sim-

plesmente repetindo os perıodos de curto termo. Todavia, esta aproximacao

pode causar um desvio significante da realidade em aplicacoes com perfis

de carga mais complexos (Ma et al.; 2015). Por exemplo, em aplicacoes de

conversao de energia solar e eolica, a ciclagem termica dos dispositivos de

potencia nao repetem periodicamente devido a variacoes aleatorias nos perfis

de vento e irradiancia.

Em aplicacoes de energia eolica, a correta caracterizacao do perfil de cicla-

gem termica e um ponto muito crıtico. Primeiramente devido aos diferentes

fatores que influenciam diretamente na ciclagem termica dos dispositivos,

tais como a velocidade do vento, as variacoes no ambiente, comportamento

das partes mecanicas e eletricas do sistema e condicoes da rede. Estas con-

dicoes podem envolver modelos multidisciplinares com constantes de tempo

diferentes, propiciando uma certa dificuldade de validar estes modelos em


conjunto no mesmo passo de tempo. Ademais, a necessidade de realizar uma

analise de longo perıodo, 1 ano por exemplo, uma larga quantidade de da-

dos e necessaria, o que e difıcil de utilizar considerando muitos detalhes do

sistema. Considerando estas dificuldades, Ma et al. (2015) caracterizaram

a ciclagem termica nos dispositivos em tres diferentes constantes de tempo:

perıodo longo, perıodo medio e perıodo curto, conforme indicado na figura

3.19. Pode-se perceber que em cada constante de tempo considera-se um

diferente fator que infuencia no comportamento de ciclagem. O principal

objetivo de se dividir o perfil de ciclagem termica, e poder simular perıodos

mais longos com uma maior constante de tempo.

Figura 3.19: Ciclagem termica de dispositivos de potencia em um conversorde energia eolico, com tres diferentes constantes de tempo.

Ma et al. (2015)

3.6.6 Estimacao de Consumo de Vida Util

Uma vez que sao identificados a flutuacao de temperatura, a temperatura

media e a duracao de cada ciclo, e possıvel utilizar modelos para estimar o

numero de ciclos onde 10% da populacao dos modulos falham. Nos estudos

de caso realizados nesta dissertacao, sao utilizados os modelos para modulos

de tracao em alta potencia, (3.5.2) e o modelo de Bayerer 3.5.2.

Conhecendo o numero de ciclos ate a falha, a regra linear de acumulo

de dano Palmgren-Miner, exibida na equacao 3.8, pode ser utilizada para

estimar o consumo de vida util de um produto em um determinado perıodo

de tempo (Musallan et al.; 2015).

3.7. TÉCNICAS DE MELHORIA DE VIDA ÚTIL EM INVERSORES ELETRÔNICOS DEPOTÊNCIA 46

∑i

niNi

= 1 (3.8)

onde ni e o numero de ciclos de temperatura em que o modulo foi subme-

tido. Ni o numero de ciclos ate a falha para o mesmo tipo de ciclo e estresse

considerado em ni.

3.7 Tecnicas de Melhoria de Vida Util em In-

versores Eletronicos de Potencia

3.7.1 Gerenciamento de Degradacao Termica no In-

versor ANPC Tolerante a Falhas

Baseado na capacidade de reconfiguracao flexıvel e reversıvel do inversor

ANPC tolerante a falhas, modelos de predicao de vida util e na regra linear

de acumulo de dano Palmgren-Miner, e proposta uma estrategia de geren-

ciamento de degradacao termica (Ferreira et al.; 2015). E desenvolvido um

cronograma de trabalho onde o conversor modifica sua configuracao e modo

de operacao periodicamente, com o objetivo de balancear o dano acumulado

entre todas as suas chaves. As configuracoes adotadas durante o gerencia-

mento podem ser visualizadas atraves da tabela 3.4.

Tabela 3.4: Configuracoes Adotadas Durante o Gerenciamento de Degrada-cao Termica

Ferreira et al. (2015)Configuracao Chaves de fase Chaves de grampo Chaves em espera

C1 Q1x,Q2x,Q3x,Q4x Q5xB,Q6xT , Q5xT ,Q6xB

C2 Q5xB,Q5xT ,Q6xB,Q6xT Q2x,Q3x, Q1x,Q4x

C3 Q1x,Q2x,Q3x,Q4x D5xB,D6xT Q5xB,Q6xT , Q5xT ,Q6xB

C4 Q5xB,Q6xT , Q5xT ,Q6xB D2x,D3x Q1x,Q2x,Q3x,Q4x

Para demonstrar o efeito da degradacao termica no tempo de vida util

nos modulos de potencia de um conversor, toda a metodologia foi imple-

mentada, considerando o modelo de um motor de inducao (150kW,690V),


modulos de potencia FFR150R17KE4 da fabricante infineon, e um perfil

de carga definido. As temperaturas de juncao nas chaves dos dois bracos que

compoem uma fase do conversor, considerando os modos de funcionamento

NPC e ANPC, sao exibidas na figura 3.20. Como pode ser observado, a dis-

tribuicao de temperatura e diferente entre os dois modos de operacao. No

modo ANPC os IGBTs de grampo (Q5xB,Q6xT ) sao utilizados, realizando o

equilibrio termico entre as chaves de fase do conversor, reduzindo o estresse

termico maximo.

Figura 3.20: Perfil de temperatura (a) Conversor em modo NPC. (b) Con-versor em modo ANPC

Ferreira et al. (2015)

Conforme demonstra na tabela 3.5, aplicando cada configuracao pelo

mesmo intervalo de tempo (3 meses), na media, obtem-se um dano anual

acumulado perfeitamente distribuıdo considerando todas as chaves externas

(Q1x,Q2x = Q5xT ,Q6xB) e chaves internas (Q2x,Q3x = Q5xB,Q6xT ). Entre-

tanto, existe uma pequena diferenca comparando o dano entre as chaves

externas e internas do conversor (Q1x,Q2x > Q2x,Q3x). Para eliminar tais

discrepancias, e desenvolvido um sistema de equacoes (equacao 3.9) para cal-

cular o intervalo de tempo (τx, x = 1,2,3,4), para cada configuracao (C1 a

C4) com o objetivo de alcancar o balanceamento perfeito do dano acumu-

lado entre todas as chaves (Ferreira et al.; 2015). Por simplificacao e possıvel

assumir que os intervalos de tempo τ1 = τ2 (modo ANPC) e τ3 = τ4 (modo

NPC). Como resultado, τ1 e calculado para as configuracoes C1 e C2 e τ3

para as configuracoes C3 e C4, obtendo-se o sistema de equacoes simplificado


3.10. Da e a media da soma de todo o dano acumulado em todas as chaves

consideradas nas equacoes.

Tabela 3.5: Dano AcumuladoFerreira et al. (2015)

Chaves 1 trimestre 2 trimestre 3 trimestre 4 trimestre AnualQ1x,Q4x 1.05e− 04 6.93e− 08 1.55e− 04 6.9e− 08 0.00078Q2x,Q3x 1.05e− 04 2.57e− 08 4.95e− 04 6.9e− 08 0.00054Q5xT ,Q6xB 6.93e− 08 1.05e− 04 6.9e− 08 1.55e− 04 0.00078Q5xB,Q6xT 2.57e− 08 1.05e− 04 1.55e− 04 4.95e− 04 0.00054

Q1,4C1.τ1 +Q1,4C2.τ2 +Q1,4C3.τ3 +Q1,4C4.τ4 = Da

Q2,3C1.τ1 +Q2,3C2.τ2 +Q2,3C3.τ3 +Q2,3C4.τ4 = Da

Q5T,6BC1.τ1 +Q5T,6BC2.τ2 +Q5T,6BC3.τ3 +Q5T,6BC4.τ4 = Da

Q5B,6TC1.τ1 +Q5B,6TC2.τ2 +Q5B,6TC3.τ3 +Q5B,6TC4.τ4 = Da

(3.9)

Q1,4C1−2.τ1 +Q1,4C3−4.τ3 = Da

Q2,3C1−2.τ1 +Q2,3C3−4.τ3 = Da

(3.10)

Aplicando os tempos de trabalho durante um trimestre, o conversor ope-

rou 80% do tempo alternando entre as configuracoes C1 e C2 (modo ANPC)

e 20%do tempo alternando entre C3 e C4 (modo NPC). Ao fim de um ano,

o dano total em todas as chaves dos dois bracos que compoem uma fase do

conversor foi perfeitamente distribuıdo, como pode ser observado na figura

3.21. A tabela 3.6 exibe a comparacao entre os inversores NPC, ANPC e

ANPC tolerante a falhas. O inversor ANPC tolerante a falhas se destaca,

mostrando um significante aumento de tempo de vida, se comparado as ou-

tras topologias.

