Diagnóstico de Avarias em Retificadores Fonte de Tensão de ...

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Ricardo Manuel Salvador Borges

Diagnóstico de Avarias em Retificadores

Fonte de Tensão de Cinco Níveis

Dissertação de Mestrado em Engenharia Eletrotécnica e de Computadores

Área de Especialização em Energia

Outubro de 2015

Departamento de Engenharia Eletrotécnica e de Computadores

Mestrado Integrado em Engenharia Eletrotécnica e de Computadores

Dissertação de Mestrado – Área de Especialização em Energia

Diagnóstico de Avarias em Retificadores

Fonte de Tensão de Cinco Níveis

Autor:

Ricardo Manuel Salvador Borges

Júri:

Professor Doutor Sérgio Manuel Ângelo da Cruz (Presidente)

Professor Doutor André Manuel dos Santos Mendes (Orientador)

Professor Doutor Fernando José Teixeira Estevão Ferreira (Vogal)

Coimbra, Outubro de 2015

Agradecimentos

A realização da presente dissertação só se tornou possível graças à colaboração e ao

contributo, de forma direta ou indireta, de várias pessoas às quais gostaria de exprimir algumas

palavras de agradecimento.

Em primeiro lugar gostaria de agradecer aos meus pais e irmã, a quem nunca conseguirei

retribuir todos os sacrifícios que por mim suportaram e da mesma forma, o apoio incondicional

que sempre me transmitiram nas horas de maior dificuldade.

Agradeço ao meu orientador, Professor Doutor André Manuel dos Santos Mendes, pelas

horas despendidas na orientação desta dissertação, pela disponibilidade demonstrada no

esclarecimento de dúvidas e por todos os conhecimentos transmitidos ao longo da realização deste

trabalho.

Agradeço a todos os meus colegas do Laboratório de Eletrónica de Potência e do Laboratório

de Sistemas Energéticos do Instituto de Telecomunicações pelo companheirismo, amizade,

constante troca de ideias e ajuda prestada no decorrer desta dissertação.

À Rita, pela preocupação, paciência inesgotável e apoio incondicional sempre demonstrado

nesta etapa da minha vida.

Por fim, gostaria de expressar a minha profunda gratidão para com a Fundação Lapa do

Lobo, por todo o apoio prestado ao longo destes cinco anos, deixando um agradecimento muito

especial aos seus administradores, Dr. Carlos Torres e Eng.ª Maria do Carmo Batalha, pelas

palavras de incentivo ao longo do curso e pela confiança depositada em mim.

A todos, o meu muito sincero Obrigado.

Resumo

A capacidade de deteção de avarias durante a operação do conversor de potência tem-se

tornado numa temática de extrema importância. Sem o uso de um método de diagnóstico

adequado, um semicondutor em circuito aberto poderá permanecer indetetável durante um longo

período de tempo, causando danos no próprio conversor e no sistema onde este se encontra

instalado.

No seguimento desta problemática, na presente dissertação será analisado ao pormenor o

impacto de falhas de circuito aberto em IGBTs, sendo também estudados e implementados dois

métodos de diagnóstico baseados na análise das correntes de linha e um método de diagnóstico

baseado no erro das tensões do conversor. Este último permite a deteção de falhas de circuito

aberto em conversores NPC (Neutral-Point-Clamped) de vários níveis, sem a necessidade de

adaptações e sensores adicionais.

Os diversos métodos foram testados num retificador NPC de cinco níveis, controlado com o

algoritmo preditivo de corrente FCS-MPC (Finite Control Set - Model Predictive Control). Esta

estratégia de controlo tem como objetivo controlar a tensão no barramento DC e as correntes de

linha, garantindo simultaneamente o equilíbrio da tensão nos condensadores.

Todos os métodos estudados foram implementados em ambiente de simulação

Matlab/Simulink® e validados experimentalmente com recurso ao protótipo desenvolvido no

decorrer desta dissertação.

Palavras-chave: conversor NPC, conversor de 5 níveis, retificador multinível, controlo

preditivo, diagnóstico de avarias.

Abstract

The fault detection capability during power converter operation has become an issue of

paramount importance. Without a suitable diagnostic method, a semiconductor open circuit can

remain undetectable for a long period of time, causing damage to the converter and the system

where it is installed.

Following this issue, in this thesis will be analysed in detail the impact of open circuit faults

in IGBTs, also being studied and implemented two diagnostic methods based on line currents

analysis and one based on converter voltages errors. The latter allows to detect open circuit faults

in NPC converters (Neutral-Point-Clamped converter) with any number of levels, without

adaptations and requires no additional sensors.

The three different diagnostic methods were tested in a five level NPC rectifier, controlled

with predictive current control FCS-MPC (Finite Control Set - Model Predictive Control). This

control strategy has the objective to control the DC bus voltage as well as the line currents, while

ensuring the capacitors voltage balanced.

All methods studied were implemented in simulation (Matlab/Simulink®) and validated

experimentally, using the prototype developed during this thesis.

Keywords: NPC converter, five level converter, multilevel rectifier, predictive control, fault

diagnosis.

i

Índice

Lista de Figuras ............................................................................................................................. v

Lista de Tabelas ............................................................................................................................ ix

Lista de Abreviaturas ................................................................................................................... xi

Lista de Símbolos ........................................................................................................................ xiii

Capítulo 1 – Introdução ................................................................................................................ 1

1.1 Retificação ........................................................................................................................ 2

1.2 Conversores Multinível .................................................................................................... 2

1.2.1 Estratégias de Controlo .............................................................................................. 3

1.3 Avarias em Conversores de Potência ............................................................................... 5

1.3.1 Diagnóstico de Semicondutores em C.A. .................................................................. 6

1.4 Motivação e Objetivos ...................................................................................................... 6

Capítulo 2 – Configuração e Princípio de Funcionamento ....................................................... 9

2.1 Topologia – Retificador NPC de Cinco Níveis ................................................................ 9

2.2 Princípio de Funcionamento ........................................................................................... 11

2.3 Modelo do Retificador .................................................................................................... 13

2.3.1 Modelo Espaço Vetorial........................................................................................... 13

Capítulo 3 – Estratégia de Controlo – Controlo Preditivo ...................................................... 17

3.1 Princípio de Funcionamento do FCS-MPC .................................................................... 17

3.2 Modelo Preditivo do Sistema ......................................................................................... 19

3.3 Função Custo .................................................................................................................. 21

3.4 Controlador ..................................................................................................................... 22

Capítulo 4 – Avarias no Conversor de potência ....................................................................... 25

4.1 IGBTs em Circuito Aberto ............................................................................................. 25

4.2 Impacto no Funcionamento do Retificador .................................................................... 27

Capítulo 5 – Diagnóstico de Avarias .......................................................................................... 29

5.1 Métodos de Diagnósticos Baseados em Corrente ........................................................... 30

ii

5.1.1 Diagnóstico de IGBTs em C.A. Baseado no Valor Médio das Correntes

Normalizadas ........................................................................................................... 30

5.1.2 Diagnóstico de IGBTs em C.A. Baseado no Erro do Valor Médio Absoluto das

Correntes Normalizadas ........................................................................................... 31

5.2 Método de Diagnóstico Baseado no Erro Instantâneo das Tensões do Conversor ........ 33

Capítulo 6 – Resultados de Simulação....................................................................................... 39

6.1 Funcionamento Normal .................................................................................................. 40

6.2 Funcionamento em Avaria .............................................................................................. 42

6.3 Diagnóstico de Avarias ................................................................................................... 44

6.3.1 Diagnóstico de IGBTs em C.A. Baseado no Erro do Valor Médio Absoluto das

Correntes Normalizadas ........................................................................................... 44

6.3.2 Diagnóstico de IGBTs em C.A. com Base no Erro Instantâneo das Tensões do

Conversor ................................................................................................................. 45

Capítulo 7 – Resultados Experimentais .................................................................................... 49

7.1 Funcionamento Normal .................................................................................................. 50

7.2 Funcionamento em Avaria .............................................................................................. 53

7.3 Diagnóstico de Avarias ................................................................................................... 54

Capítulo 8 – Conclusões e Sugestões para Trabalhos Futuros................................................ 59

8.1 Conclusão ....................................................................................................................... 59

8.2 Sugestões para Trabalhos Futuros .................................................................................. 60

Referências ................................................................................................................................... 61

Apêndice A – Vetores Espaciais de Tensão Gerados pelo Conversor .................................... 65

Apêndice B – Modelo de Simulação ........................................................................................... 67

B.1 Modelo Implementado em Matlab/Simulink® ................................................................ 67

B.2 Parâmetros do Modelo Implementado em Matlab/Simulink® ........................................ 69

Apêndice C – Diagnóstico de IGBTs em C.A. Baseado no Valor Médio das Correntes

Normalizadas ....................................................................................................... 71

Apêndice D – Material Utilizado na Validação Experimental ................................................ 73

iii

D.1 Construção do Protótipo do Conversor NPC de 5 Níveis .............................................. 73

D.2 Material já Existente ....................................................................................................... 76

D.2.1 Isolamento e Acondicionamento do Sinal de Comando dos IGBTs ........................ 76

D.2.2 Material Complementar ........................................................................................... 77

D.3 Monitorização do Sistema .............................................................................................. 80

Apêndice E – Código da Função do Controlo Preditivo e Algoritmo de Diagnóstico .......... 83

E.1 Controlo Preditivo .......................................................................................................... 83

E.2 Algoritmo de Diagnóstico .............................................................................................. 85

v

Lista de Figuras

Figura 1.1 – Diferentes tipos de controlo usados em conversores de potência. .............................. 4

Figura 2.1 – Retificador trifásico NPC de 5 níveis. ........................................................................ 9

Figura 2.2 – Esquema de uma fase do retificador trifásico NPC. ................................................. 10

Figura 2.3 – Fluxos de corrente possíveis para cada estado de comutação, em funcionamento

normal. ..................................................................................................................... 12

Figura 2.4 – Tensão vXM para cada estado de tensão, em funcionamento normal. ........................ 12

Figura 2.5 – Posição discreta dos vetores de tensão e estados de tensão correspondentes, no plano

α-β. ........................................................................................................................... 15

Figura 3.1 – Diagrama de blocos do FCS-MPC. ........................................................................... 18

Figura 3.2 – Principio de funcionamento do FCS-MPC. .............................................................. 18

Figura 3.3 – Tempo das diferentes tarefas realizadas pelo microcontrolador. .............................. 19

Figura 3.4 – Diagrama representativo do método de controlo preditivo FCS-MPC. .................... 23

Figura 3.5 – Fluxograma da estratégia de controlo. ...................................................................... 24

Figura 4.1 – Estados de tensão em função do sinal da corrente de linha ix para o estado de

comutação P2 (a), P1 (b), O (c), N1 (d) e N2 (e), no caso de C.A. no SX1.. ............ 26

Figura 4.2 – Vetores de tensão afetados e não afetados, em caso de falha no IGBT SA4 (esquerda)

e IGBT SA1 (direita). ................................................................................................. 27

Figura 5.1 – Diagrama do método de diagnóstico baseado no valor médio das correntes de linha

normalizadas. ........................................................................................................... 30

Figura 5.2 – Diagrama do método de diagnóstico baseado no erro do valor médio absoluto das

correntes de linha normalizadas. .............................................................................. 31

Figura 5.3 – Diagrama do método de diagnóstico com base no erro instantâneo das tensões do

conversor. ................................................................................................................. 33

Figura 5.4 – Valores de dXY, posição dos limiares e variáveis discretas de localização DXY. ....... 36

Figura 6.1 – Modelo implementado em Matlab/Simulink® para simulação do sistema. ............. 39

Figura 6.2 – Tensão simples e corrente linha iA, em funcionamento normal. ............................... 40

Figura 6.3 – FFT da corrente de linha iA, em funcionamento normal. .......................................... 40

Figura 6.4 – Tensão composta vAB aos terminais do conversor, em funcionamento normal.. ...... 41

Figura 6.5 – Tensão no barramento DC (a) e tensão em cada um dos condensadores (b), em

funcionamento normal. ............................................................................................ 41

vi

Figura 6.6 – Correntes de linha (a) e tensão no barramento DC (b), em situação de variação de

carga e da tensão de referência. ............................................................................... 42

Figura 6.7 – Correntes de linha em caso de falha no IGBT SA4 (a) e SA1 (b). ............................... 43

Figura 6.8 – Tensão no barramento DC em caso de falha no IGBT SA4 (a) e SA1 (b). .................. 43

Figura 6.9 – Tensão nos condensadores em caso de falha no IGBT SA4 (a) e SA1 (b). .................. 43

Figura 6.10 – Evolução do vetor de Park da corrente de linha iA em caso de falha no IGBT SA4 (a)

e SA1 (b).. ................................................................................................................ 43

Figura 6.11 – Correntes de linha (a), variáveis de diagnóstico (b) e correntes médias normalizadas

(c) no caso de um aumento de carga e posterior falha do IGBT SA1. .................... 45

Figura 6.12 – Correntes de linha (a), variáveis de diagnóstico (b) e correntes médias normalizadas

(c) no caso de um aumento de carga e posterior falha do IGBT SA4. .................... 45

Figura 6.13 – Processo de diagnóstico em caso de falha no IGBT SA1: variáveis de diagnóstico

(a), variáveis de localização (b), corrente de linha (c), estado da corrente (d),

estados de comutação (e), identificação (f) e diagnóstico (g). .............................. 46



estados de controlo (e), identificação (f) e diagnóstico (g). .................................. 46

Figura 6.15 – Corrente de linha (a), variáveis de diagnóstico (b), variáveis de localização (c) e

diagnóstico (d) no caso de um aumento de carga e posterior falha do IGBT SA-2. 48

Figura 7.1 – Implementação experimental. ................................................................................... 49

Figura 7.2 – Esquema da implementação experimental. ............................................................... 49

Figura 7.3 – Tensão simples e corrente de linha iA, em funcionamento normal. .......................... 51

Figura 7.4 – FFT da corrente de linha iA, em funcionamento normal. .......................................... 51

Figura 7.5 – Tensão composta vAB aos terminais do conversor, em funcionamento normal. ....... 51

Figura 7.6 – Tensão no barramento DC (a) e tensão em cada um dos condensadores (b), em

funcionamento normal. ............................................................................................ 52

Figura 7.7 – Correntes de linha (a) e tensão no barramento DC (b), em situação de variação de

carga. ........................................................................................................................ 52

Figura 7.8 – Correntes de linha (a) e tensão no barramento DC (b), em situação de variação da

tensão de referência. ................................................................................................. 52

Figura 7.9 – Correntes de linha em caso de falha no IGBT SA4 (a) e SA1 (b). ............................... 53

Figura 7.10 – Tensão no barramento DC em caso de falha no IGBT SA4 (a) e SA1 (b). ................ 53

Figura 7.11 – Tensão nos condensadores em caso de falha no IGBT SA4 (a) e SA1 (b). ................ 53

vii

Figura 7.12 – Evolução do vetor de Park da corrente de linha iA, ao longo de dois períodos

elétricos, em caso de falha no IGBT SA4 (a) e SA1 (b) e em funcionamento normal

(c). .......................................................................................................................... 54







Figura 7.15 – Corrente de linha (a), variáveis de diagnóstico (b), variáveis de localização (c) e

diagnóstico (d) no caso de um aumento de carga e posterior falha do IGBT SA-2. 57

Figura B.1 – Visão geral do modelo implementado em Matlab/Simulink®................................. 67

Figura B.2 – Controlador da tensão DC e transformações α-β. .................................................... 67

Figura B.3 – Bloco da PLL. .......................................................................................................... 68

Figura B.4 – Modelo do conversor NPC de cinco níveis e barramento DC. ................................ 68

Figura B.5 – Função complementar do diagnóstico de avarias. .................................................... 68

Figura B.6 – Função do diagnóstico de avarias. ........................................................................... 69

Figura C.1 – Variáveis de diagnóstico (a) e correntes médias normalizadas (b) no caso de um

aumento de carga e posterior falha do IGBT SA1. .................................................... 71

Figura C.2 – Variáveis de diagnóstico (a) e correntes médias normalizadas (b) no caso de um

aumento de carga e posterior falha do IGBT SA4. .................................................... 71

Figura D.1 – Protótipo do conversor NPC de 5 níveis. ................................................................. 73

Figura D.2 – Módulo SEMiX® 202GB066 HDs. ......................................................................... 74

Figura D.3 – Board 2S SKYPER 32 PRO. ................................................................................... 74

Figura D.4 – Conjunto módulo SEMiX® 202GB066 HDs, placa de adaptação Board 2S

SKYPER 32 PRO e driver SKYPER 32 PRO. ........................................................ 74

Figura D.5 – Díodos de clamping usados na fase A e B. .............................................................. 75

Figura D.6 – Díodos de clamping usados na fase C. ..................................................................... 75

Figura D.7 – Pormenor dos díodos de clamping nas fases A e B. ................................................ 75

Figura D.8 – Pormenor dos condensadores do barramento DC. ................................................... 76

Figura D.9 – Interface de isolamento, acondicionamento e de distribuição de sinais provenientes

da plataforma dSpace. .............................................................................................. 76

Figura D.10 – Placa de distribuição de pulsos para os IGBTs da fase C. ..................................... 76

Figura D.11 – Sensor trifásico de tensão, usado para monitorizar as tensões de entrada. ............ 77

viii

Figura D.12 – Sensor trifásico de tensão e corrente, usado para monitorizar as tensões do

conversor e correntes de linha. .............................................................................. 77

Figura D.13 – Conjunto de sensores monofásicos, utilizados para monitorizar a tensão nos

condensadores. ....................................................................................................... 77

Figura D.14 – Sensor de corrente, usado para monitorizar a corrente na carga. ........................... 77

Figura D.15 – Associação em série de indutâncias, possuem o valor aproximado de 8,47 mH

(valor obtido com medidor LCR). ......................................................................... 78

Figura D.16 – Autotransformador usado para regular a tensão de alimentação do retificador. .... 78

Figura D.17 – Carga resistiva de 100 Ω. ....................................................................................... 78

Figura D.18 – Fonte DC usada para alimentar a placa de distribuição de sinais da fase C e o

sensor de corrente da carga. ................................................................................... 79

Figura D.19 – Disjuntor Magnético, colocado entre o autotransformador e as indutâncias de

filtragem. ................................................................................................................ 79

Figura D.20 – Módulo de processamento de dados DS1103 PPC Controller Board. ................... 79

Figura D.21 – Plataforma de controlo e aquisição de dados dSpace. ........................................... 80

Figura D.22 – Layout do sistema de controlo e monitorização desenvolvido. ............................. 80

Figura D.23 – Perspetiva geral do sistema implementado (a). ...................................................... 81

Figura D.24 – Perspetiva geral do sistema implementado (b). ..................................................... 81

ix

Lista de Tabelas

Tabela 2.1 – Estados de comutação (a) e estados de tensão correspondentes (b), em cada fase do

conversor e em funcionamento normal. ................................................................... 11

Tabela 4.1 – Estados de tensão aplicados na fase X, em função do IGBT em C.A. ..................... 27

Tabela 5.1 – Estados de comutação (CSX) na fase X. .................................................................... 34

Tabela A.1 – Vetores de tensão gerados pelo conversor e estados de comutação correspondentes.