3.7.2 Sobredimensionamento dos Modulos de Potencia

Para garantir durabilidade, o dimensionamento dos modulos de potencia

de um conversor para aplicacoes de ciclagem termica crıtica e realizado de


Figura 3.21: Dano acumulado ao fim de um ano.Ferreira et al. (2015)

Tabela 3.6: Comparacao entre topologias para um perfil de carga definido.Ferreira et al. (2015)

Topologia Dano anual acumulado Relacao de vida util (pu)NPC 0.0019 1.0

ANPC 0.0012 1.55ANPC-TF 0.00065 2.80

tal forma que sua temperatura absoluta nao exceda 125C e a ciclagem ter-

mica nao ultrapasse 40C (Guyennet and Piton; 2010). Para garantir estes

limites e necessario sobredimensionar o sistema, ou seja, utilizar modulos de

potencia com maior capacidade de conducao de corrente. A figura 3.22 exibe

a diferenca da dinamica de temperatura para um mesmo sistema utilizando

modulos de 150A (3.22(a)) e 600A (3.22(b)).

Conforme observado, a temperatura absoluta e cıclica diminui considera-

velmente, e conforme os modelos de predicao descritos na secao 3.5, isto in-

fluencia diretamente na vida util dos modulos. A tabela 3.7 exibe a diferenca

de vida util quando se utiliza o sobredimensionamento entre os modulos.

Com o sobredimensionamento, o tempo de vida util se torna infinito te-

oricamente, ou seja, a degradacao por ciclagem termica deixa de ser uma

preocupacao no tempo de vida do conversor. Em aplicacoes que trabalham

na borda da tecnologia, para sobredimensionar o sistema e necessario optar

3.8. CONCLUSÕES 50

Figura 3.22: Perfil de temperatura (a) Modulos 150A. (b) Modulos 600A

Tabela 3.7: Diferenca de vida util com o sobredimensionamento.Topologia Vida Util (Anos)

2-nıveis (150A) 1.452-nıveis (600A) 12000

por paralelismo entre os modulos, comprometendo o preco e a confiabilidade

do sistema. O uso do sobredimensionamento em diferentes aplicacoes sera

discutido no capıtulo seguinte.

3.8 Conclusoes

Nesta secao e discutida a confiabilidade em conversores eletronicos de

potencia e suas limitacoes. E apontada a mudanca de paradigma nas pes-

quisas de confiabilidade, onde utilizando abordagens fısicas e possıvel obter

melhorias e nao apenas numeros analıticos. Sao descritos tambem todos os

modos de falhas de curto circuito e em circuito aberto dos modulos de po-

tencia IGBT. Um metodo de diagnostico de falhas por circuito aberto em

IGBT para conversores NPC e ANPC e discutido e o mesmo e estendido ao

conversor FT-ANPC. Tecnicas de monitoramento de condicoes em modulos

de potencia foram discutidos e foi concluıdo que para garantir suas aplicabi-

lidades em campo real, elas necessitam de melhoras significativas. Modelos

fısicos e empıricos de estimacao de vida util para modulos comuns e de tracao

em alta potencia, foram tambem descritos. A metodologia de analise de vida

3.8. CONCLUSÕES 51

util utilizada nos estudos desta dissertacao tambem foi parte deste capıtulo,

onde foi detalhado: a modelagem do sistema, o calculo das perdas, a modela-

gem eletro-termica dos modulos de potencia, algoritmos de contagem de ciclo

e de predicao de vida util. Foram demonstradas tecnicas de aumento de vida

util em inversores eletronicos de potencia. O metodo de gerenciamento de

degradacao termica no inversor FT-ANPC, provou que sua vida util pode ser

aumentada consideravelmente atraves do equilıbrio perfeito das perdas entre

todas as chaves do conversor. A tecnica de sobredimensionamento provou

que a degradacao por ciclagem termica pode deixar de ser uma preocupacao

mesmo em aplicacoes de missao crıtica.

Capıtulo 4

Estudos de Caso

Neste capıtulo sao realizados estudos de caso, nos quais objetivo e analisar

a vida util dos modulos de potencia e a confiabilidade em inversores de dois

e tres nıveis. Para tal sao utilizadas tecnicas descritas na secao anterior.

Para os estudos foram escolhidas aplicacoes com diferentes perfis de ciclagem

termica e nıveis de potencia, incluindo: geracao de energia solar, sistemas de

metro, sistemas de guindastes em mina de ouro e turbina eolica offshore.

52

Conteudo

4.1 Estudo de Caso 1: Usina Solar . . . . . . . . . . . . . . . . . . 53

4.1.1 Analise de medio e longo perıodo . . . . . . . . . . . . 55

4.1.2 Analise de curto perıodo . . . . . . . . . . . . . . . . . 60

4.1.3 Estimacao de vida util dos modulos de potencia . . . . 61

4.2 Estudo de Caso 2: Sistemas de Metro . . . . . . . . . . . . . . 62

4.3 Estudo de Caso 3: Guindaste de Minerio . . . . . . . . . . . . 66

4.3.1 Descricao do sistema. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 67

4.3.2 Estudo de vida util dos modulos de potencia. . . . . . 68

4.4 Estudo de Caso 4: Turbina Eolica Offshore 5MW . . . . . . . 73

4.4.1 Descricao do Sistema . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 74

4.4.2 Analise de vida util dos modulos de potencia. . . . . . 75

4.5 Analise de confiabilidade referente as topologias e aplicacoes

estudadas . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 79

4.6 Conclusoes . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 82

4.1 Estudo de Caso 1: Usina Solar

Atualmente, vem sendo dedicada uma atencao especial a confiabilidade e

custo de manutencao de inversores Fotovoltaicos conectados a rede eletrica

(Wang et al.; 2013). O desafio e satisfazer os requisitos do ambicioso mercado

de geracao de energia Fotovoltaica e possibilitar um longo tempo de vida util

sob condicoes normais e crıticas (Wang et al.; 2014). Apesar dos inverso-

res representarem uma pequena porcentagem do custo inicial (10 − 20%),

eles sao um dos pontos mais fracos do sistema fotovoltaico, precisando se-

53

4.1. ESTUDO DE CASO 1: USINA SOLAR 54

rem substituıdos de tres a cinco vezes durante todo o tempo de vida util do

sistema(McMahon et al.; 2008), introduzindo um custo extra relevante. Na

usina fotovoltaica de Sao Lourenco da Mata, por exemplo, ocorreram suces-

sivas falhas nos inversores em um pequeno intervalo de tempo, deixando o

sistema inoperante e interropendo a geracao de energia. Durante a investiga-

cao das causas das falhas, percebeu-se que os inversores estavam submetidos a

altos nıveis de temperatura ambiente, devido a ma ventilacao dos containers

aliado ao forte calor do estado de Pernambuco. A figura 4.2 exibe a tempe-

ratura ambiente medida dentro do container ao longo do ano de 2015.

Figura 4.1: Foto da usina Fotovoltaica em Sao Lourenco da Mata (foto:EudesSantana.)

Para verificar o efeito das altas temperaturas no tempo de vida do in-

versor, e realizado um estudo detalhado considerando o perıodo de um ano.

Conforme discutido na secao 3.6.5, a caracterizacao da ciclagem termica em

aplicacoes de geracao de energia solar e bastante crıtica. Baseado em Ma

et al. (2015), propoe-se uma caracterizacao da ciclagem termica nos modu-

los para sistemas de geracao de energia solar. Entretanto, neste caso, nao e


Figura 4.2: Temperatura ambiente no container ao longo do ano de 2015.

possıvel realizar a analise de perıodo medio separadamente, devido a impre-

visibilidade da variacao das nuvens. Desta maneira, opta-se por realizar uma

analise que abrange os efeitos de medio e longo perıodo.

4.1.1 Analise de medio e longo perıodo

Devido a disponibilidade de dados retirados da planta real, e possıvel

realizar uma analise de longo perıodo que abrange tambem o efeito da va-

riacao das nuvens dentro do perıodo de um ano. Os perfis de corrente no

inversor em um dia no mes de janeiro e ao longo do ano de 2015, com a

janela de amostragem igual a 2 segundos, sao exibidos nas figuras 4.3 e 4.4,

respectivamente.

Os inversores de dois nıveis utilizados na usina foram construıdos uti-

lizando paralelismo entre dois modulos IGBT 2MBI400U4H-120 (400A) da

fabricante Toshiba. Outros parametros, incluindo o filtro, sao exibidos na

tabela 4.1.

Considerando o perfil de corrente exibido na figura 4.4, neste estudo, sao

considerados modulos de 200A (2MBI200U4H-120), 400A (2MBI400U4H-

120) e 400A (2MBI400U4H-120) em paralelo, acoplados em dissipadores P16

da fabricante Semikron, refrigerados a ar. Para acelerar o processo de simu-


Figura 4.3: Perfil de corrente (rms) no inversor durante um dia do mes deJaneiro.

Figura 4.4: Perfil de corrente (rms) no inversor durante o ano de 2015.

Tabela 4.1: Parametros do conversor e filtro.Parametro Unidade

Tensao Barramento 600VTensao Saıda 360V

Frequencia Nominal 60HzFrequencia Chaveamento 6kHz

L 0.81mHC 15.5uF

Rd 1Ω

lacao devido a quantidade de dados utilizados durante o perıodo de um ano,

o PLECS e utilizado apenas para gerar tabelas lookup de tres dimensoes que


correlacionam a corrente em uma fase no conversor com as perdas em cada

IGBT, conforme exibido nas figuras 4.5 e 4.6.

Figura 4.5: Tabela lookup de tres dimensoes para as perdas em cada IGBT,considerando modulos de 200A.

Figura 4.6: Tabela lookup de tres dimensoes para as perdas em cada IGBT,considerando modulos de 400A.

Utilizando a ferramenta Matlab-Simulink e realizada a modelagem eletro-

termica do modulo de potencia (sessao 3.6.3), que em conjunto com a tabela

lookup, o perfil de corrente medido no conversor e a variacao da temperatura

ambiente, possibilita estimar a temperatura de juncao dos IGBTs e diodos

dos modulos durante todo o ano de funcionamento do conversor. As figuras

4.7 , 4.8 e 4.9 exibem as temperaturas de juncao dos diodos e IGBTs do


conversor, utilizando modulos de 200A, 400A e 400A em paralelo respectiva-

mente.

Figura 4.7: Perfil de temperatura nos IGBTs e Diodos, utilizando modulosde 200A.

Figura 4.8: Perfil de temperatura nos IGBTs e Diodos, utilizando modulosde 400A.

Uma vez identificados os perfis de temperatura durante o ano, e possıvel

utilizar o algoritmo de contagem de ciclos rainflow modificado descrito na

secao 3.6.4 para identificar a temperatura media, flutuacao de temperatura

e duracao de cada ciclo termico. As figuras 4.10 e 4.11 e 4.12 exibem um

grafico tridimensional que relaciona a quantidade de ciclos e seus respectivos


Figura 4.9: Perfil de temperatura nos IGBTs e Diodos, utilizando modulosde 400A em paralelo.

valores medios e de flutuacao das temperaturas de juncao de cada IGBT no

conversor, utilizando modulos de 200A, 400A e 400A em paralelo respectiva-

mente.

Figura 4.10: Caracterizacao dos ciclos termicos nos IGBTs, utilizando mo-dulos de 200A.


Figura 4.11: Caracterizacao dos ciclos termicos nos IGBTs, utilizando mo-dulos de 400A.

Figura 4.12: Caracterizacao dos ciclos termicos nos IGBTs, utilizando mo-dulos de 400A em paralelo.

4.1.2 Analise de curto perıodo

Para estimar o tempo de vida do conversor influenciado pelos ciclos ter-

micos de curto perıodo (menor que 1s), um perfil com constante de tempo em

milisegundos deve ser estabelecido. Este grupo de comportamento termico e


comumente causado por rapidos disturbios eletricos do conversor bem como

alternancia da corrente de carga, chaveamento dos dispositivos de potencia

ou impactos das falhas na rede. A temperatura de juncao dos dispositivos

de potencia variam em uma amplitude relativamente pequena na frequencia

fundamental da saıda do conversor. Desta maneira, com a informacao do

valor da temperatura media e amplitude da ciclagem, os modelos de tempo

de vida util podem ser aplicados diretamente sem algoritmos de contagem de

ciclo (Ma et al.; 2015).

A amplitude da ciclagem da temperatura de juncao ∆Tj, causada pela

corrente de carga no conversor, pode ser resolvida analiticamente atraves da

equacao:

∆Tj = Pperdas.Zth.(3

8fo) + 2Pperdas.Zth.(

1

4fo) (4.1)

onde Pperdas e a perda no dispositivo de potencia, que pode ser extraıda da

figura 4.5; Zth a impedancia termica que pode ser encontrada no datasheet ;

fo a frequencia fundamental do conversor (60Hz), que tambem e a frequencia

da ciclagem termica de curto perıodo.

4.1.3 Estimacao de vida util dos modulos de potencia

Uma vez caracterizada as ciclagens de longo, medio e curto perıodo, e

possıvel utilizar o modelo de Bayerer (secao 3.5.2) e estimar o numero de ci-

clos ate a falha dos modulos de potencia.Com a regra de Palmgren-Miner, e

possıvel estimar o consumo de vida util dos modulos em um ano de operacao

da usina fotovoltaica. Foi verificado que para esta aplicacao as ciclagens de

medio e longo perıodo sao bem mais significativas, o que possibilita descon-

siderar a ciclagem de curto perıodo. A tabela 4.2 exibe a analise realizada

considerando os modulos de potencia com diferentes capacidades de condu-

cao de corrente. Alem disso, a tabela tambem traz uma comparacao de preco

entre as topologias considerando os diferentes modulos de potencia. Nesta

pesquisa foram considerados modulos de potencia, gate drivers e dissipadores.

4.2. ESTUDO DE CASO 2: SISTEMAS DE METRÔ 62

Tabela 4.2: Comparacao entre inversores com diferentes modulos de potencia.

Topologia Vida Util (Anos) Custo (pu)2 nıveis (200A) 2.52 1.002 nıveis (400A) 17.41 1.09

2 nıveis (2x400A) 54.09 2.18

4.2 Estudo de Caso 2: Sistemas de Metro

Aplicacoes de tracao e de veıculo eletrico sao crıticas em seguranca e

sensıveis em custo. Apesar do nıvel tecnologico alcancado, os modulos de

potencia IGBT utilizados em tracao ainda sao considerados como um elo

fraco. Nestas aplicacoes, fatores como vibracao e temperatura aceleram os

mecanismos de falha dos dispositivos de potencia (Rajashekara; 2013). A

figura 4.13, e a visao geral do sistema de tracao para metro da fabricante

ABB , onde o inversor e motor de tracao sao representados pelos numeros 2

e 5 respectivamente.

Figura 4.13: Visao geral do sistema de tracao para metro da ABB .ABB (2012)

A ciclagem termica em aplicacoes ferroviarias tem sido extensivamente

estudada pelos programas LESIT (1994-1996) e RASPSDRA (1996-1998).

Estas pesquisas levaram a uma definicao de metodos de predicao de ciclagem

de potencia e de vida util. O ponto inicial da predicao do tempo de vida

e determinar o ciclo da carga ou o perfil de missao do trem durante toda

sua vida. Para trens com um ciclo de carga conhecida, como sistemas de

metro, uma possıvel aproximacao e considerar o ciclo de carga total em uma

dada linha de servico, assumindo condicoes de maxima carga (Guyennet and


Piton; 2010). Desta maneira, neste estudo e adotado um perfil de missao

real e cada padrao de ciclo tem a duracao de 151 segundos sendo definido

por seis fases distintas: uma fase de aceleracao de 41 segundos, uma fase de

cruzeiro de 37 segundos na velocidade de 60km/h, uma fase de frenagem de

10 segundos, outra fase cruzeiro de 11 segundos na velocidade de 40km/h,

uma outra fase de frenagem de 22 segundos e a fase de pausa de 30 segundos

(Musallan et al.; 2015). O perfil de carga do metro em estudo e representado

pelos valores rms da corrente de fase, conforme ilustrado na figura 4.14.