.................................................................................................................................. 65

Tabela B.1 – Parâmetros da fonte de alimentação trifásica. ......................................................... 69

Tabela B.2 – Parâmetros das indutâncias de filtragem. ................................................................ 69

Tabela B.3 – Parâmetros da carga resistiva. .................................................................................. 69

Tabela B.4 – Parâmetros dos vários componentes do conversor. ................................................. 70

Tabela B.5 – Parâmetros do controlador da tensão DC e controlo preditivo. ............................... 70

Tabela D.1 – Principais parâmetros do módulo SEMiX® 202GB066 HDs, à temperatura de

25ºC. ......................................................................................................................... 74

Tabela D.2 – Principais parâmetros dos díodos de clamping, à temperatura de 25ºC. ................. 75

Tabela D.3 – Principais parâmetros dos condensadores. .............................................................. 75

Tabela D.4 – Parâmetros do controlador da tensão DC e controlo preditivo. ............................... 80

xi

Lista de Abreviaturas

AC Corrente Alternada (Alternating Current)

CA Circuito Aberto

CC Curto-Circuito

DC Corrente Contínua (Direct Current)

DPC Controlo Direto de Potência (Direct Power Control)

DSP Processador Digital de Sinal (Digital Signal Processor)

DTC Controlo Direto de Binário (Direct Torque Control)

FCS-MPC Finite Control Set - Model Predictive Control

FFT Transformada rápida de Fourier (Fast Fourier Transform)

FOC Controlo por Campo Orientado (Field Oriented Control)

FP Fator de Potência

FPGA Dispositivo de lógica programável (Field Programmable Gate Array)

IGBT Transístor Bipolar de Gate Isolada (Insulated Gate Bipolar Transistor)

GPC Controlo Preditivo Generalizado (Generalized Predictive Control)

MOSFET Transístor de Efeito de Campo Metal Óxido Semicondutor (Metal Oxide

Semiconductor Field Effect Transistor)

MPC Controlo Preditivo (Model Predictive Control)

NPC Conversor de díodos ligados ao ponto neutro (Neutral-Point-Clamped)

PI Controlador Proporcional-Integral

PLL Malha de controlo de fase (Phase Locked Loop)

THD Distorção Harmónica Total (Total Harmonic Distortion)

UPS Fonte de alimentação ininterrupta (uninterruptible power supply)

VOC Controlo por Orientação da Tensão (Voltage Oriented Control)

xiii

Lista de Símbolos

C Valor da capacidade do condensador (F)

Cn Condensador na posição n do barramento DC (n ∈ 1,2,3,4)

DXn Díodo de clamping na posição n da fase X (X ∈ A, B, C, n ∈ 1, 2, 3, 4, 5, 6)

dtdi X / Derivada em ordem ao tempo do valor instantâneo da corrente de linha na fase X (X

∈ A, B, C) (A/s)

dtid s / Derivada em ordem ao tempo do vetor espacial da corrente de linha (A/s)

dtdvCn / Derivada em ordem ao tempo da tensão instantânea do condensador n (n ∈

1,2,3,4) (V/s)

i1 Corrente instantânea do conversor para o ponto V2 do barramento DC (A)

i2 Corrente instantânea do conversor para o ponto V1 do barramento DC (A)

i3 Corrente instantânea do conversor para o ponto M do barramento DC (A)

i4 Corrente instantânea do conversor para o ponto -V1 do barramento DC (A)

i5 Corrente instantânea do conversor para o ponto -V2 do barramento DC (A)

iX Valor instantâneo da corrente de linha na fase X (X ∈ A, B, C) (A)

*Xi Valor instantâneo da referência de corrente de linha na fase X (X ∈ A, B, C) (A)

iCn Corrente instantânea no condensador n (n ∈ 1, 2, 3, 4) (A)

iDC Corrente instantânea na carga (A)

si Vetor espacial da corrente de linha (A)

*i Amplitude da referência de corrente de linha

iα, iβ Componentes α e β instantâneas do vetor espacial da corrente de linha (A)

** , ii Componentes α e β instantâneas do vetor espacial da referência de corrente de linha

(A)

pi Vetor espacial da corrente de linha prevista (A)

PP ii , Componentes α e β do vetor espacial da corrente de linha prevista (A)

L Valor das indutâncias de filtragem, por fase (H)

RL Valor de resistência das indutâncias de filtragem, por fase (Ω)

SXn IGBT na posição n da fase X (X ∈ A, B, C, n ∈ 4,3,2,1,-1,-2,-3,-4)

vsX Valor instantâneo da tensão simples de alimentação na fase X (X ∈ A, B,C) (V)

vsXY Valor instantâneo da tensão composta de alimentação nas fases XY (XY ∈ AB,

BC,CA) (V)

xiv

vCn Tensão instantânea do condensador n (n ∈ 1, 2, 3, 4) (V)

vXM Tensão instantânea entre o terminal AC do conversor (fase X) e o ponto médio do

barramento DC (X ∈ A, B, C) (V)

*XMv Tensão instantânea esperada entre o terminal AC do conversor (fase X) e o ponto

médio do barramento DC (X ∈ A, B, C) (V)

vM0 Tensão instantânea entre o ponto médio do barramento DC e o neutro da

alimentação – tensão de modo comum (V)

vDC Valor instantâneo da tensão no barramento DC (V)

*DCv Valor instantâneo de referência da tensão no barramento DC (V)

sv Vetor espacial da tensão de alimentação (V)

vα, vβ Componentes α e β instantâneas do vetor espacial da tensão de alimentação (V)

convv Vetor espacial da tensão gerada pelo conversor (V)

convconv vv Componentes α e β instantâneas do vetor espacial da tensão gerada pelo conversor

(V)

pCnv Tensão prevista do condensador n (n ∈ 1, 2, 3, 4) (V)

ΔvDC Valor instantâneo do erro de tensão no barramento DC (V)

α-β Eixos do referencial estacionário

Fator de ponderação respetivo ao equilíbrio dos condensadores

DC

1

Capítulo 1

Introdução

Os avanços na área da eletrónica de potência têm permitido manipular a energia elétrica de

uma forma impressionante, proporcionando um maior controlo sobre os equipamentos elétricos e

nos processos de conversão de energia. O sucesso obtido nesta área, aliado ao desenvolvimento

dos interruptores de potência com base em semicondutores, levou à proliferação do uso dos

conversores de potência, tornando na atualidade, a sua utilização imprescindível em praticamente

todos os ramos do setor elétrico. Para além das vantagens referidas anteriormente, estes dispositivos também apresentam

alguns inconvenientes. Como são equipamentos não-lineares, a corrente que circula no seu interior

não depende só da tensão aplicada aos seus terminais, mas também, do estado dos seus

semicondutores, originando assim harmónicos de corrente e consequentemente de tensão no

sistema de alimentação. Estes harmónicos têm implicações nefastas em todo o sistema elétrico,

causando um aumento das perdas nas linhas de distribuição, perdas de desempenho no

funcionamento de máquinas elétricas e equipamentos eletrónicos, interferências eletromagnéticas

e redução da vida útil de equipamentos elétricos [1].

Os prejuízos económicos provocados pelos harmónicos na rede elétrica são enormes, pondo

em causa a qualidade da energia elétrica fornecida aos consumidores finais, motivo pelo qual este

tema é de grande preocupação na atualidade. A qualidade de energia, também entendida como

qualidade de tensão, é uma característica dos sistemas elétricos nos quais a forma de onda de

tensão não apresenta distorções de amplitude, frequência ou fase. Devido aos fatores descritos

anteriormente, surgiu a necessidade de limitar o nível de distorção harmónico por normas, como

por exemplo a IEEE519‐1992 [2] e IEC61000 [3].

Com a contribuição da indústria de semicondutores, que tem reduzido significativamente o

preço deste tipo de dispositivos e com o aparecimento de controladores com maior velocidade de

processamento, foi possível o desenvolvimento de conversores de potência multinível (maior

número de semicondutores) com estratégias de controlo complexas, que apresentam maior

rendimento e minimizam a geração de harmónicos para o sistema elétrico.

2

1.1 Retificação

Atualmente, a retificação está presente numa infinidade de aplicações residenciais, uma vez

que a maioria dos aparelhos eletrónicos usados no dia-a-dia exige uma fonte de alimentação DC.

Mesmo a nível industrial, com o uso de conversores de frequência para efeito de controlo de

máquinas elétricas, este conversor assume uma importância primordial.

Existem ainda outras aplicações em que o retificador é utilizado, tais como: fontes de

alimentação ininterruptas (UPSs), sistemas de geração distribuída de energia, armazenamento de

energia em baterias e nos sistemas de carregamento de veículos elétricos [4].

Apesar da grande variedade de aplicações atribuídas a este conversor, na atualidade ainda

são utilizadas topologias pouco eficientes, como por exemplo a díodos (retificador não

controlado), ou tirístores (retificador controlado pela frequência da rede), que absorvem correntes

muito distorcidas, levando a que o retificador seja apontado como um dos principais geradores de

poluição harmónica na rede elétrica.

Por forma a minorar os efeitos descritos, existem topologias recentes, tipicamente à base de

IGBTs ou MOSFETs, que têm apresentado resultados muito promissores nesse aspeto. Este tipo

de retificadores totalmente controlados, apesar de serem mais dispendiosos, permitem absorver

correntes sinusoidais com baixa distorção harmónica e proporcionam uma tensão mais constante

no barramento DC. Além disso, permitem ainda a regeneração de energia para a rede, sendo esta

uma funcionalidade muito útil para a indústria que possua cargas com elevada inércia.

Nesta dissertação vai ser estudado em pormenor a topologia trifásica do retificador, uma vez

que é a mais frequente na indústria e em aplicações de média/alta tensão.

1.2 Conversores Multinível

Os conversores multinível tornaram-se nos últimos anos, uma solução bastante atrativa na

conversão de energia elétrica em média/altas potências [5]. O surgimento desta topologia deveu-

se essencialmente às limitações existentes nos semicondutores de potência, uma vez que a tensão

de operação deste tipo de dispositivos é limitada. Distinguem-se dos conversores tradicionais pelo

facto de permitirem gerar mais do que dois níveis de tensão entre uma fase e o ponto neutro do

lado AC.

O uso dos conversores multinível na retificação proporciona inúmeras vantagens,

destacando-se a redução significativa da poluição harmónica, quando comparado com o retificador

tradicional de dois níveis. Com a obtenção de um maior número de níveis de tensão do lado AC,

3

obtém-se uma onda de tensão mais próxima da sinusoide, o que permitirá a absorção de correntes

mais sinusoidais e com conteúdo harmónico mais reduzido (quanto maior o número de níveis de

tensão, menor será a distorção harmónica) [6].

Para além desta grande vantagem no uso de retificadores multiníveis, também se destacam

as seguintes [7 - 9]:

Redução de interferências eletromagnéticas, devido ao maior número de níveis de tensão

do lado AC obtém-se valores reduzidos de dv/dt.

Uso de retificadores em aplicações de média/alta tensão, acabando assim com a limitação

existente nos retificadores de dois níveis (estavam restringidos às condições nominais

dos semicondutores). Nesta topologia cada semicondutor necessita apenas de suportar

uma fração da tensão nominal do conversor, dependendo esse valor do número de níveis.

Estas vantagens são alcançadas à custa de uma maior complexidade do conversor,

implicando assim estratégias de controlo mais complexas e que contemplem o equilíbrio da tensão

nos condensadores do barramento DC, desvantagens que na atualidade são ultrapassadas com o

uso de controladores com maior velocidade de processamento (DSPs e FPGAs).

Existem várias estruturas de conversores multinível, as topologias mais frequentes são: o

conversor de díodos ligados ao ponto neutro (NPC – Neutral Point Clamped ou Diode Clamped

Converter), o conversor de condensadores flutuantes (Flying Capacitor Converter) e o conversor

em cascata de ponte H (Cascaded H-Bridge)[10].

Nesta dissertação, vai ser analisada ao pormenor a topologia NPC (introduzida em 1981 por

Nabae em [11]). Apesar de os estudos referentes ao conversor NPC serem maioritariamente

referentes ao modo de operação como inversor, esta topologia ao longo do tempo tem despertado

o interesse dos investigadores no modo de operação como retificador. Uma das grandes vantagens

dos retificadores NPC é o uso de menos condensadores, comparativamente com outras topologias

multinível. Ao usar-se esta topologia na retificação, obtém-se uma onda de corrente praticamente

sinusoidal do lado AC (baixo conteúdo harmónico), fator potência unitário com a rede (fator de

extrema importância a nível industrial, visto que o consumo de energia reativa é pago) e um

barramento DC muito estável [12]. Para demonstrar estes resultados foi simulado (em ambiente

Matlab/Simulink®) e implementado experimentalmente um retificador NPC de cinco níveis.

1.2.1 Estratégias de Controlo

Vários métodos têm sido propostos para o controlo de conversores de potência, os mais

comuns são apresentados na Figura 1.1. Alguns destes algoritmos são robustos e de simples

4

Estratégias de controlo

Histerese

Controlo de corrente

DTC

DPC

Controlo Linear

Controlador PI

FOC

VOC

Modo de deslizamento

Controlo de corrrente

Controlo de tensão

Preditivo

Deadbeat

MPC

GPC

Inteligência Artificial

Fuzzy

Redes neuronais

Neuro-fuzzy

Figura 1.1 – Diferentes tipos de controlo usados em conversores de potência.

implementação, tais como os controlos baseados em histerese. Outros permitem um melhor

comportamento do sistema, mas têm o inconveniente de serem mais complexos, tornando a sua

implementação possível só com o uso de controladores com maior velocidade de processamento.

O controlo de histerese determina os estados de comutação dos semicondutores por

comparação de uma grandeza medida com a respetiva referência gerada. Para isso, o controlador

procura manter o erro entre essas duas grandezas dentro de uma banda admissível (histerese),

atuando sobre o conversor sempre que este ultrapasse os limites estabelecidos. Este tipo de

controlo pode ser usado em aplicações simples, como em controlo de corrente, mas também em

aplicações mais complexas, controlo direto de binário (DTC) [13] e no controlo direto de potência

(DPC)[14].

Existem vários algoritmos na área dos controladores lineares, sendo o controlo por orientação

da tensão (VOC) o mais frequente na retificação. Como o próprio nome indica, é uma estratégia

de controlo baseada em tensão, em que o controlador gera as referências das tensões do lado AC

que garantem o funcionamento pretendido do conversor. Estas referências são posteriormente

enviadas ao modulador, que gera as tensões o mais próximo possível da referência. Este controlo

tem a desvantagem de ser mais complexo, quando comparado com os métodos baseados em

corrente [15-19].

Com o desenvolvimento dos microcontroladores, surgiram novas estratégias de controlo

(controlo por modo de deslizamento, algoritmos de inteligência artificial e controlo preditivo).

Entre estas novas estratégias, o controlo preditivo demonstra ser uma alternativa muito interessante

no controlo de conversores de potência, havendo na atualidade várias versões deste algoritmo. A

5

ideia principal reside num modelo que prevê o comportamento futuro das variáveis controladas,

selecionando os estados de comutação com base num critério ótimo.

Um dos algoritmos preditivos mais usados é o Deadbeat Control. Este algoritmo calcula as

tensões de referência, por forma a ser alcançado o valor de referência de outra variável (geralmente

a corrente). A tensão de referência prevista é posteriormente gerada recorrendo a um modulador

[20]. Existe outro algoritmo preditivo, mais recente, que está a ser usado no controlo de

conversores de potência, o Model Predictive Control (MPC). Este algoritmo caracteriza-se pela

inclusão do modelo discreto do sistema, que prevê o comportamento futuro das variáveis a

controlar, ao longo de um período de tempo pré-definido (número inteiro múltiplo do tempo de

amostragem). Estas previsões são avaliadas posteriormente por uma função custo, sendo a

sequência de pulsos a aplicar a que minimizar essa função. Apresenta várias vantagens, como a

fácil inserção de condições não-lineares e de restrições [21]. Apesar dos investigadores terem dado

especial atenção para a sua aplicação em inversores, também apresenta excelentes resultados no

controlo de retificadores [22], sendo um algoritmo muito promissor no controlo dos conversores

de potência.

Nesta dissertação o controlo do retificador será feito com recurso ao algoritmo preditivo

MPC.

1.3 Avarias em Conversores de Potência

A fiabilidade de um conversor de potência é um assunto de extrema importância.

Geralmente, a avaria deste elemento resulta na interrupção de processos críticos ou de processos

industrias, o que acarreta para as empresas prejuízos enormes.

Estima-se que cerca de 38% das falhas dos conversores de potência devem-se a falhas nos

semicondutores [23]. Essas falhas traduzem-se na maioria dos casos num estado permanente de

circuito aberto (C.A.) ou curto-circuito (C.C.) de um semicondutor. Os C.C. são na maioria dos

casos muito destrutivos, levando a indústria de semicondutores a incluir nos drivers dos IGBTs

uma proteção inerente contra este tipo de falhas. Já as falhas em C.A., podem permanecer

indetetáveis por um longo período de tempo, causando danos no próprio conversor e nos

equipamentos adjacentes. Neste contexto, e uma vez que as falhas em C.A. estão envolvidas numa

parcela significativa das avarias dos conversores, é fundamental implementar métodos de

diagnostico eficazes, que detetem este tipo de falhas e que permitam o desligamento atempado do

conversor ou a ativação de métodos que permitam o seu funcionamento após uma falha deste

género.

6

1.3.1 Diagnóstico de Semicondutores em C.A.

O diagnóstico de semicondutores em C.A. tem sido um tema muito investigado nas últimas

décadas. É um processo de extrema importância, pois uma rápida deteção e identificação do

semicondutor em C.A., proporciona uma maior proteção e fiabilidade do sistema.

Nesta temática, muitas das soluções propostas são aplicadas a conversores de dois níveis [24-

27], existindo também soluções aplicadas a conversores NPC [28-33], diagnósticos com base na

análise da corrente [28-29] e tensão [30-33]. Devido à topologia específica dos conversores NPC,

os métodos de diagnóstico baseados na corrente não oferecem uma boa solução, sendo incapazes

de identificar em alguns casos o IGBT em falha. Os métodos baseados na análise da tensão,

oferecem um diagnóstico rápido e preciso em conversores NPC, mas geralmente necessitam de

sensores adicionais, o que leva a um acréscimo do custo do sistema na aplicação destas soluções.

Existe, no entanto, um método baseado na análise das tensões do conversor proposto para

retificadores NPC de 3 níveis, que não usa sensores adicionais e apresenta um diagnóstico final

robusto e com tempos reduzidos de deteção [34]. Esse algoritmo foi recentemente melhorado,

permitindo diagnósticos de C.A. em conversores NPC de N-níveis [35]. Demonstra ser um

algoritmo muito promissor, dada a sua independência do método do controlo usado e do regime

de carga. Certamente permitirá uma maior fiabilidade dos conversores de potência que operem em

média/alta tensão.

1.4 Motivação e Objetivos

Os conversores multinível têm sido umas das áreas da eletrónica de potência com maiores

avanços nas últimas décadas. O uso destes conversores na retificação apresenta inúmeras

vantagens relativamente aos tradicionais conversores 2 níveis. Também, com os recentes

desenvolvimentos na área dos controladores, tornou-se possível o uso de novos algoritmos de

controlo, que evidenciam ser muito promissores no controlo de conversores de potência.

Por fim, é de extrema importância o estudo de métodos diagnóstico que permitam a rápida e

correta deteção de falhas em C.A. São falhas muito frequentes, podendo as mesmas permanecer

indetetáveis durante longos períodos de tempo, sendo o mesmo muito prejudicial para a própria

instalação e o sistema elétrico.

Neste contexto, os objetivos desta dissertação foram os seguintes:

Investigação e estudo da topologia NPC de 5 níveis aplicada a retificadores.

7

Investigação de métodos de controlo preditivo, dando ênfase ao método baseado em

corrente com equilíbrio da tensão nos condensadores.

Pesquisa e estudo de vários métodos de diagnósticos de avarias de semicondutores em

C.A., com o intuito de perceber as limitações e vantagens de cada um dos métodos.

Implementação em ambiente Matlab/Simulink® da topologia e dos métodos referidos

anteriormente.

Desenvolvimento do protótipo do conversor e respetivos sistemas de monitorização e

controlo.

Análise dos resultados obtidos em simulação e sua validação com os resultados

experimentais.

Conclusões sobre o desempenho do conversor com o algoritmo de controlo preditivo e

dos métodos de diagnósticos implementados.

9

Figura 2.1 – Retificador trifásico NPC de 5 níveis.

B0

vsA RL, L

vsB

vsC

SA4

SA3

SA2

SA1

SA-1

SA-2

SA-3

SA-4

SB4

SB3

SB2

SB1

SB-1

SB-2

SB-3

SA-4

SC4

SC3

SC2

SC1

SC-1

SC-2

SC-3

SC-4

Car

ga

C1

C2

C3

C4

vDC

iA

Mi3

iDC

iB

iC

i1

i2

i4

i5

RL, L

RL, L

A

C

iC1

iC2

iC3

iC4

DA1

DA4

DA5

DA2

DA3

DA6

DB1

DB2

DB3

DB4

DB5

DB6

DC1

DC2

DC3

DC4

DC5

DC6

Capítulo 2

Configuração e Princípio de Funcionamento

2.1 Topologia – Retificador NPC de Cinco Níveis

A configuração estudada ao longo desta dissertação é apresentada na Figura 2.1. Esta

topologia é constituída por 24 IGBTs e respetivos díodos em antiparalelo, 18 díodos de clamping

e 4 condensadores.

A nomenclatura apresentada na Figura 2.1 será a adotada ao longo desta dissertação. A parte

superior e inferior do conversor é separada pelo ponto onde é ligada a fase AC correspondente

(ponto médio do lado AC). Cada IGBT é identificado por SXn, em que X indica a fase a que o IGBT

pertence (X=A,B,C) e n a respetiva posição (n = 4,3,2,1,-1,-2,-3,-4). Os números positivos

correspondem a IGBTs localizados na parte superior do conversor e os negativos correspondem à

parte inferior, sendo o número 1/-1 correspondente ao IGBT mais próximo do ponto onde é ligada

a fase AC (IGBT mais interno) e o 4/-4 correspondente ao IGBT mais afastado desse ponto (IGBT

mais externo). Os díodos de clamping são identificados por DXn, em que X indica a fase e n a

10

Figura 2.2 – Esquema de uma fase do retificador trifásico NPC.

X0vsX

SX4

SX3

SX2

SX1

SX-1

SX-2

SX-3

SX-4

C1

C2

C3

C4

M

V2

V1

-V1

-V2

DX1

DX2

DX3

DX4

DX5

DX6

respetiva posição do díodo (posições definidas na figura). O sentido convencionado para a medição

das correntes, será o adotado ao longo desta dissertação.

Nesta topologia o barramento DC é constituído por 4 condensadores (C1, C2, C3 e C4), que

proporcionam uma grande estabilidade da tensão vDC. Os condensadores têm de possuir

obrigatoriamente a mesma capacidade, de modo a que a tensão aos terminais de cada um seja

idêntica (aproximadamente vDC/4). O equilíbrio entre eles é fundamental, pois só assim se consegue

obter os cinco níveis de tensão no barramento DC (vDC/2, vDC/4, 0, -vDC/4, -vDC/2). O uso de 4

condensadores permite a obtenção de um ponto neutro flutuante, representado na figura com a

letra M.

A ligação entre o conversor e a rede é garantida por três indutâncias (L). Estas indutâncias

proporcionam a filtragem (“alisamento”) das correntes de linha, impedindo que correntes de

elevada frequência sejam introduzidas no sistema de alimentação.

Na Figura 2.2, está representado um braço do conversor (circuito de uma fase). Cada braço é

constituído por 8 IGBTs associados em série, sendo que os terminais desta associação ligam aos

extremos do barramento DC do conversor (pontos V2 e –V2). O ponto médio de cada braço é

representado pelo ponto X, ligando nesse ponto a respetiva fase AC (X=A, B, C). Os díodos de

clamping (DXn) são responsáveis pela ligação dos diferentes pontos médios do barramento DC (V1,

M,-V1) ao lado AC, mais detalhes sobre estas ligações serão apresentados na secção seguinte.

11

Tabela 2.1 – Estados de comutação (a) e estados de tensão correspondentes (b), em cada fase do conversor e em funcionamento normal.

(a) (b)

2.2 Princípio de Funcionamento

Os retificadores controlados apresentam a peculiaridade de conseguirem operar no modo não-

controlado (modo de funcionamento não desejado). Neste modo de operação, os IGBTs estão

desligados e os díodos em antiparalelo entram em condução, impondo no barramento DC uma

tensão próxima do valor de pico da tensão composta da rede. Quando os díodos estão em condução

os IGBTs ficam inversamente polarizados, impedindo assim que os mesmos conduzam. Esta

característica leva a que o retificador no modo de operação controlado apresente a limitação de

não poder operar com uma tensão no barramento DC inferior ao valor de pico da tensão composta

da rede.

O modo de operação controlado é efetuado pela comutação dos IGBTs entre diferentes

estados de comutação. Cada IGBT tem associado dois estados possíveis, aberto (SXn = 0) ou

fechado (SXn = 1). Como a topologia utilizada é constituída por 24 IGBTs, existe um número

elevado de combinações possíveis para os estados de comutação (224). Muitas destas combinações

não são possíveis de se efetuar, devido à própria topologia do circuito ou pela violação da teoria

dos circuitos elétricos. Desta forma, para cada braço são possíveis apenas 5 estados de comutação,

diminuindo assim a possibilidade de combinações para 53=125 (5 é o número de estados possíveis

em cada fase e o 3 representa o número de fases do conversor). Estes 5 estados estão representados

na Tabela 2.1 (a). É possível constatar que os IGBTs de cada braço são “comandados” de forma

complementar, em que 1X4X SS , 2X3X SS , 3X2X SS e 4X1X SS .

Em funcionamento normal, cada estado de comutação dá origem a um estado de tensão

correspondente, sendo estes caracterizados pelo ponto do barramento DC a que se encontra ligado

o lado AC (ponto X). Estes estados estão representados na Tabela 2.1 (b). De modo a simplificar

a notação, os estados de tensão terão a mesma denominação dos estados de comutação (P2, P1, O,

N1, N2).

Estados de Comutação

SX4 SX3 SX2 SX1 SX-1 SX-2 SX-3 SX-4

P2 1 1 1 1 0 0 0 0

P1 0 1 1 1 1 0 0 0

O 0 0 1 1 1 1 0 0

N1 0 0 0 1 1 1 1 0

N2 0 0 0 0 1 1 1 1

Estados de Tensão

Ponto do barramento

DC ligado a X

Tensão vXM

P2 V2 vDC/2

P1 V1 vDC/4

O M 0

N1 -V1 -vDC/4

N2 -V2 -vDC/2

12

X0vsX

SX4

SX3

SX2

SX1

SX-1

SX-2

SX-3

SX-4

C1

C2

C3

C4

M

V2

V1

-V1

-V2

X0vsX

SX4

SX3

SX2

SX1

SX-1

SX-2

SX-3

SX-4

C1

C2

C3

C4

M

V2

V1

-V1

-V2

X0vsX

SX4

SX3

SX2

SX1

SX-1

SX-2

SX-3

SX-4

C1

C2

C3

C4

M

V2

V1

-V1

-V2

iX >0

iX <0

vXM = 0

iX >0

iX <0

vXM = vC2

iX >0

iX <0

vXM = vC1 + vC2

X0vsX

SX4

SX3

SX2

SX1

SX-1

SX-2

SX-3

SX-4

C1

C2

C3

C4

M

V2

V1

-V1

-V2

X0vsX

SX4

SX3

SX2

SX1

SX-1

SX-2

SX-3

SX-4

C1

C2

C3

C4

M

V2

V1

-V1

-V2

iX >0

iX <0

vXM = vC3

iX >0

iX <0

vXM = vC3 + vC4

Figura 2.3 – Fluxos de corrente possíveis para cada estado de comutação, em funcionamento normal.

Tempo

vXM

vDC/2

vDC/4

0

-vDC/4

-vDC/2

O P2P1 P1 N1O N2 ON1

Figura 2.4 – Tensão vXM para cada estado de tensão, em funcionamento normal.

Por forma a perceber o funcionamento normal do conversor, na Figura 2.3 são ilustrados os

fluxos de corrente obtidos com cada estado de comutação, sendo os mesmos análogos para todas

as fases do conversor. A tensão vXM para cada estado de tensão, é apresentada na Figura 2.4.

Estado de comutação = P1 Estado de comutação = OEstado de comutação = P2

Estado de comutação = N1 Estado de comutação = N2

13

(2.1)

(2.2)

(2.3)

2.3 Modelo do Retificador

Aplicando as leis de Kirchhoff ao circuito da Figura 2.1, obtêm-se as expressões indicadas em

(2.1) que correspondem às malhas de tensão do lado AC do conversor. Desprezando a queda de

tensão na resistência da bobina obtêm-se as equações indicadas em (2.2).

M0CMCLC

sC

M0BMBLB

sB

M0AMALA

sA

vviRdt

diLv

vviRdt

diLv

vviRdt

diLv

M0CMsCC

M0BMsBB

M0AMsAA

vvvdt

diL

vvvdt

diL

vvvdt

diL

Com a análise das expressões em (2.2), conclui-se que existe uma relação entre a variação da

corrente iX e as tensões vsX, vXM e vM0. Como nesta dissertação é usado um sistema de alimentação

trifásico sem neutro e admitindo que a tensão de alimentação é equilibrada, somando as 3 equações

presentes em (2.2), obtém-se a expressão (2.3) que demonstra que a tensão de modo comum (vM0)

depende da tensão imposta pelo conversor em cada fase (vXM).

3

vvvv CMBMAM

M0

)(

A tensão vM0 é indesejável, uma vez que cria uma interdependência entre as várias fases do

conversor. A maneira mais simples (não sendo a mais eficaz) de atenuar este inconveniente seria

ligar o neutro da alimentação ao ponto M do barramento DC, mas com isso limita-se a aplicação

do conversor, visto que o condutor neutro, geralmente, não é distribuído em média/alta tensão.

2.3.1 Modelo Espaço Vetorial

No modelo espaço vetorial, as três equações de fase passam a ser descritas em apenas uma

equação vetorial, permitindo assim uma fácil análise do sistema. O vetor espacial da tensão da

rede e da corrente de entrada são descritos em (2.4) e (2.5), respetivamente, onde ./ 3j2πea

14

(2.4)

(2.6)

)(3

2sC

2sBsAs vavavv

)( C2

BAs iaiai3

2i (2.5)

(2.7)

(2.8)

(2.9)

(2.10)

C

B

A

i

i

i

2

3

2

30

2

1

2

11

3

2i

i

Considerando os vetores em (2.4) e (2.5), as três malhas de tensão descritas em (2.1) podem

ser reescritas num único vetor espacial (2.6).

)(3

2C

2BALss iaiaiRi

dt

dLv

)(3

2)(

3

2M0

2M0M0CM

2BMAM vavavvavav

O último termo desta equação, correspondente à tensão de modo comum, é igual a 0, como

demonstrado em (2.7).

0aa1vvavav 2M0M0

2M0M0 )(

3

2)(

3

2

A tensão gerada pelo conversor em cada fase (penúltimo termo de (2.6)), pode ser

representada pelo vetor convv , descrito em (2.8), obtendo-se assim a equação vetorial (2.9). Esta

última equação será a base para a obtenção do modelo preditivo discreto do conversor, necessário

ao controlo implementado nesta dissertação.

)(3

2CM

2BMAMconv vavavv

sLconvss iRvv

dt

idL

Com a análise da equação (2.9), é possível verificar que a variação da corrente no plano

estacionário α-β depende do vetor de tensão de entrada ( sv ), da queda de tensão na resistência da

bobina ( sLiR ) e do vetor de tensão gerado pelo conversor ( convv ).

Os vetores sv e si podem ser obtidos através das expressões já descritas em (2.4) e (2.5), ou

através da transformada de Clarke na forma matricial. Nesta dissertação, foi dada preferência à

forma matricial, sendo apresentada em (2.10) a transformada referente à corrente.

15

(2.11)

N2P2N2

N2P2N1

N2P2O

N2P2P1

N2P2P2

N2P1P2

N2OP2

N2N1P2

N2N2P2 N1N2P2 ON2P2 P1N2P2 P2N2P2

P2N2P1

P2N2O

P2N2N1

P2N2N2

P2N1N2

P2ON2

P2P1N2

P2P2N2P1P2N2OP2N2N1P2N2

N1P2N1

N2P1N2

N1P2ON2P1N1

N1P2P1

N2P1O

N1P2P2

N2P1P1

N1P1P2

N2OP1

N1OP2

N2N1P1

N1N1P2

N2N2P1

ON1P2

N1N2P1

P1N1P2

ON2P1

P2N1P2

P1N2P1

P2N1P1

P1N2O

P2N1OP1N2N1

P2N1N1

P1N2N2

P2ON1

P1N1N2

P2P1N1

P1ON2

P2P2N1

P1P1N1

P1P2N2

OP1N2

OP2N1

N1P1N2

OP2ON1P1N1

N2ON2

OP2P1

N1P1ON2ON1

OP2P2

N1P1P1

N2OO

OP1P2

N1OP1

N2N1O

OOP2

N1N1P1

N2N2O

P1OP2

ON1P1

N1N2O

P2OP2

P1N1P1

ON2O

P2OP1

P1N1OON2N1

P2OOP1N1N1

ON2N2

P2P1OP1ON1

ON1N2

P2P2OP1P1N1

OON2

P1P2OOP1N1

N1ON2

P1P2P1

OP1ON1ON1

N2N1N2

P1P2P2

OP1P1

N1OON2N1N1

P1P1P2

OOP1

N1N1ON2N2N1

P2P1P2

P1OP1

ON1ON1N2N1

P2P1P1

P1OOON1N1

N1N2N2

P2P2P1

P1P1OOON1

N1N1N2

P2P2P2

P1P1P1

OOON1N1N1

N2N2N2

α

β

Figura 2.5 – Posição discreta dos vetores de tensão e estados de tensão correspondentes, no plano α-β.

45

46

47

48

49

50

51

52

53 54 55 56 57

58

58

60

37

38

39

40

41424344

7

8

9

10

11

12

13 14 15 16

17

18

1

2

3

456

23

24

25

26

27 28 29

30

19

20

2122

33

34

35 36

31

32

61

Posteriormente, o vetor si é obtido através de (2.11). A transformação da tensão da rede não

será apresentada, pois é efetuada de forma análoga.

jiiis

Por fim, falta demonstrar a obtenção dos vetores convv . Analisando a expressão (2.8) e a Tabela

2.1 (b), verifica-se que para cada estado de comutação existe um vetor de tensão convv . Como nesta

dissertação é usado um conversor NPC de 5 níveis, existem 125 combinações de estados de

comutação, que dão origem a 61 vetores de tensão distintos. A existência dos 61 vetores de tensão

deve-se ao facto da existência de estados de comutação redundantes, que geram vetores de tensão

idênticos [36]. Na Figura 2.5 estão representados no plano α-β a posição discreta dos 61 vetores

de tensão e os estados de comutação que geram os vetores correspondentes (hexágono da

esquerda).

Considerando o estado de comutação [P2 N1 N1], em que o primeiro elemento corresponde

ao estado de comutação da fase A, o segundo ao da fase B e o terceiro ao da fase C ([SA SB SC]), e

examinando a Tabela 2.1 (b), conclui-se que para esta seleção de estados, a tensão vXM em cada

16

(2.12)

fase é: [vDC/2 -vDC/4 -vDC/4], sendo o primeiro índice corresponde à tensão vAM e o último

correspondente à tensão vCM. Substituindo estes valores na equação (2.8), obtém-se o vetor de

tensão 1v , que corresponde à posição 1 da Figura 2.5. O método de cálculo é demostrado em

(2.12), sendo análogo para os 125 estados de comutação. No Apêndice A, encontra-se uma tabela

com os 125 estados de comutação e vetores de tensão correspondentes (Tabela A.1).

DCconv2

DCconv v2

1v

4

1a

4

1a

2

1v

3

2v

Ao analisar-se os hexágonos da Figura 2.5, constata-se que existem vários estados de

comutação que geram o mesmo vetor de tensão. Estes estados de tensão redundantes podem ser

explorados pela estratégia de controlo, por forma a obter-se o equilíbrio da tensão nos

condensadores do barramento DC.

17

Capítulo 3

Estratégia de Controlo – Controlo Preditivo

Atualmente, existem vários métodos de controlo preditivo. Apesar de estes apresentarem

diferenças entre si, a caraterística principal é comum em todos eles, o uso de um modelo do

sistema, de modo a prever-se o comportamento das variáveis que se pretendem controlar. O

método FCS-MPC (Finite Control Set Model Predictive Control) é o algoritmo de controlo usado

nesta dissertação. Diferencia-se dos outros métodos pelo facto de gerar diretamente os estados de

comutação sem a necessidade de um modulador. É um algoritmo de fácil compreensão, sendo

constituído por dois elementos principais, o modelo discreto do sistema e a função custo.