Figura 4.14: Perfil de corrente do metro (rms).Musallan et al. (2015)

Como o sistema de metro e comumente projetado em baixa tensao e po-

tencia para o estudo de caso, e utilizado o modelo equivalente de um motor

de inducao trifasico de baixa tensao, seus parametros sao exibidos na tabela

4.3. Da mesma maneira, o estudo e realizado considerando conversores de 2

nıveis, tipicamente aplicados em sistemas de baixa tensao. O sobredimensi-

onamento dos modulos de potencia tambem e considerado e as figuras 4.15,

4.16 e 4.17 exibem as temperaturas nas juncoes dos IGBTs dos inversores

de 2 nıveis, utilizando os modulos FFR150R17KE4 (150A), FFR300R17KE4

(300A) e FFR600R17KE4 (600A) acoplados em dissipadores P16 da fabri-

cante Semikron, refrigerados a ar.


Tabela 4.3: Parametros do motor de inducao utilizado.Parametro Unidade

Potencia Nominal 150kWTensao Nominal 690V

Corrente Nominal 160AFrequencia Nominal 60Hz

Rs 0.0419ΩLs 0.0015HLm 0.1096HLr 0.0028HRr 0.0030Ω

Figura 4.15: Temperatura de juncao dos IGBTS, modulos de 150A.

A partir dos perfis de temperatura, e aplicado o algoritmo de contagem

de ciclos para extrair os dados de temperatura media (Tjm) e sua variacao

(∆Tj) de cada ciclo, conforme exibido na tabela 4.4. Neste tipo de aplica-

cao, a ciclagem termica de termo medio causada pela variacao de potencia

e tao expressiva que a ciclagem termica de termo curto tambem pode ser

desprezada.

Uma vez identificados os parametros de ciclagem, e possıvel utilizar o

modelo de Bayerer (secao 3.5.2) e estimar o numero de ciclos ate a falha dos




modulos de potencia. Com a regra de Palmgren-Miner, e possıvel estimar o

consumo de vida util em um um ano de operacao do metro. A tabela 4.8 exibe

a analise realizada para cada topologia considerando os modulos de potencia

4.3. ESTUDO DE CASO 3: GUINDASTE DE MINÉRIO 66

Tabela 4.4: Temperatura media e sua variacao, para ciclagem de medio termonos inversores de dois nıveis.

150A∆Tj 74.3 30.7 28.54

Tjm 79.05 76.42 73.42

Duracao 54.2s 19.45s 20.13s

300A∆Tj 54.28 22.17 20.59Tjm 70.71 69.18 67.12

Duracao 54.2s 19.45s 20.13s

600A∆Tj 4.37 3.38 13.12

Tjm 4.37 3.38 13.12

Duracao 54.2s 19.45s 20.13s

com diferentes capacidades de conducao de corrente. Alem disso a tabela

tambem traz uma comparacao de preco entre as topologias considerando os

diferentes modulos de potencia. Nesta pesquisa foram considerados modulos

de potencia, gate drivers e dissipadores.

Tabela 4.5: Comparacao entre inversores com diferentes modulos de potencia.

Topologia Vida Util (Anos) Custo (pu)2 nıveis (150A) 0.92 12 nıveis (300A) 4.81 1.092 nıveis (600A) 5727 1.14

4.3 Estudo de Caso 3: Guindaste de Minerio

O minerio de ouro pode ser encontrado em minas superficiais e profundas.

Na extracao do mineral em profundidade, o processo de mineracao e realizado

atraves de varios nıveis, onde o mineral e perfurado e transportado para o

seu primeiro estagio de trituracao. Em seguida ele e transportado para a

superfıcie, onde de acordo com as caracterısticas do corpo do minerio, existem

diretrizes que indicam o metodo adequado de transporte. Em jazidas de ouro

com mais de 500 metros de profundidade indica-se o uso de um guindaste

de minerio tracionado por um motor eletrico, como o metodo preferido de

transporte (Vergne; 2003).


Em acionamento de guindastes, o uso de maquinas c.c. em conjunto com

o uso do sistema Ward Leonard predominou por um longo tempo, devido a

sua superioridade em controle e custo (Wilkinson; 1961). Entretanto, desde

meados dos anos setenta, o uso de tiristores baseados na solucao de Leonard

comecou a prevalecer. Desta maneira, o acionamento do guindaste de minerio

em estudo, que foi construıdo no fim da decada de oitenta, foi concebido

com um motor c.c. de baixa tensao totalmente controlado. Naquela epoca,

sistemas em corrente alternada nao eram a melhor escolha devido aos altos

custos de operacao e baixa precisao de controle (Unal; 2011). Porem, o

desenvolvimento fez com que este sistema se tornasse mais confiavel, robusto

e de menor custo.

Seguindo as melhorias nessa linha de aplicacao, conversores em media

tensao ganharam mais e mais importancia devido a sua alta densidade de

potencia, excelente eficiencia e alta confiabilidade. Desta maneira, os sis-

temas de acionamento de frequencia variavel em media tensao em corrente

alternada passaram a oferecer vantagens significantes em uma gama de apli-

cacoes industriais como ventiladores, turbinas e muitos outros sistemas de

controle de processos com alta eficiencia e necessidade de economia de ener-

gia (Krug et al.; 2003).

Nesta secao e realizado um estudo de vida util dos modulos de potencia

em conversores de media tensao aplicados em um sistema real de guindaste

de minerio.

4.3.1 Descricao do sistema.

O sistema de elevacao do guindaste avaliado adota o formato exibido na

figura 4.18, e composto por dois skips que trafegam de forma alternada em

um poco de profundidade aproximada a 900 metros.

O guindaste de minerio foi instalado e designado a operar em uma ve-

locidade de 10m/s e uma carga util de 4,7 toneladas. O sistema eletrico,

por sua vez, era composto de um motor de corrente contınua de 1000kW

e um conversor tiristorizado. No inıcio dos anos 2000, um novo sistema de

acionamento foi designado para atender as novas necessidades de operacao,


Cabo de Içamento

Cabo de Abaixamento

SkipPoço

Acionamento

Polia Principal

"Boca de Poço"

Torre

Tambor do

Guincho

Figura 4.18: Sistema tıpico de elevacao do guindaste.

velocidade de 12m/s e uma carga util de 7,2 toneladas. Desta maneira, o

sistema eletrico, que permaneceu em corrente contınua, foi redimensionado

para 1400kW. A figura 4.19 exibe uma foto do layout eletrico do sistema de

guindaste instalado atualmente.

Diferentemente do sistema original, onde os dispositivos eletronicos de

potencia foram especificados para a aplicacao, esta atualizacao foi feita uti-

lizando produtos de prateleira. Por conseguinte, alem das manutencoes pre-

ventivas periodicas, um grande numero de ocorrencia de falhas e necessidade

de manutencao corretiva levaram a disponibilidade do sistema eletrico do

guindaste para aproximadamente 75%.

4.3.2 Estudo de vida util dos modulos de potencia.

O ciclo de carga medido no sistema apos a atualizacao do hardware e exi-

bido em verde na figura 4.20. Alem do perfil de corrente, a figura ainda exibe

variaveis importantes medidas pelo sistema de automacao. Ele demonstra o

comando e a velocidade medida, a posicao do skip e a pressao do sistema

hidraulico. O skip e acelerado atraves do eixo e o ciclo finaliza quando ele e

descarregado, totalizando 120 segundos.

O ciclo de carga fixo do sistema de guidaste possibilita que o estudo

seja feito conforme realizado em aplicacoes de sistemas de metro, assumindo


Painéis de Controle e Acionamento - OriginalPainel PLC - Novo

Painel Conversor CC - Novo

Motor CC

Caixa

Guincho Redutora

Figura 4.19: Layout eletrico do sistema de guindaste de minerio instalado.

maxima condicoes de carga. Desta maneira, para verificar o tempo de vida

nos modulos de potencia, e utilizado o perfil de corrente do sistema exibido

na figura 4.20. Devido aos nıveis de potencia, propoe-se que uma possıvel

atualizacao do sistema seja concebida em media tensao. Desta maneira, para

realizar o estudo, a amplitude da corrente e recalculada e entao exibida na

figura 4.21.

Para a analise de vida util, e utilizada toda a metodologia descrita na

secao 3.6. E considerado um modelo equivalente de um motor de inducao

de media tensao da fabricante WEG , seus parametros sao exibidos na tabela

4.6.