Apresenta ainda as vantagens de fácil inserção de restrições, controlo simultâneo de diferentes

variáveis, boa resposta dinâmica do conversor e tempos de resposta muito reduzidos. Aquando da

inclusão de várias variáveis de controlo, a função custo pode incluir um fator multiplicativo de

ponderação, de modo a ajustar-se a importância de cada termo da função. No entanto, este controlo

apresenta a desvantagem de necessitar de um maior número de cálculos, em comparação com os

controladores clássicos.

Nesta dissertação, é desenvolvido um modelo preditivo discreto de um retificador NPC

trifásico de 5 níveis, com a finalidade de controlar as correntes de linha e as tensões dos

condensadores.

3.1 Princípio de Funcionamento do FCS-MPC

Na Figura 3.1 está representado o diagrama de blocos do controlo FCS-MPC. O x(k)

representa as variáveis medidas no instante k (atual). Posteriormente essas variáveis são usadas no

modelo preditivo do sistema. Neste bloco, são calculadas as previsões das variáveis controladas

para todos os estados de comutação (x(k+1)). Todos os valores previstos das variáveis controladas,

são comparados com os seus valores de referência (xref(k)) no bloco de minimização da função

custo. Por fim, os estados de comutação aplicados ao conversor (S) serão os que minimizam a

função custo.

18

Figura 3.1 – Diagrama de blocos do FCS-MPC.

(3.1)

Figura 3.2 – Principio de funcionamento do FCS-MPC.

Minimização da função custo

Conversor

Modelo Preditivo

x(k)

x(k+1)

xref (k)S

FCS-MPC

Carga

O procedimento da seleção dos estados de comutação é mostrado na Figura 3.2, onde tk

representa o estado atual, tk+1 e tk+2 representam os instantes seguintes de amostragem. O tempo de

amostragem é Ts. De modo a simplificar a análise, assume-se que o conversor apresenta apenas

três estados possíveis de comutação (S1, S2 e S3) e que a referência não muda significativamente

durante uma amostragem (xref(k)= xref(k+1)). A função custo é definida em (3.1) e representa a

minimização da distância entre a previsão da variável controlada e o valor de referência (xref).

)()( 1kxkxg ref

As variáveis de controlo previstas são calculadas para todos os estados de comutação, sendo

que a escolha do estado S3, é o que garante a menor distância entre o valor de referência e a previsão

da variável controlada (Figura 3.2). Na prática este processo não é processado de forma imediata,

sendo os estados de comutação aplicados ao fim da execução dos cálculos e não imediatamente

em tk (Figura 3.3). Subsequentemente, no instante tk+1, o processo é repetido e é aplicado o estado

S2.

19

Figura 3.3 – Tempo das diferentes tarefas realizadas pelo microcontrolador.

(3.2)

(3.3)

k k+1

1 2 3 1 2 3

t

1. Medições

2. Cálculos e seleção do estado ótimo

3. Aplicação do estado de controlo

3.2 Modelo Preditivo do Sistema

Nesta secção é descrito o processo de discretização da equação dinâmica da corrente AC

(equação 2.9) para o tempo de amostragem Ts. A equação obtida por este processo permitirá a

previsão do valor da corrente de entrada, com base nos valores das tensões e correntes de linha no

instante atual (k).

Vários métodos de discretização podem ser usados de modo a obter-se um modelo discreto

no tempo. Considerando que o lado AC do conversor pode ser modelado por um sistema de

primeira-ordem, o modelo discreto pode ser obtido através da aproximação da derivada da

corrente. Desta forma, a derivada dtid s / é substituída pela aproximação de Euler (Forward Euler

method) [37], como mostrado em (3.2).

s

sss

T

ki1ki

dt

id )()(

Substituindo esta aproximação na equação (2.9), obtém-se a equação discreta em (3.3), que

permitirá a previsão da corrente de linha no instante k+1 para cada um dos 125 vetores de tensão

convv gerados pelo retificador. Obtém-se )(kis através da medição das correntes de linha e

posterior transformação em coordenadas α-β, estando este processo já descrito em (2.10) e (2.11).

O vetor )(kvs é obtido por processo análogo, ou seja, medição das tensões da rede e posterior

transformação em coordenas α-β.

)()()()( kvkvL

Tki

L

TR11ki convs

ss

sLp

Como referido no capítulo 1, o conversor NPC apresenta a desvantagem de necessitar de

incluir na sua estratégia de controlo o equilíbrio dos condensadores do barramento DC. Desta

forma, torna-se necessário incluir no modelo preditivo do sistema a previsão da tensão de cada um

dos condensadores.

20

(3.4)

(3.5)

(3.6)

(3.7)

A equação diferencial para cada condensador é apresentada em (3.4), em que n indica o

respetivo condensador do barramento DC (n=1,…,4). O 1 corresponde ao condensador superior e

o 4 ao condensador inferior. Esta ordem foi assumida na Figura 2.1.

CnCn i

C

1

dt

dv

A aproximação de Euler usada na discretização da corrente pode também ser aplicada à

derivada da tensão dos condenadores (3.5), obtendo-se assim as equações discretas em (3.6), que

preveem a tensão de cada um dos condensadores para o instante k+1 [38].

s

CnCnCn

T

kv1kv

dt

dv )()(

s4C4Cp

4C

s3C3Cp

3C

s2C2Cp

2C

s1C1Cp

1C

TkiC

1kv1kv

TkiC

1kv1kv

TkiC

1kv1kv

TkiC

1kv1kv

)()()(

)()()(

)()()(

)()()(

Com a análise das equações em (3.6), verifica-se que o modelo preditivo dos condensadores

necessita do valor da tensão e corrente de cada um dos condensadores no instante k. A tensão é

medida diretamente aos terminais de cada um, implicando assim o uso de quatro sensores de tensão

adicionais. As correntes serão estimadas, por forma a minimizar o uso de sensores [38].

Aplicando a lei dos nós à Figura 2.1, obtêm-se as expressões em (3.7).

)()()(

)()()(

)()()(

)()()(

kikiki

kikiki

kikiki

kikiki

4C3C4

3C2C3

2C1C2

1DCC1

A corrente iDC é medida, sendo que as correntes i1, i2, i3 e i4 são estimadas com base nos estados

de comutação e correntes de linha, como apresentado em (3.8).

21

(3.8)

.,, CBAX (3.9)

N1"" se , 0

N1"" se 1,

X

XX4 S

SH

)()()()( kiHkiHkiHki CC1BB1AA11




As variáveis H1X, H2X, H3X e H4X, são dependentes dos estados de comutação (SA, SB e SC). O

critério que define o valor de cada variável é apresentado em (3.9). Constata-se que quando é

aplicado um estado específico numa fase, a variável toma o valor 1, caso contrário toma o valor 0.

P2"" se 0,

P2"" se 1,

X

XX1 S

SH

P1"" se 0,

P1"" se 1,

X

XX2 S

SH

O"" se 0,

O"" se 1,

X

XX3 S

SH

Substituindo as expressões (3.8) e (3.9) em (3.7), obtém-se o valor das correntes em cada um

dos condensadores, evitando assim o uso de sensores adicionais.

É importante salientar, que o modelo do sistema depende fortemente dos valores das

indutâncias de filtragem e das capacidades dos condensadores do barramento DC. Desta forma,

sempre que houver uma alteração nos valores destes componentes, os mesmos terão de ser

alterados no modelo do sistema, por forma a manter o correto funcionamento do controlador.

3.3 Função Custo

Para garantir o bom funcionamento do retificador, o algoritmo preditivo tem de proporcionar

o equilíbrio da tensão nos condensadores e a absorção de correntes sinusoidais em fase com a

tensão de alimentação (F.P. unitário). Para isso, recorre a uma função custo que seleciona os

estados de comutação com base na minimização do erro entre as correntes previstas e os seus

valores de referência. Simultaneamente, também terá de minimizar o erro entre os valores

previstos da tensão nos condensadores, garantindo assim a seleção de estados de comutação que

22

(3.10)

proporcionem um valor de tensão idêntico aos terminais de cada condensador (vDC/4). Nesta

dissertação é usada a função custo apresentada em (3.10).

p1C

p4C

3

1n

p1nC

pCnDC

pp vvvviiiig )(**

Os dois primeiros termos da função, correspondem aos erros das correntes em coordenadas

ortogonais, sendo que pi é a componente real e pi a componente imaginária de (3.3). As correntes

de referência *i e *

i são geradas de modo a garantirem a tensão desejada no barramento DC e

fator potência unitário na rede. O processo de geração destas correntes será descrito na secção 3.4.

O último termo da função custo corresponde aos erros entre os valores preditivos dos

condensadores, tendo associado o fator de ponderação λDC. O valor deste fator traduz-se na

“importância” dada por parte do algoritmo ao equilíbrio da tensão nos condensadores. Se este tiver

um valor baixo, o algoritmo seleciona os estados de comutação que permitem um menor erro entre

a corrente de referência e a corrente prevista, dando pouca “importância” à diminuição do erro

entre as tensões dos condensadores. Caso contrário, se este tem um valor muito elevado, o

algoritmo irá dar mais “importância” ao equilíbrio da tensão nos condensadores, deixando de

seguir a referência da corrente. Não existe um método concreto que defina o valor ideal para o

fator de ponderação, sendo o mesmo definido pelo utilizador, de modo a que sejam cumpridos os

requisitos pré-definidos [39]. O valor usado nesta dissertação foi cuidadosamente escolhido por

forma a manter o equilíbrio dos condensadores, sem por em causa o seguimento das correntes de

referência.

3.4 Controlador

O sistema de controlo usado nesta dissertação tem como objetivo controlar a tensão do

barramento DC e garantir fator potência unitário na rede. O respetivo diagrama é apresentado na

Figura 3.4.

A tensão do barramento DC é controlada com recurso a um controlador Proporcional-Integral

(PI). Este controlador tem como entrada o erro existente na tensão do barramento DC

( DCDCDC vvv * ). À sua saída é gerada a amplitude da corrente de referência ( *i ), de forma a

garantir a manutenção da tensão no barramento DC ( *DCv ). A amplitude máxima é limitada ao valor

nominal da corrente, garantindo assim a proteção dos componentes do conversor.

23

+ - PI

PLLTrifásico

vsA-sC

|i |* × * abc

αβ

Modelo Preditivo

iα (k)*

iβ (k)*

abc

αβ

vC1-C4 (k)4

Minimização da função

custo g

abc

αβ

iA-C (k)

iDC (k)

iα (k)

iβ (k)

vα (k)

vβ (k)

iα (k+1)

iβ (k+1)

vC1-C4 (k+1)

SA

SB

SC

8

8

8

FCS-MPC

vDC*

vDC

∆vDC iA-C

iA-C

Figura 3.4 – Diagrama representativo do método de controlo preditivo FCS-MPC.

Como a corrente de referência tem de estar em fase com a tensão simples de alimentação, é

usada uma malha de controlo de fase (PLL). Esta gera ondas sinusoidais unitárias em fase com as

tensões vsA-sC, que ao serem multiplicadas pela amplitude da corrente de referência, proveniente

do PI, dão origem às correntes trifásicas de referência (*

CAi ). Posteriormente, estas correntes são

transformadas para coordenas α-β, através da transformada de Clarke na forma matricial (2.10),

sendo por fim usadas na função custo do controlo preditivo (FCS-MPC).

A parte referente ao controlo FCS-MPC está assinalada a cinzento na Figura 3.4, sendo

possível constar que a verde estão representadas as entradas necessárias à previsão da tensão nos

condensadores e a azul as entradas necessárias à previsão da corrente de linha. As fórmulas que

permitem essas previsões foram demonstradas na secção 3.3.

Os passos executados pela estratégia de controlo em cada Ts (tempo de amostragem) estão

descritos no fluxograma da Figura 3.5. O algoritmo começa por adquirir os sinais necessários ao

controlo e inicializa as variáveis x e gop (variável que armazena o menor valor da função custo).

Posteriormente, o sistema entra num ciclo e calcula as previsões da corrente e tensão para cada

estado de comutação, sendo a função custo avaliada para cada valor calculado. Em cada iteração

o valor de gop é comparado com o valor da função custo. Se houver um valor menor que gop, esse

valor é armazenado e xop guarda o índice do estado de comutação que minimizou a função custo.

24

Início

gop=INF

x=0

x=x+1

)()()()( kvkvL

Tki

L

TR11ki convs

ss

sLp

s4C4Cp

4C

s3C3Cp

3C

s2C2Cp

2C

s1C1Cp1C

TkiC

1kv1kv

TkiC

1kv1kv

TkiC

1kv1kv

TkiC

1kv1kv

)()()(

)()()(

)()()(

)()()(

if (g<gop ) gop=g xop=x

x=125?Não

Sim

Aplicação do estado de comutação ótimo

p1C

p4C

3

1n

p1nC

pCnDC

pp vvvviiiig )(**

Mediçao iA-C(k), vsA-sC(k), vC1-C4(k), iDC(k)

Figura 3.5 – Fluxograma da estratégia de controlo.

O ciclo é repetido 125 vezes (número de estados de comutação possíveis), sendo aplicado ao

conversor o estado que deu origem ao menor valor de g.

Este tipo de controlo permite a fácil inserção de múltiplos termos na função custo, garantindo

assim o fácil controlo de múltiplas variáveis. A minimização do erro entre a corrente de referência

e a corrente prevista permite que as correntes de linha sejam praticamente sinusoidais e que o

conversor tenha um fator potência unitário com a rede. É um algoritmo que proporciona ao

conversor uma excelente resposta dinâmica em diversas situações, tais como, alterações na tensão

de referência, mudanças de carga e desequilíbrios na tensão de alimentação. Apresenta ainda a

vantagem de não necessitar de um modulador para gerar os estados de comutação.

25

Capítulo 4

Avarias no Conversor de Potência

O estudo do impacto de possíveis falhas no funcionamento do conversor é uma temática de

extrema importância, uma vez que possibilita o desenvolvimento de métodos de diagnóstico e de

sistemas que levam à minoração do efeito das mesmas.

A crescente preocupação com a qualidade de energia tem levado a uma maior proliferação

dos conversores multinível. O aumento de níveis num conversor implica um maior número de

semicondutores na sua constituição, aumentado assim a probabilidade da ocorrência de falhas

nestes sistemas. Nos retificadores esta temática ganha uma maior relevância, devido ao facto de

estes, geralmente, estarem acoplados a outros conversores, implicando que todo o sistema possa

ficar inviabilizado, caso ocorra uma avaria no retificador.

Nesta dissertação será analisado o impacto da avaria em C.A. nos IGBTs. Apesar de as

avarias em C.C. serem mais destrutivas, os drivers dos IGBTs na atualidade possuem uma proteção

inerente contra este tipo de falhas, reduzindo assim o interesse no estudo do impacto das mesmas

no conversor. A análise irá incidir sobre as situações de avaria num único IGBT, uma vez que é o

caso mais frequente.

4.1 IGBTs em Circuito Aberto

Este tipo de falha carateriza-se pelo estado permanente do IGBT em C.A., implicando que

este não conduza, independentemente das condições de polarização e dos pulsos de comando

aplicados. O impacto deste tipo de falha no conversor é fortemente dependente da sua localização

(IGBT mais interno ou externo), sendo mais afetada a fase que inclui o IGBT danificado.

Quando ocorre uma falha deste género, os circuitos elétricos de condução do conversor ficam

restringidos, implicando que certos estados de comutação não produzam os estados de tensão

expectáveis. Em alguns casos, constata-se que um estado de comutação poderá ter dois estados de

tensão, um estado para o sentido positivo da corrente e outro para o sentido negativo. Por forma a

obterem-se esses estados, é necessário voltar a analisar o circuito de uma fase, considerando as

possíveis falhas para cada estado de comutação. Na Figura 4.1, é apresentado o caso da falha no

IGBT SX1. Analisando o circuito referente ao estado de comutação P2 (Figura 4.1 (a)), é possível

constatar que é inviabilizado o fluxo de corrente entre o ponto V2 e o ponto X na alternância

negativa da corrente. Desta forma, é estabelecido um caminho de condução alternativo (através

26

X0vsX

SX4

SX3

SX2

SX1

SX-1

SX-2

SX-3

SX-4

C1

C2

C3

C4

M

V2

V1

-V1

-V2

iX >0estado comutação = P2

estado tensão = P2

vXM = vc1 + vc2

iX <0estado comutação= P2

estado tensão = N2

vXM = vc3 + vc4

X0vsX

SX4

SX3

SX2

SX1

SX-1

SX-2

SX-3

SX-4

C1

C2

C3

C4

M

V2

V1

-V1

-V2

iX >0estado comutação = P1

estado tensão = P1

vXM = vc2

iX <0estado comutação = P1

estado tensão = N2

vXM = vc3 + vc4

X0vsX

SX4

SX3

SX2

SX1

SX-1

SX-2

SX-3

SX-4

C1

C2

C3

C4

M

V2

V1

-V1

-V2

iX >0estado comutação = O

estado tensão = O

vXM = 0

iX <0estado comutação = O

estado tensão = N2

vXM = vc3 + vc4

X0vsX

SX4

SX3

SX2

SX1

SX-1

SX-2

SX-3

SX-4

C1

C2

C3

C4

M

V2

V1

-V1

-V2

iX >0estado comutação = N1

estado tensão = N1

vXM = vc3

iX <0estado comutação = N1

estado tensão = N2

vXM = vc3 + vc4

X0vsX

SX4

SX3

SX2

SX1

SX-1

SX-2

SX-3

SX-4

C1

C2

C3

C4

M

V2

V1

-V1

-V2

iX >0estado comutação = N2

estado tensão = N2

vXM = vc3 + vc4

iX <0estado comutação = N2

estado tensão = N2

vXM = vc3 + vc4

Figura 4.1 – Estados de tensão em função do sinal da corrente de linha ix para o estado de comutação P2 (a), P1 (b), O (c), N1 (d) e N2 (e), no caso de C.A. no SX1.

(a) (b) (c)

(d) (e)

dos díodos da metade inferior do conversor), sendo aplicado na fase X o estado de tensão N2 (em

funcionamento normal seria aplicado P2, Figura 2.3). Quando a corrente na fase é positiva, é obtida

a tensão esperada em todos os estados de comutação (Figura 4.1 (a), (b), (c), (d) e (e)), devido ao

facto, do IGBT em falha não ser utilizado nesta situação. No estado de comutação N2 (Figura 4.1

(e)), a tensão vXM não é afetada em ambas as situações (sentido negativo e positivo da corrente),

pois o IGBT SX1, não é usado neste estado de comutação. Efetuando uma análise análoga para as

falhas nos restantes IGBTs, obtém-se a Tabela 4.1, que contém os estados de tensão, com

determinado IGBT em C.A.

Na Figura 4.2, estão representados os vetores de Park da tensão no caso da ocorrência de uma

falha nos IGBTs SA4 e SA1. Os vetores a preto correspondem a vetores de tensão que não são

afetados pela falha, ou seja, os estados de comutação produzem o vetor de tensão pretendido quer

27

45

46

47

48

49

50

51

52

53 54 55 56 57

58

58

60

37

38

39

40

41424344

7

8

9

10

11

12

13 14 15 16

17

18

1

2

3

456

23

24

25

26

27 28 29

30

19

20

2122

33

34

35 36

31

32

61 α

β

45

46

47

48

49

50

51

52

53 54 55 56 57

58

58

60

37

38

39

40

41424344

7

8

9

10

11

12

13 14 15 16

17

18

1

2

3

456

23

24

25

26

27 28 29

30

19

20

2122

33

34

35 36

31

32

61 α

β

Tabela 4.1 – Estados de tensão aplicados na fase X, em função do IGBT em C.A.

Figura 4.2 – Vetores de tensão afetados e não afetados, em caso de falha no IGBT SA4 (esquerda) e IGBT SA1 (direita).

o valor da corrente de linha seja negativo ou positivo. A azul, estão representados os vetores de

tensão que contêm estados de comutação afetados, mas que é possível obter o vetor de tensão

pretendido através da aplicação de um estado de comutação redundante. Por fim, estão

representados a vermelho os vetores de tensão cujos estados de comutação se encontram

completamente afetados, incluindo as redundâncias. A área sombreada delimita os estados de

comutação não afetados.

É importante referir, que os estados afetados continuam a ter um estado de tensão válido,

dependo do valor positivo ou negativo da corrente, causando assim um funcionamento anómalo

apenas durante uma das alternâncias da corrente de linha.

4.2 Impacto no Funcionamento do Retificador

Com a análise dos dados descritos na secção anterior, conclui-se que a falha num IGBT

interno (SX1 ou SX-1) tem um impacto maior, quando comparado com uma falha num IGBT mais

IGBT em

falha

Estado de Comutação P2

Estado de Comutação P1

Estado de Comutação O

Estado de Comutação N1

Estado de Comutação N2

ix>0 ix<0 ix>0 ix<0 ix>0 ix<0 ix>0 ix<0 ix>0 ix<0

SX4 P2 P1 P1 O N1 N2 SX3 P2 O P1 O O N1 N2 SX2 P2 N1 P1 N1 O N1 N1 N2 SX1 P2 N2 P1 N2 O N2 N1 N2 N2

SX-1 P2 P2 P1 P2 O P2 N1 P2 N2 SX-2 P2 P1 P1 O P1 N1 P1 N2 SX-3 P2 P1 O O N1 O N2 SX-4 P2 P1 O N1 N1 N2

28

externo (SX4 ou SX-4). Tomando como exemplo a falha no IGBT SX4, verifica-se que nesta situação

apenas o estado de comutação P2 é afetado, havendo funcionamento anómalo, apenas quando a

corrente é negativa (Tabela 4.1). Analisando o funcionamento do conversor na alternância negativa

da corrente, conclui-se que o estado P2 tem um uso muito reduzido. Desta forma, uma avaria neste

IGBT tem pouco impacto no funcionamento do conversor, tornando difícil a sua perceção, como

se poderá constatar nas secções 6 e 7. A situação registada aquando de uma falha no IGBT SX-4 é

análoga.

À medida que a falha ocorre num IGBT mais interno do conversor (IGBT situado numa

posição mais próxima do ponto médio do braço), o seu impacto vai aumentando, devido ao facto,

de abranger mais estados de comutação (Tabela 4.1). Na Figura 4.2 constata-se que a falha no

IGBT SA1 causa um maior número de vetores afetados comparativamente com o caso de SA4. Na

realidade, muitos desses vetores continuam a ser aplicados corretamente, pois como referido

anteriormente, o estado de tensão só é afetado durante a alternância negativa ou positiva da

corrente de linha. Se a falha ocorrer num IGBT colocado na metade superior do braço do

retificador (SXn), o estado de tensão é afetado durante a alternância negativa da corrente. Caso

contrário ocorre se a falha afetar um IGBT colocado na metade inferior do braço do retificador

(SX-n), em que o estado de tensão é afetado na alternância positiva da corrente.

29

Capítulo 5

Diagnóstico de Avarias

O diagnóstico de avarias em C.A. é um tema de extrema importância, uma vez que este tipo

de avaria é o mais recorrente num conversor de potência. Sem o uso de um método de diagnóstico

adequado, um IGBT em C.A., poderá permanecer indetetável durante longos períodos de tempo,

causando danos no próprio conversor e no sistema onde este se encontra instalado. Apesar dos

grandes avanços alcançados nesta área, muitas das soluções atuais são destinadas a conversores de

2 e 3 níveis [24-33], havendo poucas soluções para um número superior de níveis.

Os métodos de diagnósticos mais frequentes baseiam-se na análise das correntes de linha

[28-29]. Apesar de estes apresentarem ótimos resultados em conversores de 2 níveis, a sua

aplicação em retificadores multinível, tem-se mostrado limitada. Como em cada braço do

conversor existem 8 IGBTs e sabendo que uma falha num IGBT mais afastado do ponto médio

AC causa um impacto muito reduzido nas correntes de linha, estes diagnósticos não conseguem

identificar a sua existência.

Estes métodos demonstram assim, ser inadequados para a aplicação em conversores com

elevado número de níveis. Por forma a comprovar essas limitações, foram implementados dois

desses métodos em ambiente de simulação.

No entanto, existem outros métodos de diagnósticos baseados na análise da tensão, que

revelam ser mais adequados para a aplicação em retificadores. Foi proposto em [34], um método

que analisa o erro das tensões do conversor, sem a necessidade de sensores adicionais. Este

algoritmo apresenta a particularidade de conseguir detetar a presença de uma falha, mesmo quando

a corrente na fase afetada é zero, garantindo assim um bom funcionamento do mesmo em todas as

condições de operação. Para além disso, este algoritmo é independente da estratégia de controlo

aplicada ao conversor e do regime de carga. Apresenta apenas a limitação de estar restringido ao

conversor NPC de 3 níveis. Recentemente, este algoritmo foi melhorado [35], permitindo o

diagnóstico de IGBTs em C.A. em conversores NPC de N-níveis. É um algoritmo muito promissor,

pois até ao momento não existe nenhum método que permita detetar avarias em conversores NPC

de vários níveis, sem a necessidade de adaptações e de sensores adicionais.

Este algoritmo será analisado ao pormenor nesta dissertação, sendo implementado em

ambiente de simulação e experimentalmente.

30

Valor médio

Módulo

Valor médio

≤ K0Valor médio

×

Variáveis Auxiliares

÷

×

Deteção e identificação

da falha

Semicondutor em falha

sX

rx

iX iX

wX

iX

iX

Figura 5.1 – Diagrama do método de diagnóstico baseado no valor médio das correntes de linha normalizadas.

5.1 Métodos de Diagnósticos Baseados em Corrente

Como referido anteriormente, serão analisados dois métodos de diagnósticos baseados em

corrente, por forma a demonstrar a sua limitação na identificação de falhas em retificadores

multinível. Estes métodos foram desenvolvidos para conversores de dois níveis e baseiam-se na

análise das correntes de linha, mantendo-se esse conceito na aplicação em conversores multinível.

5.1.1 Diagnóstico de IGBTs em C.A. Baseado no Valor Médio das Correntes

Normalizadas

O método apresentado na Figura 5.1 foi proposto em [25] para a aplicação em inversores de

2 níveis e baseia-se na normalização das correntes de linha.

Inicialmente são calculados os valores médios das correntes de linha (⟨iX⟩). Por forma a tornar

o método de diagnóstico imune a mudanças no regime de carga, torna-se necessário efetuar a

normalização dessas correntes, dividindo ⟨iX⟩, pelo valor médio do módulo das correntes de linha

(⟨|iX|⟩). Em funcionamento normal, o valor calculado apresenta valores muito próximos de zero,

enquanto na presença de uma falha o mesmo não se verifica. Se ocorrer uma falha na parte superior

do braço do conversor (SXn), a corrente normalizada da respetiva fase toma valores positivos, se

ocorrer na parte inferior (SX-n), esta terá valores negativos. Estas grandezas ao serem multiplicadas

por Xw dão origem às variáveis de diagnóstico principais rx. Os cálculos referentes a esta

operação estão descritos em (5.1) e (5.2).

31

(5.1)

(5.2)

Figura 5.2 – Diagrama do método de diagnóstico baseado no erro do valor médio absoluto das correntes de linha normalizadas.

× ÷

MóduloValor médio

+-

ξ

Deteção e identificação

da falha

Valor médio

Módulo Vetor Park eX

Semicondutor em falha

iXiXN iXN

iXN

iXN

is

0X

0X

XKi

Kiw

se 0,

se 1,

X

XXx

i

iwr

Verifica-se em (5.1) que a variável wX, toma o valor de 1, caso |iX| seja menor ou igual que a

constante K0, ou o valor 0, caso contrário. Esta constante é igual a 5% da corrente nominal de

entrada, por forma a permitir que o diagnóstico só tenha em consideração as amostras de corrente

com valores próximos de zero (5.2).

Este diagnóstico quando aplicado a retificadores NPC, permite apenas identificar o braço do

retificador que possui a avaria e se a mesma se encontra na parte superior ou inferior, sendo

necessário definir limites adicionais para se identificar o IGBT em falha. No entanto, torna-se

completamente ineficaz quando ocorre uma falha no IGBT mais externo do braço (SX4 ou SX-4),

não havendo por parte das variáveis de diagnóstico uma reação que permita identificar a presença

da falha.

5.1.2 Diagnóstico de IGBTs em C.A. Baseado no Erro do Valor Médio

Absoluto das Correntes Normalizadas

Este método foi proposto em [26] para inversores de 2 níveis e baseia-se na normalização das

correntes de linha em função do módulo do vetor de Park. O diagrama de blocos correspondente

a este método está representado na Figura 5.2.

32

(5.3)

(5.4)

s

XXN i

ii

)3

2πsin(

)3

2πsin(

)sin(

ti

ti

ti

i

CN

BN

AN

XN

(5.5) π

21

T

0

XN dtiT

XNX ie (5.6)

O primeiro passo neste método consiste na normalização das correntes de linha (iX), por forma

a tornar o método robusto em situações de variação de carga. Para tal, as correntes de linha são

convertidas para o referencial α-β, usando a equação matricial apresentada em (2.2). Uma vez que

esta equação utiliza o fator 2/3, o módulo do vetor espacial da corrente terá a mesma amplitude

das correntes de linha. Dividindo estas correntes pelo módulo do vetor de Park (| si |), obtém-se iXN

(5.3). As expressões das correntes normalizadas para as 3 fases estão representadas em (5.4).

Posteriormente, é calculado o valor médio do módulo das correntes normalizadas, que ao ser

subtraído da constante ξ dá origem às variáveis de diagnóstico do algoritmo (eX). A constante ξ é

calculada através de (5.5), sendo que em funcionamento normal ⟨|iXN|⟩ deverá apresentar o mesmo

valor desta constante. Desta forma, se o conversor operar sem falhas, a subtração destas duas

variáveis terá de ser nula (5.6), no entanto, com a ocorrência de uma falha, a variável de

diagnóstico correspondente à fase afetada, tomará valores positivos, enquanto as restantes

apresentarão valores ligeiramente negativos.

Por outro lado, estas variáveis de diagnóstico (eX) apenas dão informação da fase afetada,

sendo necessário analisar a corrente normalizada média ⟨iXN⟩, para saber se a falha se encontra na

parte superior ou inferior do braço do conversor.

O uso deste método num conversor com elevado número de níveis só é possível se forem

introduzidos limites adicionais (thresholds), que ao serem excedidos permitem identificar a

ocorrência de uma falha. No entanto, verifica-se o mesmo problema apresentado pelo método

anterior, em que uma avaria no IGBT mais externo (SX4 ou SX-4) não provoca uma reação

significativa nas variáveis de diagnóstico, devido ao facto, do impacto reduzido que este tipo de

33

Figura 5.3 – Diagrama do método de diagnóstico com base no erro instantâneo das tensões do conversor.

falha tem nas correntes de linha. Face ao exposto, verifica-se que os métodos de diagnóstico

baseados apenas na análise da corrente são inviáveis para localizar IGBTs em C.A. em

retificadores com mais de dois níveis.

5.2 Método de Diagnóstico Baseado no Erro Instantâneo das

Tensões do Conversor

O método de diagnóstico baseado no erro instantâneo das tensões do conversor, proposto em

[34-35], tem como base para a identificação da avaria, o erro instantâneo das tensões do conversor

em cada fase (vXM). Pode ser usado em conversores NPC (retificadores e inversores) com diferente

número de níveis, sem a necessidade de adaptações e sensores adicionais. O diagrama

representativo do mesmo é apresentado na Figura 5.3.

Cálculo Dxy e Cx

[eq.(5.14),(5.15),(5.16)]

Deteção da falha[eq.(5.17)], necessário 2 amostras nas mesmas condições

Identificação da falha[eq.(5.18)]

Sim (falha na fase X)

Não

Resultado ambíguo?

Diagnóstico completo

Cx= 0Cx ≠ 0

Não Sim

vDC

iX

vsXY

Estados de comutação

Cálculo ∆vXY e dxy

[eq.(5.9),(5.10),(5.11)]

Os sinais necessários ao algoritmo de diagnóstico estão representados na Figura 5.3 a

sombreado. Apesar de o controlo preditivo necessitar do valor da tensão de cada um dos

condensadores, o algoritmo de diagnóstico apenas necessita da tensão do barramento DC, por

forma a não restringir o método a outras estratégias de controlo. Para isso, o algoritmo assume por

defeito que a tensão dos condensadores é idêntica, sendo este um pressuposto admissível, uma vez

que para o correto funcionamento de um conversor NPC, a estratégia de controlo tem de garantir

esse mesmo equilíbrio.

34

Tabela 5.1 – Estados de comutação (CSX) na fase X.

(5.7)

(5.9)

(5.8)

Como referido na secção 2.2, o conversor usado nesta dissertação (retificador de cinco níveis)

apresenta cinco estados de comutação por fase (N=5), gerando cada um deles uma tensão vXM.

Essas tensões são apresentadas na Tabela 5.1, sendo que os estados de comutação passam a ser

denominados por CSX (control state in phase X), e a ter o valor de 1 até N.

Em condições de funcionamento normal, a tensão vXM apresenta o valor esperado para cada

estado de comutação (Tabela 5.1). No entanto, quando ocorre uma falha em C.A., essa tensão

difere do valor indicado na tabela, obtendo-se assim o erro em (5.7). Posteriormente, efetua-se a

normalização do mesmo por forma a simplificar a análise (5.8).

XMXMXM vvv *

DCXMXM vvd /

A expressão em (5.7) é diferente de zero apenas no período em que o IGBT em falha deveria

estar a conduzir corrente. Como os IGBTs da parte superior do braço do conversor (SXn) só

conduzem correntes de linha de sinal negativo, a expressão (5.7) só apresenta um valor de erro,

quando a respetiva corrente de linha for negativa. O oposto acontece para os IGBTs inferiores

(SX-n), em que só existe erro quando a corrente de linha é positiva. Estas conclusões podem ser

verificadas com a análise da Figura 2.3, da secção 2.2.

Uma vez que o algoritmo tem como pressuposto evitar o uso de sensores adicionais, a tensão

vXM não poderá ser medida diretamente, tendo esta de ser estimada. No entanto, devido a existência

da tensão de modo comum (vM0), a tensão vXM não pode ser estimada fiavelmente, tendo de ser

considerado o erro entre as tensões compostas do conversor (vXY), por forma a realizar-se uma

análise indireta de ∆vXM. Estas tensões compostas são estimadas como indicado em (5.9), em que

vsXY é a tensão composta e XY ∈ AB,BC,CA. O erro entre o valor esperado das tensões e o

estimado é determinado através de (5.10).

dt

iidLiiRvv YX

YXLsXYXY

)()(

Estados de Comutação (CSX)

Ponto do barramento DC ligado a X

Tensão *XMv

5 (P2) V2 vDC/2

4 (P1) V1 vDC/4

3 (O) M 0 2 (N1) -V1 -vDC/4

1 (N2) -V2 -vDC/2

35

(5.10)

(5.11)

(5.12)

(5.13)

XYYMXMXY vvvv )( **

O primeiro termo de (5.10) representa o valor esperado das tensões compostas do conversor

entre X e Y, sendo o segundo termo o seu valor estimado. Por forma a tornar o algoritmo

independente do valor da tensão do barramento DC, o erro em (5.10) é normalizado pela tensão

vDC, como indicado em (5.11). Após esta normalização obtêm-se as variáveis principais de

diagnóstico deste algoritmo.

DC

XYXY v

vd

Tomando como exemplo uma falha na fase X, o erro normalizado da tensão vXM irá ter valores

diferentes de zero na fase afetada (dXM≠0), mantendo-se os restantes erros a zero (dYM≈0 e dZM≈0).

Nesta situação, as variáveis dXY, tomam os valores apresentados em (5.12).

XMZXYZXMXY dd0ddd ; ;

Verifica-se que as duas variáveis de diagnóstico que contêm a fase afetada tomam valores

simétricos, permitindo assim identificar de imediato a fase afetada. Também a variável dXY é

aproximadamente igual a dXM, evidenciando que o método utilizado é adequado à análise do

comportamento da tensão vXM.

Como as variáveis dXY são estimadas e estão sujeitas a erros de medições, em caso de falha

não apresentam exatamente o valor esperado (⟨dXM⟩ , tornando assim necessário o uso de limiares

para se proceder à identificação da avaria. Os possíveis valores de ⟨dXM⟩ são determinados por

(5.13), sendo n o número do IGBT em falha (SXn). Esta notação foi definida na secção 2.1.

)( , ... , )(, 1N1Nn

1N

nd XM

Os limiares (k1, k2, k3,…, kN-1) são colocados uniformemente entre os possíveis valores de

(⟨dXM⟩ , com a exceção do primeiro limiar (k1), que é fixado num valor mais elevado, por forma a

assegurar-se a robustez do algoritmo contra falsas deteções (Figura 5.4 eixo 1). A partir de (5.13)

constata-se que multiplicando dXM por (N-1), obtém-se uma série de números inteiros entre –(N-1)

e N-1 (Figura 5.4 eixo 2). Uma vez que os limiares estão distribuídos uniformemente entre os

números inteiros, arredondando o valor de dXY.(N-1) para o valor inteiro mais próximo, deixa de

haver a necessidade de se comparar as variáveis de diagnóstico com os limiares. No entanto, esta

condição não é verificada para o limiar mais baixo (k1), uma vez que este não está distribuído

36

(5.14)

(5.15)

(5.16)

Figura 5.4 – Valores de dXY, posição dos limiares e variáveis discretas de localização DXY.

uniformemente, como acontece com restantes limiares (Figura 5.4 eixo (3)). Com base nos

conceitos referidos, são criadas as variáveis discretas de localização DXY em (5.14).