Para comparacao, sao selecionados conversores tipicamente aplicados em

sistemas de media tensao, NPC, ANPC e FT-ANPC com gerenciamento de

degradacao termica. Devido as caracterısticas da aplicacao, sao escolhidos

modulos de tracao em alta potencia da fabricante ABB para o estudo. O

sobredimensionamento dos modulos de potencia tambem e considerado e as

figuras 4.22 e 4.23 exibem as temperaturas nas juncoes dos IGBTs dos con-


0

360

1080

1800

2560

3280

4000

0

1,1

3,4

5,6

8,0

10,3

12,5

635

820

1000

0

275

455

0

1,1

3,4

5,6

8,0

10,3

12,5

90

Corrente CC

Referência

Velocidade

Velocidade

Guincho

Nível Poço

Pressão

[A]250

0

[m s] [m s] [m] [bar]

Figura 4.20: Variaveis medidas do ciclo de carga.

Tabela 4.6: Parametros do motor de inducao utilizado.Parametro Unidade

Potencia Nominal 1400kWTensao Nominal 4160V

Corrente Nominal 235AFrequencia Nominal 60Hz

Frequencia de Chaveamento 1200HzRs 0.1862ΩLs 0.0011HLm 0.1015HLr 0.0004HRr 0.0621Ω


Figura 4.21: Perfil de corrente do guindaste (rms).

versores operando em modo NPC e ANPC, utilizando os modulos 5SNA

0500J650300(500A) e 5SNA 0750G650300 (750A) acoplados em dissipadores

P16, refrigerados a a ar.

Figura 4.22: Temperatura de juncao dos IGBTS, modulos de 500A (a)ModoNPC (b) Modo ANPC

A partir dos perfis de temperatura, e aplicado o algoritmo de contagem

de ciclos para extrair os dados de temperatura media (Tjm) e sua variacao

(∆Tj) de cada ciclo, conforme exibido na tabela 4.7. Neste tipo de aplicacao,

a ciclagem termica de termo medio causada pela variacao de potencia e tao



expressiva que a ciclagem termica de termo curto causada pela componente

de 60Hz pode ser desprezada.

Tabela 4.7: Temperatura media e sua variacao, para ciclagem de mediotermo.

500A

NPC∆Tj 71.05 21.78 7.54 8.21 10.60 14.63

Tjm 104.7 95.8 97.16 75.70 49.56 48.44

Duracao 32s 12s 15s 13s 3s 5s

ANPC∆Tj 44.7 12.88 8.30 6.03 5.37 5.10

Tjm 81.26 75.95 76.92 62.47 48.59 46.42


750A

NPC∆Tj 55.11 16.39 10.28 7.72 5.17 4.53

Tjm 90.33 83.26 84.14 67.66 48.06 45.79


ANPC∆Tj 35.07 9.75 5.70 4.35 3.47 3.08

Tjm 72.39 68.14 68.69 57.62 43.9 45.48


Uma vez identificados os parametros, e possıvel utilizar o modelo para

modulos de tracao em alta potencia (secao 3.5.2) e estimar o numero de

ciclos, onde 10% dos modulos falham em cada juncao crıtica do modulo IGBT:

pastilha e substrato (P-S); substrato e placa base(S-PB); fios de ligacao (FL).

Com a regra de Palmgren-Miner, e possıvel estimar o consumo de vida util

em um um ano de operacao do guindaste. Para realizar esta analise, foi

4.4. ESTUDO DE CASO 4: TURBINA EÓLICA OFFSHORE 5MW 73

utilizado uma media anual do tempo de operacao do guindaste em estudo,

144490 ciclos. Para esta media foram utilizados dados extraıdos entre os

anos 2012 e 2015. A tabela 4.8 exibe a analise realizada para cada topologia,

considerando os modulos de potencia com diferentes capacidades de conducao

de corrente. Alem disso, a tabela tambem traz uma comparacao de preco

entre as topologias, considerando os diferentes modulos de potencia. Nesta

pesquisa foram considerados modulos de potencia, gate drivers, dissipadores

e chaves comutadoras

Tabela 4.8: Tempo de vida util em anos nas juncoes crıticas dos modulos, ecomparacao de custo

Topologia P-S S-PB FL Custo (pu)NPC (500A) 107.92 0.55 5.92 1

ANPC (500A) 1144 10.82 1105 1.18ANPC-TF (500A) 2037 19.27 1968 1.64

NPC (750A) 679.74 1.84 48.46 1.26ANPC (750A) 1272 1153 1281 1.44

ANPC-TF (750A) 2264 2053 2281 2.03

4.4 Estudo de Caso 4: Turbina Eolica Offshore

5MW

A Uniao Europeia comprometeu-se que ate 2020, 20% de sua fonte ener-

getica sera provida por fontes renovaveis (EUCEP; 2012). Como o candidato

mais promissor, a producao de energia eolica integrada na rede eletrica esta

crescendo em todo o mundo. Enquanto isso, a capacidade de potencia de

uma unica turbina esta aumentando continuamente para se reduzir o preco

da producao por kWh, e turbinas eolicas offshore de ate 7MW ja foram apre-

sentadas no mercado. Consequentemente, devido aos consideraveis impactos

na rede eletrica e alto custo de manutencao apos uma falha, os sistemas de

geracao eolica se tornam crıticos em confiabilidade e disponibilidade, (Chen

et al.; 2009). Dispositivos eletronicos de alta potencia tem o preco elevado

e estao susceptıveis a maiores nıveis de estresse. Por conseguinte, a relacao


de confiabilidade e custo sao bastante crıticas quando se esta selecionando

dispositivos semicondutores de potencia para os mais modernos conversores

de energia eolica (Ma and Blaabjerg; 2012). Em sistemas eolicos Offshore,

como o da figura 4.24 a manutencao e ainda mais crıtica e confiabilidade

passa a ser um fator ainda mais importante durante o dimensionamento dos

dispositivos de potencia do sistema.

Figura 4.24: Sistema de geracao de energia eolica Offshore.

4.4.1 Descricao do Sistema

Para o estudo de caso, e escolhido um sistema de geracao de energia eolica

offshore de 5MW utilizando gerador sıncrono a imas permanentes. Neste

caso e tomado como analise o inversor que controla o gerador sıncrono, seus

parametros sao exibidos na tabela 4.9. Ja a turbina escolhida foi a G128-

5.0MW da fabricante Gamesa. A curva que relaciona velocidade do vento

com potencia gerada, extraıda do datasheet, esta exibida na figura 4.25


Tabela 4.9: Parametros do gerador a imas permanentes.Parametro Unidade

Potencia Nominal 5MWTensao Nominal 4160V

Rs 0.08ΩLsl 5.02mH

Lsm 3.35mH

Figura 4.25: Relacao entre velocidade do vento e potencia gerada da turbinaG128-5.0MW.

4.4.2 Analise de vida util dos modulos de potencia.

Na analise de vida util dos modulos de potencia para esta aplicacao, foi

realizado um estudo simplificado, considerando apenas a ciclagem de longo

perıodo. Utilizou-se um perfil de vento medido ao longo do ano de 2015

na cidade de Recife-PE. Atraves de uma tabela lookup da curva exibida na

figura 4.25, pode-se entao extrair o perfil de potencia gerado durante o ano.

As figuras 4.26 e 4.27, exibem o perfil de vento e de potencia, respectivamente.

Uma vez obtido o perfil de potencia, o sistema foi modelado no PLECS

e utilizando o conversor FT-ANPC funcionando nos modos NPC e ANPC

com modulos de potencia 5SNA 0750G650300 (750A) da fabricante ABB.

Com isto, e possıvel extrair as tabelas lookup que correlacionam as perdas

com a potencia gerada e temperatura na juncao dos IGBTs. As figuras 4.28

(a) e 4.28 (b), exibem as tabelas lookup dos IGBTs externos (Q1x,Q4x), nos


Figura 4.26: Perfil de vento na cidade de Recife-PE durante o ano de 2015.

Figura 4.27: Perfil de potencia gerado pela turbina durante o ano de 2015.

modos NPC e ANPC respectivamente.

Utilizando a ferramenta Matlab-Simulink e realizada a modelagem eletro-

termica do modulo de potencia (sessao 3.6.3). Com as tabelas lookup de

perdas e o perfil de potencia anual, e possıvel estimar a temperatura de

juncao e case nas chaves durante todo o ano de 2015. A figura 4.29 (a) e 4.29


Figura 4.28: Tabela lookup de tres dimensoes para as perdas nos IGBTsexternos.(a)NPC (b)ANPC

(b) exibem as temperaturas de juncao nas chaves do conversor, funcionando

no modo NPC e ANPC, respectivamente.