).( , 0

).( , )(sign

).(1 , )).((round

).( , )).((sign

1XY

XY1XY

XYXY

XYXY

XY

k1Nd

11Ndkd

1N1Nd1Nd

1N1Nd1Nd

D

Por forma a definir o valor de k1, torna-se necessário identificar o estado da corrente em cada

fase (CX). Esta variável (CX) distingue as três condições de corrente de linha, positiva (valor 1),

zero ou muito próxima desse valor (valor 0) e negativa (valor -1). A expressão é definida em (5.15).

min

min

min

, 1-

, 0

, 1

ii

ii

ii

C

X

X

X

X

O valor de imin é um limite pré-definido, tomando o valor correspondente a uma pequena

fração da corrente nominal, geralmente 1%.

Em condições normais de corrente (CX ≠ 0), k1 é definido com um valor elevado (kN), por

forma a assegurar a robustez do algoritmo contra falsas deteções, como referido anteriormente. No

entanto, quando a corrente de linha é próxima de zero (CX = 0), as variáveis dXY podem ter valores

muito baixos e indicarem a presença de uma avaria, tornando-se necessário diminuir o valor do

limiar (kZC). Desta forma, o algoritmo permite a deteção de avarias quando a corrente apresenta

um valor próximo de zero. O valor de k1 é dado por (5.16), sendo que o valor dos limiares têm de

respeitar a relação 0< kZC < kN < 1.

000 ,

000 ,

CBAZC

CBAN1 CCCk

CCCkk

37

(5.17)

(5.18)

As variáveis discretas de localização (DXY) na presença de uma falha, apresentam um

comportamento idêntico às variáveis dXY. Desta forma, uma falha no braço X leva a que as variáveis

DXY e DZX tenham valores simétricos e a variável DYZ o valor 0 (5.17).

. fase na Falha 0 0 XDDD YZZXXY

Para a identificação da falha, vai ser sempre considerada a variável discreta de localização

que contém no primeiro índice a fase afetada. Em (5.18), é apresentada a equação genérica de

localização da falha, em que o valor de FX corresponde ao número do IGBT em falha no braço X,

apresentando valores negativos caso a falha ocorra na parte inferior do braço e positivos na parte

superior, seguindo a numeração defina na Figura 2.2 da secção 2.2.

casonoutro

CDNCSNDCS

CCSDDCS

F XXYXXYX

XXXYXYX

X

, 0

101 , 1

10 ,

Como o algoritmo usa valores instantâneos, fatores como ruido, interferências e erros de

estimação geram picos ocasionais nas variáveis estimadas (dXY), que podem levar a falsas deteções

e por vezes a identificações erradas. Por forma a mitigar estas situações, a equação de identificação

da falha (5.18) só é considerada, apenas quando são verificadas duas amostras consecutivas nas

mesmas condições, ou seja, a amostra antiga e atual têm de apresentar os mesmos valores de CSX,

CX e DXY. Estas imposições garantem assim uma grande robustez do algoritmo face a falsas

deteções.

Com este método de diagnóstico é preciso ter em consideração as identificações feitas com

correntes próximas de zero (CX = 0). Nestas condições, o valor de dXM não toma um valor definido

(dXM ∈ [0,⟨dXM⟩] ou [⟨dXM⟩],0]), pelo que uma identificação com corrente próxima de zero apenas

dá a informação que o IGBT em falha está situado no intervalo [1, FX] ou [FX,-1], se FX > 0 ou

FX < 0, respetivamente. Nestas situações, limita-se os possíveis IGBTs em falha, sendo que a

identificação inequívoca do IGBT é adiada até se verificar uma identificação com corrente

diferente de zero (CX ≠ 0). É importante referir que estas situações são poucos prováveis de

acontecer na prática, uma vez que os IGBTs são mais vulneráveis a falhas no período em que

conduzem corrente ou no instante de comutação.

Este método de diagnóstico permite identificar IGBTs em C.A., com base na análise do erro

das tensões vXM. Pode ser usado em conversores NPC de N-níveis, sem a necessidade de adaptações

e sensores adicionais, sendo totalmente independente da carga, condições de funcionamento e da

estratégia de controlo. O esquema do mesmo foi apresentado na Figura 5.3.

39

Figura 6.1 – Modelo implementado em Matlab/Simulink® para simulação do sistema.

Capítulo 6

Resultados de Simulação

Com a finalidade de avaliar o desempenho da estratégia de controlo e dos algoritmos de

diagnóstico de avarias, procedeu-se a implementação dos mesmos em ambiente

Matlab/Simulink®. O modelo do sistema desenvolvido está representado na Figura 6.1.

O modelo de simulação é constituído pela fonte AC, as indutâncias de filtragem, o retificador,

a carga e pelos sistemas de controlo e de diagnóstico de avarias. Na simulação, a alimentação do

conversor é feita por uma fonte AC trifásica, sendo que o valor de tensão utilizado em todas as

simulações é de 230 V de pico em cada fase, a uma frequência de 50 Hz. A corrente de entrada do

conversor é limitada pelo controlador a 35 A (valor de pico). Desta forma o retificador simulado

apresenta uma potência nominal de 12,075 kW. Foram usados no barramento DC quatro

condensadores de 2200 µF, que garantem uma grande estabilidade da tensão vDC. A ligação entre

40

0 10 20 30 40-300

-200

-100

0

100

200

300

Tempo (ms)

Te

nsã

o s

imp

les

- F

ase

A (

V)

-30

-20

-10

0

10

20

30

Co

rre

nte

de

lin

ha

- F

ase

A (

A)

Figura 6.2 – Tensão simples e corrente linha iA, em funcionamento normal.

Figura 6.3 – FFT da corrente de linha iA, em funcionamento normal.

as 2 fontes de tensão (fonte AC e barramento DC) é feita por indutâncias de 10 mH, que

proporcionam um bom alisamento da corrente, sem por em causa a resposta dinâmica do controlo.

Foi usado um período de cálculo para as grandezas elétricas de 1 µs e um período de

amostragem de 10 µs (cada variável necessária ao controlo é lida de 10 µs em 10 µs). Mais

particularidades sobre a implementação dos métodos e parâmetros utilizados são apresentados no

Apêndice B.

6.1 Funcionamento Normal

Nesta secção, será analisado o funcionamento do conversor em condições normais, por forma

a avaliar o desempenho da estratégia de controlo utilizada (controlo preditivo de corrente). Para

tal, é estabelecida uma tensão de referência no barramento DC de 700 V, sendo alimentada uma

carga resistiva de 100 Ω, que absorve uma potência de 4,9 kW. Nestas condições de

funcionamento, a potência AC absorvida pelo conversor é de aproximadamente 5,24 kW, o que

proporciona um rendimento global de 94%. No entanto, na prática não é possível atingir esses

valores de rendimento, uma vez que o modelo desenvolvido em Simulink não contempla as perdas

por comutação.

Na Figura 6.2 são apresentadas as formas de onda da tensão simples e corrente de linha na

fase A. Verifica-se que o controlo implementado garante que a corrente esteja em fase com a

tensão de alimentação, proporcionando em funcionamento normal, um fator potência superior a

0,999. A corrente absorvida é praticamente sinusoidal, apresentando uma distorção harmónica

total (THD) de 0,24. Este valor é comprovado na Figura 6.3, onde está representado o espectro de

frequência da FFT da corrente de linha iA.

41

0 0.05 0.1 0.15 0.2 0.25 0.3 0.35 0.4699.5

700

700.5

Tempo (s)

Te

nsã

o b

arr

. DC

(V

)

Figura 6.5 – Tensão no barramento DC (a) e tensão em cada um dos condensadores (b), em funcionamento normal.

(a) 0 0.05 0.1 0.15 0.2 0.25 0.3 0.35 0.4

174.5

175

175.5

Tempo (s)

Te

nsã

o c

on

d. (

V)

vc1

vc2

vc3

vc4

(b)

0 0.04 0.08 0.12 0.16 0.2-800

-600

-400

-200

0

200

400

600

800

Tempo (s)

Te

nsã

o v

AB

ao

s te

rmin

ais

do

co

nv.

(V)

Figura 6.4 – Tensão composta vAB aos terminais do conversor, em funcionamento normal.

Na Figura 6.4 é apresentada a forma de onda de tensão entre os terminais A e B do conversor

(tensão composta vAB) durante 10 períodos elétricos. Como esperado, verifica-se a existência de 5

níveis de tensão (entre 0 V e 700 V), sendo o valor de pico idêntico ao valor da tensão no

barramento DC (700 V).

Este controlo proporciona uma grande estabilidade da tensão no barramento DC, como se

pode constatar na Figura 6.5 (a). As oscilações em torno da referência são da ordem dos 0,2 V,

correspondendo a uma variação de 0,029%. Na Figura 6.5 (b), são apresentadas as tensões de cada

um dos condensadores, onde se verifica o grande equilíbrio entre eles. A diferença entre as tensões

dos dois condensadores externos (vc1 e vc4) é praticamente nula, sucedendo o mesmo nos

condensadores internos (vc2 e vc3). De notar, que apesar da existência da diferença entre o valor de

tensão dos dois grupos de condensadores, os mesmos não apresentam oscilações superiores a

0,3 V em torno do valor ideal (vDC/4), o que corresponde a uma variação de 0,171%. Este valor

poderia ser inferior, caso fosse aumentado o fator de ponderação aplicado à tensão nos

condensadores (λDC), mas nesse caso, o erro entre os valores reais e de referência das correntes de

linha aumentava. O valor utilizado em simulação para λDC foi de 0,3.

Com a finalidade de avaliar a resposta dinâmica do algoritmo de controlo, é apresentada na

Figura 6.6 o comportamento das correntes de linha e tensão no barramento DC, em situações de

variação de carga e de alteração na tensão de referência. Aos 0,1 s a carga passa de 2,5 kW para

5 kW e aos 0,3 s a tensão de referência no barramento DC é alterada para 600 V, passando a carga

a consumir 7,2 kW.

42

0 0.05 0.1 0.15 0.2 0.25 0.3 0.35 0.4400

500

600

700

Tempo (s)

Te

nsã

o b

arr

. DC

(V

)

0 0.05 0.1 0.15 0.2 0.25 0.3 0.35 0.4-30

-20

-10

0

10

20

30

Tempo (s)

Co

rre

nte

s d

e L

inh

a (

A)

iA

iB

iC

Figura 6.6 – Correntes de linha (a) e tensão no barramento DC (b), em situação de variação de carga e da tensão de referência.

(a) (b)

Com o aumento da carga para o dobro, aos 0,1 s, verificou-se uma pequena oscilação no

barramento DC que durou cerca de 0,05 s. Aquando da alteração da tensão de referência, o controlo

impõe nos instantes inicias uma corrente superior ao necessário, de modo a que o valor de tensão

seja atingido rapidamente, recuperando para um valor normal rapidamente. O controlo demonstrou

uma resposta rápida e estável perante as duas situações.

6.2 Funcionamento em Avaria

Nesta secção, serão analisadas as consequências de uma falha no funcionamento do

conversor. A análise é restringida à falha dos IGBT SA1 e SA4, uma vez que representam as situações

de funcionamento extremas, conversor mais afetado e menos afetado, respetivamente. As falhas

nos IGBTs inferiores SA-1 e SA-4 têm consequências análogas às falhas em IGBTs superiores, apenas

difere a alternância em que a corrente de linha é afetada (IGBTs superiores alternância negativa,

IGBTs inferiores alternância positiva), sendo estas condições verificadas na corrente de linha da

fase em avaria.

Observando as Figuras 6.7(a), 6.8(a), 6.9(a) e 6.10(a), verifica-se que a falha no IGBT mais

externo (SA4), tem um impacto ínfimo no funcionamento do retificador, sendo difícil perceber a

existência do problema. Com esta avaria mantém-se a estabilidade no barramento DC, o equilibro

dos condensadores e a evolução do vetor de Park (continua a corresponder a uma circunferência

perfeita). A corrente de linha iA apresenta um THD de 0,26%, o que representa um aumento

insignificante (0,02%), face à operação normal.

No caso de uma falha de C.A. de um IGBT interno (SA1), constata-se um impacto significativo

no funcionamento do conversor, sendo verificada uma maior distorção nas formas de onda da

corrente de linha (Figura 6.7 (b)). A THD da corrente de linha iA aumentou drasticamente,

apresentando o valor de 26,69%, enquanto na fase B o valor é de 12,68% e na fase C de 11,91%,

sendo evidente um maior impacto, na fase onde ocorreu a falha. A tensão no barramento DC

apresenta uma oscilação considerável (11 V), correspondendo a uma variação de 1,57% em relação

ao valor da referência (Figura 6.8 (b)). Na Figura 6.9 (b), verifica-se que o controlo tenta garantir

43

0 10 20 30 40-20

-10

0

10

20

Tempo (ms)

Co

rren

tes

de

Lin

ha

(A

)

iA

iB

iC

0 10 20 30 40-20

-10

0

10

20

Tempo (ms)

Co

rre

nte

s d

e L

inh

a (A

)

iA

iB

iC

0 10 20 30 40699.8

699.9

700

700.1

700.2

Tempo (ms)

Te

nsã

o b

arr

. DC

(V

)

0 10 20 30 40

690

695

700

705

Tempo (ms)

Te

nsã

o b

arr

. DC

(V

)

Figura 6.7 – Correntes de linha em caso de falha no IGBT SA4 (a) e SA1 (b).

Figura 6.8 – Tensão no barramento DC em caso de falha no IGBT SA4 (a) e SA1 (b).

Figura 6.10 – Evolução do vetor de Park da corrente de linha iA em caso de falha no IGBT SA4 (a) e SA1 (b).

(a)

(a) (b)

(b)

0 10 20 30 40172

173

174

175

176

177

Tempo (ms)

Te

nsão

co

nd.

(V

)

vc1

vc2

vc3

vc4

0 10 20 30 40

174.8

175

175.2

175.4

Tempo (ms)

Te

nsã

o c

on

d. (

V)

vc1

vc2

vc3

vc4

(a) Figura 6.9 – Tensão nos condensadores em caso de falha no IGBT SA4 (a) e SA1 (b).

(b)

-20 -15 -10 -5 0 5 10 15 20-20

-15

-10

-5

0

5

10

15

20

Corrente eixo d (A)

Co

rre

nte

eix

o q

(A

)

(b)-20 -15 -10 -5 0 5 10 15 20

-20

-15

-10

-5

0

5

10

15

20

Corrente eixo d (A)

Co

rre

nte

eix

o q

(A

)

(a)

o equilíbrio das tensões dos condensadores no período pós falha, no entanto, estes apresentam

oscilações relevantes em torno do valor pressuposto (vDC/4), na ordem dos 3,5 V (2% de variação

em cada um dos condensadores). No traçado do vetor de Park, verifica-se que a corrente é afetada

no semieixo negativo d, não se registando qualquer alteração no semieixo positivo d. Também se

constata, que o círculo é mais afetado na parte positiva do semieixo q, o que indica que a corrente

apresenta uma maior distorção durante o período descendente negativo.

44

Por fim, torna-se importante referir que a forma de onda da corrente no período pós-falha,

também é dependente do valor das indutâncias de filtragem, uma vez que estas atrasam

ligeiramente a resposta do conversor. Quanto maior o seu valor, maior será o tempo necessário

para a corrente recuperar o valor de referência.

6.3 Diagnóstico de Avarias

6.3.1 Diagnóstico de IGBTs em C.A. Baseado no Erro do Valor Médio

Absoluto das Correntes Normalizadas

Nesta secção será analisado o comportamento interno do algoritmo de diagnóstico baseado

na normalização das correntes de linha em função do módulo do vetor de Park. As simulações

referentes ao algoritmo baseado na média das correntes normalizadas podem ser consultadas no

Apêndice C.

Na Figura 6.11 é apresentado o comportamento das variáveis de diagnóstico perante uma

variação de carga aos 0,05 s (de 4,9 kW para 9,8 kW) e posterior falha no IGBT SA1 aos 0,15 s

(Figura 6.11(a)).

É possível constatar que o método é robusto no caso de variações severas de carga, não

havendo alterações relevantes nas variáveis de diagnóstico. Após a ocorrência da falha aos 0,15 s,

as variáveis de diagnóstico reagem significativamente, sendo possível identificar o IGBT em falha,

com o estabelecimento de limiares adequados. Com as variáveis de diagnóstico (Figura 6.11 (b)),

identifica-se a fase em avaria, sendo que com as correntes médias normalizadas (Figura 6.11 (c)),

determina-se, se a falha é na parte superior ou inferior do conversor. Na Figura 6.12 são apresentas

as variáveis de diagnóstico em situação idêntica à da Figura 6.11, sendo apenas alterada a

localização da falha (IGBT SA4). Verifica-se que as variáveis de diagnóstico (Figura 6.12 (b)), após

a ocorrência da falha, não apresentam qualquer tipo de variação que permita identificar a existência

de uma avaria, tornando o método ineficaz nestas situações.

Como referido na secção 5.1, os métodos baseados na análise das correntes não são adequados

à identificação de avarias em retificadores, uma vez que as falhas em IGBTs externos (SX4 ou

SX-4) têm pouco impacto nas correntes de linha.

45

Figura 6.11 – Correntes de linha (a), variáveis de diagnóstico (b) e correntes médias normalizadas (c) no caso de um

aumento de carga e posterior falha do IGBT SA1.

Figura 6.12 – Correntes de linha (a), variáveis de diagnóstico (b) e correntes médias normalizadas (c) no caso de um

aumento de carga e posterior falha do IGBT SA4.

-0.1

-0.05

0

0.05

0.1

0.15

Va

r. d

e d

iag

nó

stic

o

eA

eB

eC

Aumentode carga Falha

0 0.05 0.1 0.15 0.2-0.1

-0.05

0

0.05

0.1

0.15

Tempo (s)

Co

rre

nte

s m

éd

ias

no

rm. (

A)

<iAN

> <iBN

> <iCN

>

Aumentode carga

Falha

(b)

(c)

-40

-20

0

20

40

Co

rre

nte

s d

e L

inh

a

iA

iB

iC

Aumentode carga

Falha

(a) -40

-20

0

20

40

Co

rre

nte

s d

e L

inh

a

iA

iB

iC

Aumentode carga

Falha

-1

-0.5

0

0.5

1x 10

-3

Va

r. d

e di

agn

óstic

o

eA

eB

eC


(a)

0 0.05 0.1 0.15 0.2-1

-0.5

0

0.5

1x 10

-3

Tempo (s)

Co

rre

ntes

méd

ias

no

rm. (

A)

<iAN

> <iBN

> <iCN

>

Aumentode carga

Falha

(b)

(c)

6.3.2 Diagnóstico de IGBTs em C.A. com Base no Erro Instantâneo das

Tensões do Conversor

Nas Figuras 6.13 e 6.14, é apresentado o processo de diagnóstico em caso de falha no IGBT

SA1 e SA4, respetivamente. Foi usado um imin correspondente a 2% da amplitude da corrente e um

valor de 0,4 para o limiar kZC (caso CX = 0), e 0,8 para o limiar kN (caso CX ≠0).