Uma vez identificados os perfis de temperatura durante o ano, e possıvel

utilizar o algoritmo de contagem de ciclos rainflow modificado descrito na

secao 3.6.4 para identificar a temperatura media, flutuacao de temperatura

e duracao de cada ciclo termico. As figuras 4.30(a) e 4.30(b) exibem um

grafico tridimensional que relaciona a quantidade de ciclos e seus respectivos


valores medios e de flutuacao das temperaturas de juncao de cada IGBT no

conversor, trabalhando no modo NPC e ANPC, respectivamente.

Figura 4.30: Caracterizacao dos ciclos termicos nos IGBTs. (a) Modo NPC(b) Modo ANPC

Uma vez identificados os ciclos termicos, e possıvel utilizar o modelo para

modulos de tracao em alta potencia (secao 3.5.2) e estimar o numero de

ciclos onde 10% dos modulos falham em cada juncao crıtica do modulo IGBT:

pastilha e substrato (P-S); substrato e placa base(S-PB); fios de ligacao (FL).

Com a regra de Palmgren-Miner, e possıvel estimar o consumo de vida util

em cada juncao, durante um ano de operacao do sistema. A tabela 4.10

exibe a analise realizada para cada topologia considerando os modulos de

potencia 5SNA 0750G650300 (750A). Alem disso a tabela tambem traz uma

comparacao de preco entre as topologias considerando os diferentes modulos

de potencia. Nesta pesquisa foram considerados modulos de potencia, gate

drivers, dissipadores e chaves comutadoras.

Na figura 4.29 (a) e possıvel observar que no modo NPC os IGBTs es-

tao trabalhando em uma temperatura acima de 125, o que compromete a

confiabilidade dos modulos. Com isto, nesta aplicacao, o tempo de vida

util do conversor FT-ANPC nao foi calculado utilizando o gerenciamento de

degradacao termica. Entretanto, ainda e possıvel fazer a intercalacao de con-

figuracao apenas no modo ANPC, e ainda assim aumentar consideravelmente

4.5. ANÁLISE DE CONFIABILIDADE REFERENTE ÀS TOPOLOGIAS E APLICAÇÕESESTUDADAS 79

Tabela 4.10: Tempo de vida util em anos nas juncoes crıticas dos modulos,e comparacao de custo

Topologia P-S S-PB FL Custo (pu)NPC (750A) 153 27.17 1750 1

ANPC (750A) 223 38.52 3638 1.19FT-ANPC (750A) 412 71.26 7501 1.69

a vida util.

Uma analise mais detalhada, considerando ciclagem de medio e curto

termo pode modificar o tempo de vida da juncao pastilha-substrato e dei-

xar proximo do tempo de vida da juncao substrato-placa base, conforme

observado em Ma et al. (2015). Entretanto, estas analises nao alterariam as

conclusoes obtidas neste trabalho atraves deste estudo de caso.

4.5 Analise de confiabilidade referente as to-

pologias e aplicacoes estudadas

A curva da banheira representada na figura 4.31 divide a operacao de um

dispositivo ou sistema em tres perıodos distintos: mortalidade infantil, vida

util e desgaste. Nos estudos realizados, foram propostas metodologias para

estender o perıodo de vida util dos modulos de potencia com o objetivo de

evitar que eles chegassem a trabalhar na faixa de desgaste da curva.

Figura 4.31: Curva da banheiraWang et al. (2012)


No primeiro e segundo caso, realizando uma analise para inversores de dois

nıveis em baixa tensao e potencia, pode-se concluir que o sobredimensiona-

mento dos modulos, ou seja, a utilizacao de modulos com maior capacidade

de corrente, pode estender consideravelmente a vida util dos conversores,

interferindo pouco no seu custo final. Foi possıvel observar tambem a impor-

tancia do dimensionamento dos dispositivos atraves de um estudo detalhado

de tempo de vida util. Em casos onde a temperatura ambiente e a ciclagem

termica e crıtica, a nao consideracao destes fatores pode fazer com que o

conversor nao ultrapasse dois anos de vida util.

No terceiro e quarto caso foram realizadas analises em inversores de tres

nıveis, em media tensao e alta potencia. Nestes casos, o sobredimensiona-

mento se torna mais crıtico pela necessidade de utilizar modulos de poten-

cia que trabalham na borda da tecnologia. Em guindaste de minerio, con-

forme demonstrado na tabela 4.8, um conversor NPC com modulos 5SNA

0750G650300, tem um tempo de vida estimado de aproximadamente 2 anos.

Ja em sistemas eolicos de 5MW, na figura 4.29 (a) e possıvel observar que

no modo NPC os IGBTs estao trabalhando em uma temperatura acima de

125. Hoje, nao existe no mercado modulos com maior densidade de poten-

cia que o 5SNA 0750G650300 (750A). Uma solucao muito utilizada em alta

potencia e o encapsulamento press − pack que melhora a conexao das pasti-

lhas por contato direto, aumentando a confiabilidade, densidade de potencia

e capacidade de refrigeracao. Entretanto, a grande maioria de fabricantes de

conversores em todo o mundo preferem nao optar pela utilizacao desta tecno-

logia, muito pela dificuldade na montagem e manutencao que estes dispositi-

vos exigem. Outra possibilidade, seria utilizar paralelismo entre os modulos

comprometendo o preco e confiabilidade do sistema. Uma solucao mais viavel

e a utilizacao de conversores NPC com grampeamento ativo (ANPC), que

equilibra as perdas nos semicondutores, diminui a temperatura nas juncoes

e aumenta consideravelmente a estimativa de vida util do conversor. Ja a

utilizacao do conversor FT-ANPC pode aumentar mais ainda a vida util do

conversor atraves da sua capacidade de reconfiguracao, o que pode ser muito

valioso na aplicacao eolica offshore de 5MW.

Solucionado o problema de falhas por desgaste nos modulos do conversor,


passa-se a considerar possibilidades que possam tambem sobrepor eventos

de falha por mortalidade infantil ou alguma aleatoriedade. Nestes casos, a

utilizacao do conversor NPC ativo tolerante a falhas (2.6), aliado a tecnicas

de prognostico de falhas, (3.4) pode ser uma solucao. No primeiro caso,

em aplicacoes de energia solar de baixa tensao e potencia, a utilizacao de

conversores reservas pode ser uma solucao. Uma pausa de algumas horas

para manutencao nao traria prejuızos consideraveis e a diferenca de preco

de um inversor 3-nıveis FT-ANPC pode atingir ate 450% o valor de um

inversor de 2-nıveis comum. Ja em sistemas de metro, considerando que

uma pausa inesperada pode comprometer o trafego e seguranca de pessoas,

um investimento maior em confiabilidade e extremamente justificavel. Desta

maneira, a topologia FT-ANPC passa a ser uma possibilidade nesta linha de

aplicacao.

Em media tensao, onde inversores 3-nıveis ja sao utilizados, o inversor

FT-ANPC torna-se ainda mais atrativo. Em se tratando de mineracao de

ouro, disponibilidade e diretamente relacionada com altos lucros. Uma pausa

de horas pode ser mais prejudicial que um investimento em confiabilidade du-

rante a escolha de um conversor de potencia. A partir da tabela 4.8, as unicas

escolhas que eliminam as possibilidades de falha por degradacao nos sistemas

de guindaste, sao as topologias ANPC (750A) e FT-ANPC(750A). Em sis-

temas eolicos offshore de alta potencia, a manutencao se torna muito crıtica

pela dificuldade de acesso ao sistema. Um tempo maior de manutencao gera

tambem uma perda financeira consideravel devido a alta capacidade de gera-

cao energetica destes sistemas. Como o uso de conversores NPC compromete

diretamente a confiabilidade por trabalhar com temperatura acima do limite

recomendado, a melhor solucao seria utilizar conversores ANPC (750A). Com

um investimento de 40% do preco, e possıvel utilizar o conversor FT-ANPC

(750A) em ambas aplicacoes e usufruir de seus ganhos de confiabilidade, evi-

tando pausas de manutencao por falhas aleatorias e defeitos de fabricacao

dos modulos. Se um tempo de vida util dos modulos de aproximadamente 20

anos e suficiente, no guindaste de minerio, um investimento de apenas 13%

do valor compra os mesmos ganhos em confiabilidade atraves do investimento

em um conversor FT-ANPC (500A).

4.6. CONCLUSÕES 82

4.6 Conclusoes

Nesta secao foram estudadas aplicacoes de alta confiabilidade com perfis

crıticos de ciclagem termica. Os estudos 1 (4.1) e 3 (4.3) foram realizados a

partir de dados extraıdos de plantas reais, o que da mais credibilidade aos

resultados.

Foi demonstrado que a escolha da topologia e o dimensionamento dos

dispositivos baseado em um estudo detalhado de degradacao dos modulos

pode prolongar o tempo de vida do conversor e garantir continuidade de

servico.

Finalmente, foi realizada uma discussao geral de confiabilidade em torno

das topologias abordadas dentro das aplicacoes em estudo. O conversor FT-

ANPC, combinado com tecnicas de prognostico de falhas, pode ser uma boa

opcao em sistemas de metro e em guindastes de minerio, devido a sua habi-

lidade de previnir falhas catastroficas e garantir continuidade de servico.

Capıtulo 5

Resultados Experimentais

Este capıtulo traz os resultados experimentais obtidos em laboratorio.

83

Conteudo

5.1 Introducao . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 84

5.2 Detalhes do Prototipo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 84

5.3 Caracterısticas termicas dos conversores NPC e ANPC . . . . 86

5.4 Capacidade de reconfiguracao flexıvel e reversıvel do conversor

FT-ANPC . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 89

5.5 Conclusoes . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 91

5.1 Introducao

Neste capıtulo, sao exibidos resultados experimentais referentes as carac-

terısticas eletricas e termicas de modulos IGBT em conversores de 3 nıveis.

Diferencas de distribuicao de temperatura entre as topologias NPC e ANPC,

bem como a capacidade de reconfiguracao flexıvel e reversıvel do conversor

FT-ANPC, sao comprovadas atraves de imagens termograficas extraıdas de

dentro dos modulos de potencia. Para obter os resultados, foi montado um

prototipo de uma fase de um conversor FT-ANPC em baixa tensao com os

modulos de potencia abertos de facil visualizacao.

5.2 Detalhes do Prototipo

A figura 5.1 (a) exibe uma fotografia do prototipo experimental. Uma

fase do conversor FT-ANPC (figura 5.1 (b)) em baixa tensao foi construıda

para a obtencao dos resultados experimentais. Durante o desenvolvimento

da placa de circuito impresso foi necessaria a realizacao de um corte para

84

5.2. DETALHES DO PROTÓTIPO 85

deixar os dois modulos de potencia M1 e M2 expostos. Como gate driver,

foi utilizada a solucao desenvolvida pelo Grupo de Estudos em Eletronica de

Potencia da Universidade Federal de Minas Gerais. A chave comutadora Sx

foi construıda a partir de dois reles de duas posicoes. Para o barramento

de corrente contınua, foram utilizados quatro capacitores. Como plataforma

de controle foi utilizada a placa IGBT Control da empresa PWP Lab Siste-

mas Eletronicos. Os principais componentes utilizados estao relacionados na

tabela 5.1.

Figura 5.1: (a)Foto do prototipo desenvolvido (b)Esquematico de uma fasedo conversor FT-ANPC.

Tabela 5.1: Principais componentes utilizados no prototipo e placa de con-trole

Componente Modelo Fabricante CaracterısticaModulos de Potencia SK50MLI066 Semikron 600V/50A

Capacitores B32669 Epcos 400V/650µFChave Comutadora JTN1S Panasonic 15V/20A

DSP F28335 Texas 32 bitsCPLD EPM570T100C3N Altera 570 Celulas

A fase do conversor FT-ANPC foi construıda utilizando dois modulos

NPC SK50MLI066. A figura 5.2 (a) exibe a imagem e o esquematico do mo-

dulo. Foram utilizados apenas os pares IGBT/Diodo, os diodos de grampo

nao foram conectados no prototipo. Devido a necessidade de fazer imagens

5.3. CARACTERÍSTICAS TÉRMICAS DOS CONVERSORES NPC E ANPC 86

termograficas nas pastilhas dos modulos, existiu a necessidade de retirar sua

capa de epoxy e camada de silicone. A camada de silicone se mostrou bas-

tante resistente e so foi removida atraves de uma solucao a base de TBAF

(tetrabutyammonium fluoride) e PMA (propylene glycol methyl ether ace-

tate). Todo o procedimento foi realizado baseado em SACHDEV (2006) e e

descrito no apendice A. A foto dos modulos de potencia apos o procedimento

e exibida na figura 5.2 (b). Uma outra necessidade, foi a pintura dos modulos

na cor preta, para homogeneizar e conhecer a emissividade dentro de toda a

regiao da placa de base. Para isto foi utilizada tinta preta em spray de uso

geral. A retirada da capa de epoxy comprometeu a estrutura mecanica do

modulo e um acoplamento termico com o dissipador so foi alcancado atraves

de uma camada espessa da pasta termica de prata Arctic Silver.

Figura 5.2: (a) Esquematico e imagem do modulo de potencia SK50MLI066(b) Foto dos modulos de potencia abertos com camada de silicone retirada.

5.3 Caracterısticas termicas dos conversores

NPC e ANPC

A principal desvantagem da estrutura NPC e a desigualdade na distri-

buicao de perdas entre os seus dispositivos de potencia. Adicionando chaves

ativas ao grampo da estrutura original (figura 2.2), e possıvel gerar novos

padroes de comutacao e equilibrar as perdas e temperatura de juncao en-

tre as chaves do braco do conversor (Bruckner et al.; 2004). O conversor


FT-ANPC e capaz de trabalhar nas duas estruturas, apenas alterando o co-

mando de gate entre as chaves. As figuras 5.3 (a) e 5.3 (b) representam a

estrutura do conversor FT-ANPC trabalhando como NPC e ANPC, respec-

tivamente. Ja as figuras 5.4 (a) e 5.4 (b) exibem as tensoes e correntes de

fase do conversor, funcionando em ambas estruturas.

Figura 5.3: Modos de funcionamento do conversor FT-ANPC. (a)NPC(b)ANPC

Figura 5.4: Tensao e corrente de fase na saıda do conversor. (a)Modo NPC(b) Modo ANPC

Para verificar a diferenca de perdas nas chaves entre as duas estruturas, foi

realizada uma analise termografica utilizando a camera SC660 da fabricante

Flir. Detalhes do teste sao exibidos na tabela 5.2.


Tabela 5.2: Detalhes do teste.Parametro Unidade

Tensao Barramento 100VCorrente Nominal 3.5Arms

Frequencia Nominal 60HzFrequencia de Chaveamento 15kHz

Indice de Modulacao 0.57Carga 8Ω,2mH

As figuras 5.5 (a) e (b), exibem as imagens termograficas do modulo

M1 nos dois modos de funcionamento. Conforme observado na primeira

imagem, as temperaturas das chaves externas (Q1x e Q2x) estao 6 graus

acima da temperatura nas chaves internas (Q2x e Q3x). Ja na segunda

imagem a diferenca nas temperatura e de 4.8 graus. A temperatura maxima

tambem e alterada pela distribuicao das perdas, o ponto mais quente do

modo ANPC e 4.2 graus mais baixo que o ponto mais quente do modo NPC.

Estes valores podem se tornar mais expressivos implementando o controle em

malha fechada de equilıbrio de perdas do conversor ANPC.

Figura 5.5: Temperatura dos IGBTs do modulo de potencia M1. (a)ModoNPC (b) Modo ANPC

5.4. CAPACIDADE DE RECONFIGURAÇÃO FLEXÍVEL E REVERSÍVEL DO CONVERSORFT-ANPC 89

5.4 Capacidade de reconfiguracao flexıvel e

reversıvel do conversor FT-ANPC

A capacidade de reconfiguracao flexıvel e reversıvel do conversor FT-

ANPC tambem e demonstrada experimentalmente, na a figura 5.6 e repre-

sentado um ramo da arvore de falhas do conversor..

Figura 5.6: Diagrama de um ramo da arvore de falhas.

O primeiro estado de funcionamento do conversor (E1) e o modo NPC re-

presentado pelas figuras 5.3 (a) e 5.5 (a). Considerando uma situacao de falha

simultanea nas chaves externas (Q1x e Q4x), o conversor foi reconfigurado

online. Apenas por alteracao de comando de gate, as chaves Q5Tx e Q6Bx

passaram a atuar. As figuras 5.7 e 5.8 representam o conversor funcionando

agora no estado E3.

Figura 5.7: Conversor FT-ANPC reconfigurado online, considerando situacaode falha nas chaves externas.