Na Figuras 6.13, a falha no IGBT SA1 ocorre em t = 1 ms, no momento em que a corrente de

linha na fase A é 0 (Figura 6.13 (c) e (d)) e é aplicado o estado de comutação 5 (Figura 6.13 (e)).

No instante seguinte à falha, o IGBT SA1 deveria começar a conduzir (alternância negativa). Como

tal não é possível, é gerado um erro entre as tensões vXY (equação 5.10), causando valores diferentes

de zero nas variáveis de diagnósticos em t = 1,07 ms (Figura 6.13 (a)). Na Figura 6.13 (b), verifica-

se que as variáveis de localização DAB e DCA tomam valores simétricos, sendo possível detetar a

presença de uma falha na fase A, em t = 1,19 ms (Figura 6.13 (f) e (g)). A deteção da falha só é

efetuada quando as variáveis de localização mantêm os mesmos valores durante 2 amostras, sendo

possível constatar nas Figuras 6.13 (b), (d) e (e), que no instante anterior à deteção, é aplicado o

mesmo estado de comutação (CSA = 5), o mesmo estado de corrente (CA = 0) e os valores das

variáveis de localização são idênticos aos atuais (DAB = 2, DBC = 0 e DCA = -2). Posteriormente, os

46

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3

-0.4

-0.2

0

0.2

0.4

0.6

Tempo (ms)

Va

r. d

e d

iag

nóst

ico

d

AB

dBC

dCA

Falha

Det./Identificação

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3-5

0

5

10

Tempo (ms)

Co

rre

nte

(A

)

iA

Falha


0 0.5 1 1.5 2 2.5 30

1

2

3

4

5

Tempo (ms)

Est

ad

os

de

Co

ntro

lo

CSA Det./Identificação

Falha

0 0.5 1 1.5 2 2.5 30

1

2

3

4

Tempo (ms)

Ide

ntif

ica

ção

FA(C

A0)

FA(C

A=0)

Falha


0 0.5 1 1.5 2 2.5 30

1

2

3

4

Tempo (ms)

Dia

gnó

stic

o

IGBT em Falha

Poss. Falha

Falha


(d)

(a)

(c)

(e)

(f)

(g)

Figura 6.13 – Processo de diagnóstico em caso de falha no IGBT SA1: variáveis de diagnóstico (a), variáveis de

localização (b), corrente de linha (c), estado da corrente (d), estados de comutação (e), identificação (f) e diagnóstico (g).



0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.50

1

2

3

4

Tempo (ms)

Dia

gnó

stic

o

IGBT em Falha

Poss. Falha

Falha

Deteção

Identificação

(g)

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.50

1

2

3

4

Ide

ntif

ica

ção

Tempo (ms)

FA (C

A0)

FA (C

A=0)

Falha

Deteção

Identificação

(f)

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5-4

-2

0

2

4

Tempo (ms)

Va

r. d

e lo

caliz

açã

o

DAB

DBC

DCA

Falha

DeteçãoIdentificação

(b)

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5

-1

-0.5

0

0.5

1

Tempo (ms)

Va

r. d

e d

iag

nós

tico

dAB

dBC

dCA

Falha


(a)

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.50

1

2

3

4

5

Est

ad

os

de c

on

trolo

Tempo (ms)

CSA

Falha

Deteção

Identificação

(e)

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5-1

-0.5

0

0.5

1

Co

rre

nte

(A

)

Tempo (ms)

iA

Falha

Deteção

Identificação

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5

-1

0

1

Est

ad

o d

a c

orr

en

te

Tempo (ms)

CA

Falha

Deteção

Identificação

(c)

(d)

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3

-1

0

1

Tempo (ms)

Va

r. d

e lo

caliz

açã

o

DAB

DBC

DCA

Falha


(b)

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3

-1

0

1

Tempo (ms)

Est

ad

o d

a c

orre

nte

CA

Falha


(d)

valores de DAB e CSA são utilizados na equação (5.18), dando origem à deteção da falha. Uma vez

que o algoritmo permite identificações com CX = 0 ou CX ≠ 0, estas são diferenciadas na Figura

6.13 (f), sendo que na Figura 6.13 (g) é apresentado o diagnóstico final com base nessa

diferenciação.

47

Como referido na secção 5.2, as identificações com corrente próxima de zero, apenas limitam

os possíveis IGBTs em falha entre [1, FX], desta forma, em t = 1,19 ms, apenas é dada a informação

que a falha poderá ser no SA1, SA2 ou SA3 (Figura 6.13 (f) e (g)). Aos 1,25 ms, o algoritmo restringe

a falha aos IGBTs SA1 e SA2, sendo que em t = 2,15 ms é feita a identificação inequívoca do IGBT

em falha (SA1). Nesta situação, não foi necessário esperar por uma identificação com corrente

diferente de zero, uma vez que o intervalo foi restringido a 1 ([1,1]). No entanto, esta é uma

situação particular, se a falha ocorresse no IGBT SA2, só seria possível efetuar uma identificação

inequívoca, no momento em que a corrente fosse diferente de zero (CA ≠ 0).

Nesta situação, o algoritmo demorou cerca de 1,15 ms a identificar inequivocamente o IGBT

em falha. Torna-se importante referir, que foi escolhido propositadamente o momento da falha em

que o IGBT SA1 não estaria a conduzir corrente, por forma a ficar patente nesta dissertação a

identificação com corrente zero. No entanto, na prática, há uma maior probabilidade de a avaria

ocorrer no momento em que o IGBT está a conduzir corrente, sendo essa situação mais favorável

ao algoritmo de diagnóstico (diagnósticos mais rápidos).

Na Figura 6.14, a falha no IGBT SA4 ocorre em t = 1 ms, no momento em que a corrente é

positiva e é aplicado o estado de comutação 5 (Figura 6.14 (c), (d) e (e)). Como as falhas nos

IGBTs superiores só afetam o funcionamento do conversor durante as alternâncias negativas da

corrente, não há qualquer reação por parte do algoritmo, até a corrente apresentar valores próximos

de zero ou negativos. Em t = 2,06 ms, verifica-se a primeira reação das variáveis de localização

(Figura 6.14 (b)), no entanto, não é efetuada nenhuma deteção, pelo facto de estas variáveis não

manterem os mesmos valores durante 2 amostras sucessivas (Figura 6.14 (b)). Aos 2,2 ms é

efetuada a identificação inequívoca da falha (Figura 6.14 (f) e (g)), com corrente negativa

(Figura 6.14 (b)). O algoritmo demorou cerca de 1,24 ms a identificar o IGBT em falha, sendo

relevante referir, que a mesma ocorreu na alternância positiva da corrente e que a falha no IGBT

mais afastado do ponto médio do braço (SA4), apenas pode ser identificada com a aplicação do

estado de comutação 5.

Na secção 6.3.1, o algoritmo de diagnóstico com base na corrente foi completamente ineficaz

na identificação da falha do SA4, evidenciando assim, as grandes potencialidades deste método de

diagnóstico.

Na Figura 6.15 é apresentado o comportamento do método de diagnóstico perante uma

variação de carga aos 20 ms (de 4,9 kW para 9,8 kW) e posterior falha no IGBT SA-2 aos 81 ms.

48

0 10 20 30 40 50 60 70 80 90-3

-2

-1

0

1

2

3

Tempo (ms)

Var

. de lo

caliz

açã

o

DAB

DBC

DCA


Falha

Variaçãode

carga

0 10 20 30 40 50 60 70 80 90-1

-0.5

0

0.5

1

Tempo (ms)

Var

. de d

iagnó

stic

o

d

AB

dBC

dCA

Det./IdentificaçãoVariaçãode

carga

Falha

Figura 6.15 – Corrente de linha (a), variáveis de diagnóstico (b), variáveis de localização (c) e diagnóstico (d) no caso de

um aumento de carga e posterior falha do IGBT SA-2.

0 10 20 30 40 50 60 70 80 90-40

-20

0

20

40

Tempo (ms)

Corrente

de L

inha (A

)

iA

Variaçãode

carga

Falha


(a)

(b)

(c)

0 10 20 30 40 50 60 70 80 90

-2

-1

0

Tempo (ms)

Dia

gnó

stic

o

IGBT em Falha

Poss. Falha

Falha


Variaçãode

carga

(d)

Com a análise da Figura 6.15, constata-se que perante a alteração severa de carga, não houve

qualquer perturbação nas variáveis de diagnóstico, demonstrando assim a robustez do algoritmo

perante estas situações. Posteriormente em t = 81 ms, ocorre a falha no IGBT SA-2 no momento em

que a corrente é positiva, havendo reação por parte das variáveis de diagnóstico em t = 81,07 ms.

Neste caso, como a falha é num IGBT inferior, a variável DAB tomará valores negativos, enquanto

DCA toma valores positivos (Figura 6.15 (c)). Aos 81,11 ms, é identificado o IGBT em falha (Figura

6.15 (d)), o que resulta num tempo de diagnóstico de 0,11 ms. Nesta situação, ao contrário das

anteriores, a falha ocorre no preciso momento em que o IGBT está a conduzir, proporcionando

assim um diagnóstico bastante rápido (variáveis dXY tomam valores muito próximos dos esperados

(dXM)).

49

Rede3~

Autotransformador

iA

Indutâncias de filtragem

vC1

Retificador NPC 5 Níveis Condensadores do

barramento DC iDC

vC2vC3vC4

CargaResistiva

Plataforma dSpace - Aquisição/Controlo

Sistema de Controlo em tempo real

iB

iC

vsAB vsBC

vsCA SA SB SC

Figura 7.1 – Implementação experimental.

Figura 7.2 – Esquema da implementação experimental.

Capítulo 7

Resultados Experimentais

Por forma a validar experimentalmente os resultados obtidos em simulação, foi desenvolvido

o protótipo do conversor NPC de 5 níveis. O sistema implementado é apresentado na Figura 7.1,

sendo que na Figura 7.2 está representado o correspondente esquemático.

A alimentação do conversor é feita através de um autotransformador, por forma a obter-se

uma tensão adequada ao regime de funcionamento usado. Os sinais de tensão e corrente lidos pelos

Plataforma dSpace Barramento DC Indutâncias de filtragem

Autotransformador

Sistema de controlo em tempo real

Conversor NPC de 5 Níveis

Carga resistiva

50

sensores são enviados para a plataforma dSpace. Esta plataforma permite receber sinais de entrada,

processar esses dados e enviar os pulsos de comando aos IGBTs em concordância. O algoritmo de

controlo usado é idêntico ao implementado nas simulações em Matlab/Simulink®, sendo apenas

necessário adaptar os sinais lidos pelos sensores (ganhos e offsets) e programar as saídas, de modo

a que sejam distribuídos de forma correta os 24 pulsos de comando. Também é usado o software

Control Desk, que possibilita a visualização de sinais e variáveis, o ajuste de parâmetros e a

introdução de falhas nos IGBTs em tempo real. Devido ao facto de se tratar de um conversor de 5

níveis, a exigência ao nível de processamento do algoritmo preditivo aumenta, tornando-se

necessário em cada amostragem, calcular as previsões de cada variável para os 125 estados de

comutação. Desta forma esse período de amostragem Ts foi limitado pela capacidade de cálculo

da dSpace, sendo o mesmo fixado em 160 µs.

As indutâncias de filtragem usadas, também apresentam um valor diferente da simulação,

tendo sido utilizado um conjunto de bobinas associadas em série, que no total apresentam um valor

de 8,47 mH. Mais detalhes sobre o protótipo e sistemas de controlo, podem ser consultados no

Apêndice D.

7.1 Funcionamento Normal

Nesta secção, será analisada a operação do conversor em condições normais. É usado um

valor de tensão de 27,5 V de pico em cada fase, sendo a corrente de entrada limitada a 5 A, também

valor de pico. É estipulada uma tensão de referência no barramento DC de 100 V e utilizada uma

carga resistiva de 100 Ω, que absorve uma potência de 100 W. A potência AC absorvida nestas

condições de funcionamento é de 119,6 W, o que proporciona um rendimento do conversor na

ordem dos 83,6%.

Ao analisar-se a Figura 7.3, verifica-se que a corrente está em fase com a tensão simples da

alimentação, sendo obtido um fator potência de aproximadamente 0,997. No entanto, como seria

de esperar, as ondas da corrente não são tão sinusoidais como as obtidas em simulação, devido ao

facto do Ts utilizado ser consideravelmente superior, implicando que controlo atue um menor

número de vezes durante cada período fundamental. Consequentemente, houve um aumento da

distorção harmónica total, resultando no valor de 4,49% (Figura 7.4). Apesar de ser superior ao

obtido em simulação, o mesmo continua a ser aceitável, dadas as limitações descritas

anteriormente. Torna-se importante salientar, que este valor também foi agravado pelo facto das

indutâncias usadas apresentarem um valor inferior ao utilizado em simulação.

51

0 10 20 30 40-30

-20

-10

0

10

20

30

Tempo (ms)

Te

nsã

o s

imp

les

- F

ase

A (

V)

-6

-4

-2

0

2

4

6

Co

rre

nte

de

linh

a -

Fa

se A

(A)

Figura 7.3 – Tensão simples e corrente de linha iA, em funcionamento normal.

Figura 7.4 – FFT da corrente de linha iA, em funcionamento normal.

Figura 7.5 – Tensão composta vAB aos terminais do conversor, em funcionamento normal.

0 0.05 0.1 0.15 0.2-150

-100

-50

0

50

100

150

Tempo (s)

Te

nsã

o v A

B

aos

term

ina

is d

o co

nv.

(V)

A forma de onda de tensão entre os terminais A e B do conversor (tensão composta vAB) é

apresentada na Figura 7.5. Tal como sucedeu em simulação, verifica-se a existência de 5 níveis de

tensão (entre 0 V e 100 V), não sendo tão “perfeitos” devido à carga ser muito inferior e pelo facto

do tempo de amostragem ser relativamente grande.

Na Figura 7.6 (a), constata-se que a tensão no barramento DC oscila em torno do valor de

referência (100 V), sendo verificado um aumento dessa oscilação em comparação com as

simulações. Esse agravamento é explicado pelo maior tempo de amostragem e pelo facto de esta

grandeza não estar a ser medida diretamente, sendo obtida pela soma da tensão instantânea dos 4

condensadores. Estes sensores como se pode verificar na Figura 7.6 (b), apresentam um ruído

considerável, principalmente o sensor do condensador vc3, o que resulta que a tensão do barramento

DC apresente um ruído intensificado. O controlo, tal como verificado em simulação, proporciona

um grande equilíbrio entre as tensões dos quatro condensadores (Figura 7.6 (b)), constando-se que

cada um deles oscila em torno do valor ideal (vDC/4). O valor usado para o fator de ponderação λDC

da função custo foi de 0,25.

52

0 0.05 0.1 0.15 0.2 0.25 0.3 0.35 0.495

100

105

Tempo (s)

Ten

são

barr

. DC

(V)

0 0.05 0.1 0.15 0.2 0.25 0.3 0.35 0.4

20

25

30

Tempo (s)

Ten

são

co

nd

. (V

)

vc1

vc2

vc3

vc4

Figura 7.6 – Tensão no barramento DC (a) e tensão em cada um dos condensadores (b), em funcionamento normal.

0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1-6

-4

-2

0

2

4

6

Tempo (s)

Co

rre

nte

de

Lin

ha

- F

ase

A (

A)

0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 180

90

100

110

120

130

Tempo (s)

Te

nsã

o b

arr

. DC

(V

)

(a) (b)

Figura 7.7 – Correntes de linha (a) e tensão no barramento DC (b), em situação de variação de carga. (a) (b)

0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6-6

-4

-2

0

2

4

6

Tempo (s)

Co

rren

tes

de

Lin

ha

(A)

ia

ib

ic

0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.695

100

105

110

115

Tempo (s)

Ten

são

bar

r. D

C (

V)

v

DC

vDC*

Figura 7.8 – Correntes de linha (a) e tensão no barramento DC (b), em situação de variação da tensão de referência.

(a) (b)

O sistema implementado apresenta uma boa resposta dinâmica em situações de variação de

carga, como se contata na Figura 7.7, em que é apresentada a variação da corrente de linha iA (a)

e tensão no barramento DC (b), perante duas alterações de carga. Aos 0,23 s ocorre uma

diminuição de carga de 200 W para 100 W e aos 0,84 s procedeu-se a um aumento de carga de

100 W para 200 W. Perante as duas situações, que se podem considerar severas uma vez que a

carga diminui e aumentou para o dobro, o sistema reagiu rapidamente, efetuando a manutenção do

barramento DC para o valor de referência em cerca de 0,1 s.

Na Figura 7.8 está patente a reposta do sistema (correntes de linha (a) e tensão no barramento

DC (b)), perante a variação da tensão de referência de 100 V para 110 V aos 0,28 s, e consequente

aumento da potência absorvida pela carga de 200 W para 242 W. Verifica-se que o controlo

apresenta uma resposta rápida, demorando apenas 0,04 s a estabilizar a tensão DC no novo valor

de referência.

Com os resultados apresentados anteriormente, comprova-se que o controlo preditivo em

contexto real, também apresenta uma boa resposta dinâmica perante situações severas de variação

de carga e alterações da tensão de referência.

53

0 10 20 30 40-4

-2

0

2

4

Tempo (ms)

Co

rre

nte

s d

e L

inh

a (A

)

ia

ib

ic

0 10 20 30 40-4

-2

0

2

4

Tempo (ms)

Co

rre

nte

s d

e L

inh

a (A

)

ia

ib

ic

(a) (b)

Figura 7.9 – Correntes de linha em caso de falha no IGBT SA4 (a) e SA1 (b).

0 10 20 30 4096

98

100

102

104

Tempo (ms)

Te

nsã

o b

arr

. DC

(V

)

0 10 20 30 4095

100

105

Tempo (ms)

Te

nsã

o b

arr

. DC

(V

)

(a) (b)

Figura 7.10 – Tensão no barramento DC em caso de falha no IGBT SA4 (a) e SA1 (b).

0 10 20 30 4022

24

26

28

Tempo (ms)

Te

nsã

o c

ond.

(V

)

vc1

vc2

vc3

vc4

0 10 20 30 4020

22

24

26

28

30

Tempo (ms)

Te

nsã

o c

on

d. (

V)

vc1

vc2

vc3

vc4

(a) (b)

Figura 7.11 – Tensão nos condensadores em caso de falha no IGBT SA4 (a) e SA1 (b).