Partindo do estado E3, agora foi considerada uma situacao de falha si-

multanea nas chaves internas (Q2x e Q3x). Desta vez, os comandos de gate

5.4. CAPACIDADE DE RECONFIGURAÇÃO FLEXÍVEL E REVERSÍVEL DO CONVERSORFT-ANPC 90

Figura 5.8: Temperatura dos IGBTs, conversor no modo NPC, considerandouma situacao de falha nas chaves externas. (a)Modulo M1 (b) Modulo M2

foram bloqueados por um instante, a chave Sx foi comutada e as chaves

Q5Bx e Q6Tx passaram a atuar. O conversor funcionando no estado E5 e

demonstrado atraves das figuras 5.9 e 5.10.

Figura 5.9: Conversor FT-ANPC reconfigurado offline, considerando umasituacao de falha nas chaves internas.

5.5. CONCLUSÕES 91

Figura 5.10: Temperatura dos IGBTs do modulo M2, conversor no modoNPC, considerando uma situacao de falha nas chaves internas.

5.5 Conclusoes

Nesta secao foi demonstrada a capacidade do conversor FT-ANPC traba-

lhar na estrutura NPC e ANPC, bem como as diferencas de distribuicao de

temperatura entre as chaves considerando ambas estruturas. Na estrutura

ANPC a melhor distribuicao das perdas faz com que a maxima temperatura

no modulo seja consideravelmente mais baixa. A capacidade de reconfigu-

racao flexıvel e reversıvel do conversor FT-ANPC tambem foi comprovada,

bem como sua capacidade de sobreviver a ate quatro falhas sucessivas antes

da total inatividade. Uma vez comprovada a distribuicao de temperatura dos

dois modos de funcionamento e a capacidade de reconfiguracao do conver-

sor FT-ANPC, validou-se tambem a tecnica de gerenciamento de degradacao

termica descrita na secao 3.7.1.

Capıtulo 6

Conclusao e Propostas de

Continuidade

Este capıtulo traz as conclusoes gerais e tambem as propostas de conti-

nuidade deste trabalho.

92

Conteudo

6.1 Conclusao . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 93

6.2 Propostas de Continuidade . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 94

6.1 Conclusao

Na secao 2, primeiramente foi realizada uma revisao sobre as topologias

mais utilizadas no mercado, 2-nıveis e 3-nıveis NPC. A topologia 3-nıveis

ANPC foi sugerida como opcao para melhor distribuicao das perdas entre

as chaves do conversor. A tolerancia a falhas em conversores foi abordada

e o inversor FT-ANPC apareceu como uma excelente opcao devido a sua

capacidade de sobrevivencia a ate quatro falhas sucessivas e a necessidade de

poucas partes adicionais.

Ja na secao 3, foi discutido a importancia, as limtacoes e as mudancas de

paradigmas do tema confiabilidade em eletronica de potencia. Foi concluıdo

que as pesquisas de confiabilidade em eletronica de potencia esta ultrapas-

sando os metodos utilizados em livros estatısticos e se aproximando para

abordagens com base na fısica da falha (PoF). Toda a base teorica para en-

tendimento desta dissertacao foi descrito nesta secao. Todos os tipos de falhas

em modulos de potencia foram citados. Um estado-da-arte envolvendo tec-

nicas de diagnostico, monitoramento de condicoes e prognosticos de falhas

foi realizado. A subsecao 3.6, trouxe toda a metodologia que foi utilizada

durante os estudos de caso realizados. A modelagem eletro-termica e das

perdas dos modulos de potencia foi demonstrada. Algoritmos de contagem

de ciclos, metodos de caracterizacao da ciclagem termica e de estimacao do

93

6.2. PROPOSTAS DE CONTINUIDADE 94

consumo de vida util, tambem foram descritos. A subsecao 3.7.1, apresentou

o novo metodo de gerenciamento de degradacao termica para o conversor

FT-ANPC.

A secao 4 apresentou aplicacoes de alta confiabilidade com perfis crıticos

de ciclagem termica. Foi demonstrada que a escolha da topologia e o dimen-

sionamento dos dispositivos baseado em um estudo detalhado de degradacao

dos modulos pode prolongar o tempo de vida do conversor e garantir con-

tinuidade de servico. Atraves de uma discussao geral de confiabilidade foi

concluıdo que o conversor FT-ANPC combinado com tecnicas de prognos-

tico de falhas e o gerenciamento de degradacao termica pode ser uma boa

opcao em sistemas de alta confiabilidade devido ao seu aumento de vida util

e a sua habilidade de previnir falhas catastroficas.

Resultados experimentais foram apresentados na secao 5. Foi demons-

trada a capacidade do conversor FT-ANPC trabalhar como NPC e ANPC,

bem como as diferencas de distribuicao de temperatura entre as chaves con-

siderando ambas estruturas. A capacidade de reconfiguracao flexıvel e rever-

sıvel do conversor FT-ANPC tambem foi comprovada, bem como sua capaci-

dade de sobreviver a ate quatro falhas sucessivas antes da total inatividade.

Uma vez comprovada a distribuicao de temperatura dos dois modos de funcio-

namento e a capacidade de reconfiguracao do conversor FT-ANPC, validou-se

tambem a tecnica de gerenciamento de degradacao termica descrita na secao

3.7.1.

Considerando toda a discussao de confiabilidade e os resultados obtidos

nos estudos de caso realizados, foi possıvel demonstrar que varios fatores

devem ser considerados e uma analise mais abrangente deve ser realizada

durante o dimensionamento e escolha de uma topologia em cada tipo de

aplicacao.

6.2 Propostas de Continuidade

Como propostas de continuidade desta pesquisa o autor sugere:

• A montagem do conversor FT-ANPC em media potencia para uma

6.2. PROPOSTAS DE CONTINUIDADE 95

melhor aproximacao das aplicacoes reais.

• O desenvolvimento e testes de diferentes tecnicas de prognosticos de

falhas para verificar o melhor metodo em cada tipo aplicacao.

• O estudo detalhado de implementacao da chave Sx.

• O desenvolvimento de um gate driver inteligente, capaz monitorar as

condicoes das chaves e forcar a falha do dispositivo em circuito aberto.

Apendice A

Preparacao dos modulos de

potencia para termografia.

Neste apendice e demonstrado como fazer a preparacao dos modulos

de potencia para a termografia.

Primeiramente e necessario retirar a capade epoxy dos modulos, para

isto foi utilizada a ferramenta Dremel com um disco de corte. Em

seguida foi necessario procurar solucoes para remover a camada de si-

licone de dentro dos modulos. Apos tentativas sem sucesso com va-

rios solventes organicos, foi realizada uma pesquisa na literatura. Em

SACHDEV (2006), foi sugerido um procedimento para a retirada, uti-

lizando uma solucao a base de TBAF (tetrabutyammonium fluoride)

e PMA (propylene glycol methyl ether acetate). O passo-a-passo do

procedimento realizado e descrito abaixo.

1. Criar uma solucao contendo 1% de TBAF na quantidade de PMA

desejada, em um recipiente de vidro. Neste procedimento, utilizou-

se 1g de TBAF em 100 ml de PMA. Dependendo do tamano dos

modulos e recipientes, essas quantidades podem variar.

2. Mergulhar o modulo aberto na solucao por aproximadamente 50

minutos. A solucao devera ser aquecida a 55C com agitacao.

Para isto foi utilizado uma chapa com controle de temperatura e

96

97

um ”peixinho”(capsula que gira com atracao magnetica), confome

exibido na figura A.1.

3. Quando o silicone for removido por completo, retirar o modulo e

lavar com alcool isopropılico e agua corrente. Utilizar ar compri-

mido para secar o modulo.

Figura A.1: Foto do procedimento de retirada do silicone dos modulos.

Em seguida para realizar a termografia, devido a baixa emissividade

do silıcio, necessario pintar os modulos para se obter uma emissividade

alta, conhecida e homogenea. Para isto foi utilizado tinta preta em

spray de uso geral e a camera foi calibrada com uma emissividade igual

a 0.95. A foto dos modulos antes e depois da pintura foram exibidas

na figura A.2.

Os reagentes foram comprados no site da Sigma-Aldrich Brasil. A

venda e restrita, professores de algumas universidades podem conse-

guir atraves de uma analise previa. Sugere-se o auxılio de quımicos

profissionais para auxılio na conducao dos procedimentos.

98

Figura A.2: Foto dos modulos abertos, sem silicone, antes e apos a pintura.

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