7.2 Funcionamento em Avaria

Neste subcapítulo será analisado o impacto de uma falha em C.A. dos IGBTs SA1 e SA4, os

mesmos da simulação, por forma a realizar-se uma análise comparativa entre as duas situações.

Estas avarias foram realizadas com recurso a um algoritmo de simulação de falhas, que provoca a

desativação permanente dos pulsos de comando referentes ao IGBT que se pretende “avariar”.

Nas Figuras 7.9 (a), 7.10(a), 7.11(a) e 7.12(a), verifica-se que a falha no IGBT mais externo

(SA4), tem novamente um impacto insignificante no funcionamento do conversor, sendo

praticamente indetetável com a análise dos dados adquiridos. A estabilidade do barramento DC é

mantida (Figura 7.10 (a)), passando-se o mesmo com o equilíbrio dos condensadores

(Figura 7.11 (a)). A evolução do vetor de Park da corrente de linha da fase afetada

(Figura 7.12 (a)), é praticamente idêntico ao obtido em funcionamento normal (Figura 7.12 (c)).

O conversor mantém o mesmo fator potência (0,997) e o mesmo rendimento, apenas se verifica

um ligeiro aumento da THD da corrente de linha iA, que passa a ter o valor de 5,30%.

54

Figura 7.12 – Evolução do vetor de Park da corrente de linha iA, ao longo de dois períodos elétricos, em caso de falha no IGBT SA4 (a) e SA1 (b) e em funcionamento normal (c).

-4 -3 -2 -1 0 1 2 3 4-4

-3

-2

-1

0

1

2

3

4

Corrente eixo d (A)

Co

rren

te e

ixo

q (

A)

(a) -4 -3 -2 -1 0 1 2 3 4

-4

-3

-2

-1

0

1

2

3

4

Corrente eixo d (A)

Co

rre

nte

eix

o q

(A

)

(b)-4 -3 -2 -1 0 1 2 3 4

-4

-3

-2

-1

0

1

2

3

4

Corrente eixo d (A)

Co

rre

nte

eix

o q

(A

)

(c)

O contrário acontece em caso de falha num IGBT interno (SA1), em que se verifica um impacto

significativo no funcionamento do conversor. Na Figura 7.9 (b), constata-se que a corrente de linha

iA é severamente afetada na alternância negativa da mesma, notando-se um impacto inferior nas

correntes de linha das outras fases. Desta forma, a THD aumentou drasticamente, apresentado o

valor de 24,72% na corrente de linha iA, enquanto as correntes de linha iB e iC, apresentam o valor

de 12,3% e 11,41%, respetivamente. A tensão no barramento DC apresenta oscilações

significativas em torno do valor de referência, cerca de 8 V (Figura 7.10 (b)), deixando de se

verificar o equilíbrio das tensões dos condensadores no período em que a corrente de linha iA é

negativa. Na Figura 7.11 (b) verifica-se que na alternância positiva da corrente, o algoritmo de

controlo torna a equilibrar os condensadores, sendo o mesmo justificado pelo facto de a falha não

afetar os estados de tensão durante esse período (secção 4.1). O traçado de vetor de Park é

semelhante ao obtido em simulação (Figura 7.12 (b)), verificando-se que a corrente é apenas

afetada no semieixo negativo d (alternância negativa da corrente), não se verificando nenhuma

alteração no semieixo positivo d. Também se verifica que a corrente é mais afetada no período

descendente negativo (semieixo positivo q). Em relação ao fator potência, o valor reduziu

ligeiramente para 0,994, enquanto o rendimento do conversor manteve-se próximo do valor em

funcionamento pré-falha.

7.3 Diagnóstico de Avarias

Os métodos de diagnóstico baseados em corrente não serão abordados nesta secção, uma vez

que já foi provada a sua ineficácia em simulação. Nas Figuras 7.13 e 7.14 será analisado o método

de diagnóstico baseado no erro das tensões do conversor. Foram usados os mesmos valores de

simulação para os limiares (2% da amplitude da corrente de linha para o imin, 0,4 para o limiar kZC

e 0,8 para o limiar kN ).

55

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4 4.5 5

-1

-0.5

0

0.5

1

Tempo (ms)

Va

r. d

e d

iag

nós

tico

dAB

dBC

dCA

Falha


0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4 4.5 5-4

-2

0

2

4

Tempo (ms)

Var

. de

loca

liza

ção

DAB

DBC

DCA

Falha


0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4 4.5 5-1

-0.5

0

0.5

1

Co

rren

te (

A)

Tempo (ms)

ia

Falha


0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4 4.5 50

1

2

3

4

5

Est

ado

s d

e c

on

tro

lo

Tempo (ms)

CSA

Falha


0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4 4.5 5-0.6

-0.4

-0.2

0

0.2

0.4

0.6

Tempo (ms)

Va

r. d

e d

iag

nó

stic

o

d

AB

dBC

dCA

Identificação

Deteção

Falha

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4 4.5 5-2

-1

0

1

2

Co

rre

nte

(A

)

Tempo (ms)

ia

Identificação

Deteção

Falha

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4 4.5 50

1

2

3

4

5

Est

ad

os

de

con

tro

lo

Tempo (ms)

CSA Falha


0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4 4.5 50

1

2

3

4

Ide

ntif

ica

ção

Tempo (ms)

FA (C

A0)

FA (C

A=0)

Falha Deteção

Identificação

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4 4.5 50

1

2

3

4

Tempo (ms)

Dia

gn

óst

ico

IGBT em Falha

Poss. Falha

Falha

Identificação

Deteção

(a)

(b)

(c)

(e)

(a)

(c)

(e)

(f)

(g)





0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4 4.5 5

-1

0

1

Est

ad

o d

a c

orr

en

te

Tempo (ms)

CA

Falha


(d)

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4 4.5 50

1

2

Tempo (ms)

Dia

gn

óstic

o

IGBT em Falha

Poss. Falha Det./Identificação

Falha

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4 4.5 50

1

2

Ide

ntifi

caçã

o

Tempo (ms)

FA (C

A0)

FA (C

A=0)

Falha


(f)

(g)

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4 4.5 5

-1

0

1

Tempo (ms)

Va

r. d

e lo

caliz

açã

o

DAB

DBC

DCA

Falha

Deteção

Identificação

(b)

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4 4.5 5

-1

0

1E

stad

o d

a co

rren

te

Tempo (ms)

CA


Falha

(d)

Na Figura 7.13, a falha no IGBT SA1 ocorre aos 1,8 ms, no momento em que a corrente é zero

(Figura 7.13 (c) e (d)) e é aplicado o estado de comutação 2 (Figura 7.13 (e)). Posteriormente, aos

2,32 ms, é visível na Figura 7.13 (a) a primeira reação por parte das variáveis de localização, em

56

que DAB e DCA tomam valores simétricos. Nos instantes seguintes à falha, estas variáveis e os

estados de comutação alteram o seu valor em cada período de amostragem (Figura 7.13 (b) e (e)),

não permitindo efetuar a identificação da falha até se verificarem duas amostras nas mesmas

condições (condição 5.17 da secção 5.2). Aos 2,96 ms, verifica-se que DAB e DCA tomam os

mesmos valores da amostra anterior, 3 e -3, respetivamente. No entanto, contata-se que nesse

período houve uma alteração do estado de comutação (Figura 7.13 (e)), não sendo permitido mais

uma vez realizar a identificação da falha. Por fim, aos 3,28 ms, a falha é detetada e identificada

(Figura 7.13 (f) e (g)), no período em que a corrente é 0 (CA = 0) e é aplicado o estado de comutação

5. Tal como sucedeu em simulação, a identificação inequívoca foi efetuada com corrente zero,

uma vez que o intervalo das possíveis falhas foi restringido a 1.

Neste caso, o algoritmo demorou cerca de 1,48 ms a identificar inequivocamente a falha no

IGBT SA1, o que demostra a sua rapidez, mesmo em situações pouco favoráveis (falha ocorre no

período em que o IGBT não está conduzir e o período de amostragem é relativamente grande).

Na Figura 7.14 é demostrado o processo de diagnóstico no caso de falha do IGBT SA4 aos

1,72 ms, no momento em que a corrente é positiva (Figura 7.14 (c) e (d)) e é aplicado o estado de

comutação 5 (Figura 7.14 (e)). Verifica-se que não há qualquer reação por parte do algoritmo de

diagnóstico até a corrente tomar valores próximos de zero, sendo que aos 3,3 ms (CA = 0) a falha

é detetada (Figura 7.14 (f) e (g)). Mais uma vez, constata-se que foi cumprida a condição de duas

amostras nas mesmas condições, no entanto, como a identificação foi feita com corrente próxima

de zero, não é possível identificar inequivocamente o IGBT em falha, sendo a mesma restringida

ao intervalo de IGBTs [1,4]. Aos 3,96 ms, é feita a identificação inequívoca da mesma (Figura

7.14 (g)) com corrente negativa (Figura 7.14 (d)). O algoritmo demorou cerca de 1,58 ms a detetar

a presença da falha e 2,24 ms a identificar o IGBT em avaria. No entanto, torna-se importante

relembrar, que a presença de uma falha no IGBT mais externo (SX4), apenas pode ser identificada

com a aplicação do estado de comutação 5.

Na Figura 7.15 é avaliado o comportamento do algoritmo de diagnóstico perante uma variação

de carga aos 13 ms (de 100 W para 200 W) e posterior falha do IGBT SA-2 aos 139 ms.

Com análise da Figura 7.15 (b), verifica-se que após o aumento de carga, ocorre um ligeiro

aumento do número de picos nas variáveis de diagnóstico (maior erro entre o valor esperado e

estimado da tensão), o que leva a que sejam ativadas as variáveis de localização DXY, quando é

ultrapassado o limiar k1. No entanto, torna-se importante salientar que estas situações nunca

ocorrem durante duas amostras consecutivas, estando o algoritmo totalmente protegido contra

estas ocorrências. O mesmo pode ser confirmado com a análise da Figura 7.15 (d), em que não se

verifica qualquer deteção após o aumento de carga. Posteriormente, aos 139 ms ocorre a falha no

57

Figura 7.15 – Corrente de linha (a), variáveis de diagnóstico (b), variáveis de localização (c) e diagnóstico (d) no caso de

um aumento de carga e posterior falha do IGBT SA-2.

0 30 60 90 120 150

-6

-4

-2

0

2

4

6

Tempo (ms)C

orren

te d

e L

inha

(A)

iA

Falha


Variaçãode

carga

(a)

0 30 60 90 120 150-1

-0.5

0

0.5

1

Tempo (ms)

Var. d

e d

iagnós

tico

d

AB

dBC

dCA

Falha


Variaçãode

carga

(b)

0 30 60 90 120 150-3

-2

-1

0

1

2

3

Tempo (ms)

Var

. de lo

caliz

açã

o

DAB

DBC

DCA

Falha

Variaçãode

cargaDet./Identificação

(c)

0 30 60 90 120 150

-2

-1

0

Tempo (ms)

Dia

gnóst

ico

IGBT em Falha

Poss. Falha

Falha

Det./IdentificaçãoVariaçãode

carga

(d)

IGBT SA-2, sendo a mesma identificada aos 140,5 ms, resultando num tempo de diagnóstico de

1,5 ms.

Em contexto experimental, foi comprovado que o algoritmo de diagnóstico proporciona

identificações rápidas e fiáveis, inclusivamente em condições menos favoráveis, sendo também

validada a sua robustez perante alterações severas de carga.

59

Capítulo 8

Conclusões e Sugestões para Trabalhos Futuros

8.1 Conclusão

Recentemente, têm surgido novas topologias de conversores que apresentam resultados muito

promissores no que diz respeito ao conteúdo harmónico gerado durante a sua operação, sendo a

estrutura NPC uma das mais usuais. Esta topologia aplicada a retificadores, permite a absorção de

correntes praticamente sinusoidais e fator potência unitário na rede.

Existem várias estratégias de controlo para retificadores NPC, no entanto, com o aumento da

capacidade de processamento dos microcontroladores surgiram novos métodos, tendo o controlo

preditivo um lugar de destaque. Por forma a analisar o comportamento desta estratégia de controlo,

foi implementado em ambiente de simulação e experimentalmente, o controlo preditivo de

corrente num retificador NPC de 5 níveis.

Este algoritmo, em ambiente de simulação, proporcionou correntes absorvidas com conteúdo

harmónico extremamente reduzido (0,24%), fator potência unitário com a rede, resposta dinâmica

muito rápida e estável perante situações de variação de carga e garantiu o equilíbrio da tensão nos

condensadores do barramento DC. Quando o mesmo é aplicado em ambiente experimental, surge

a limitação do tempo de amostragem, devido ao facto do elevado número de cálculos que o

algoritmo tem de efetuar para a seleção do estado ótimo de controlo. No entanto, apesar dessa

limitação, constatou-se que o algoritmo continua a ter um bom desempenho, proporcionando as

mesmas vantagens que foram descritas em simulação, verificando-se apenas um acréscimo na

distorção harmónica da corrente, que também foi agravada pelo facto das indutâncias usadas

apresentarem um valor inferior ao utilizado em simulação. Apesar dos métodos de controlo

tradicionais continuarem a ser os mais adotados, esta estratégia tem alcançado nos últimos tempos

um lugar de notoriedade, apresentando vantagens distintivas, tais como a geração dos pulsos de

comando sem a necessidade de um modulador, a fácil inserção de restrições e controlo simultâneo

de múltiplas variáveis.

O diagnóstico de avarias em C.A. é uma temática de extrema importância, pois uma rápida

deteção e identificação do semicondutor em C.A. proporciona uma maior proteção e fiabilidade

do sistema. Este tipo de avaria é uma das mais recorrentes num conversor de potência, podendo a

mesma permanecer indetetável sem o uso de métodos adequados. Nesta dissertação, foram

estudados e implementados diferentes algoritmos de diagnóstico de avarias. Os métodos baseados

60

na análise das correntes de linha, demostraram ser completamente ineficazes no caso de uma falha

do IGBT mais afastado do ponto médio AC. O contrário se passou com o método baseado na

análise das tensões instantânea do conversor, que efetuou um diagnóstico rápido e fiável em todos

os IGBTs do conversor. Este último método é completamente inovador, permitindo a identificação

de avarias em C.A. em conversores NPC de N-níveis, sem a necessidade de adaptações e sensores

adicionais. Para além disso, demonstrou ser extremamente robusto a variações severas de carga,

sendo a sua aplicação independente da estratégia de controlo usada no conversor.

Por fim, conclui-se que o método de controlo preditivo demonstra ser uma solução bastante

atrativa no controlo de conversores multinível, tendo grandes perspetivas de melhoramento. O

método de diagnóstico com base nas tensões instantâneas do conversor revela ser um algoritmo

muito promissor, pois os métodos existentes até ao momento levavam ao uso de um número

considerável de sensores adicionais.

8.2 Sugestões para Trabalhos Futuros

No seguimento desta dissertação, são apresentadas algumas sugestões de trabalhos futuros:

Otimização do controlo preditivo, por forma a ser possível a sua implementação na

prática com um tempo de amostragem inferior.

Suprimir o uso dos sensores que monitorizam a tensão dos quatro condensadores do

barramento DC.

Incorporar no método de diagnóstico a deteção de múltiplas falhas em C.A. nos

IGBTs.

Inclusão no método de diagnóstico de avarias em outros semicondutores,

nomeadamente, díodos em antiparalelo e clamping.

Teste do protótipo com potências superiores.

61

Referências [1] R. K. Tripathi and C. P. Singh, "Power quality control of unregulated non-linear loads," in

Power, Control and Embedded Systems (ICPCES), 2010 International Conference on, 2010, pp. 1-6.

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62

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[32] L. M. A. Caseiro, A. M. S. Mendes, and A. N. Alcaso, "Fault diagnosis and tolerance in three-level neutral-point-clamped rectifiers," in Proc. 38th IEEE IECON, Montréal, QC, Canada, 2012, pp. 404–409.

[33] L. M. A. Caseiro, A. M. S. Mendes, and P. M. A. F. Lopes, "Open-circuit fault diagnosis in neutral-point-clamped active power filters based on instant voltage error with no additional sensors," in 30th Annu. IEEE Applied Power Electron. Conf. and Expo. (APEC), 2015 (in press).

[34] L. M. A. Caseiro and A. M. S. Mendes, "Real-time IGBT open-circuit fault diagnosis in three-level neutral-point-clamped voltage-source rectifiers based on instant voltage error," IEEE Trans. Ind. Electron., vol. 62, no. 3, pp. 1669–1678, Mar. 2015.

[35] L. M. A. Caseiro and A. M. S. Mendes, "Generalized IGBT Open-Circuit Fault Diagnosis Algorithm with no Additional Sensors for Grid-Connected N-Level NPC Converters" (a ser apresentado em Novembro no IECON 2015).

[36] D. Lalili, N. Lourci, E. M. Berkouk, F. Boudjema, S. J. Petzoldt, and M. Y. Dali, "A simplified space vector pulse width modulation algorithm for five level diode clamping inverter," in Power Electronics, Electrical Drives, Automation and Motion, 2006. SPEEDAM 2006. International Symposium on, 2006, pp. 1349-1354

[37] M. P. Akter, S. Mekhilef, N. M. L. Tan, and H. Akagi, "Stability and Performance Investigations of Model Predictive Controlled Active-Front-End (AFE) Rectifiers for Energy Storage Systems," Journal of Power Electronics, vol. 15, pp. 202-215, 2015.

[38] Q. Jiangchao and M. Saeedifard, "Capacitor voltage balancing of a five-level Diode-Clamped Converter based on a predictive current control strategy," in Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC), 2011 Twenty-Sixth Annual IEEE, 2011, pp. 1656-1660.

[39] P. Cortes, S. Kouro, B. La Rocca, R. Vargas, J. Rodriguez, J. I. Leon, et al., "Guidelines for weighting factors design in Model Predictive Control of power converters and drives," in Industrial Technology, 2009. ICIT 2009. IEEE International Conference on, 2009, pp. 1-7.

65

Tabela A.1 – Vetores de tensão gerados pelo conversor e estados de comutação correspondentes.

Apêndice A

Vetores Espaciais de Tensão Gerados pelo Conversor

Na Tabela A.1, são apresentados os 61 vetores de tensão gerados pelo conversor e respetivos

estados de comutação que lhes dão origem. Verifica-se a existência de 37 vetores com estados

redundantes e 24 vetores em que apenas existe uma combinação possível para gerar o vetor

pretendido. Na Figura 2.5, foi indicada a posição discreta de cada um dos vetores.

SA SB SC convv

P2N1N1 DC1 vv 1/2

P1N2N2

P2ON1 DCDC2 vjvv /1235/12

P1N1N2

P2P1N1 DCDC3 vjvv /631/3

P1ON2


P1P1N2


OP1N2

OP2N1 DCDC6 vjvv /431/12

N1P1N2

N1P2N1 DCDC7 vjvv /431/4

N2P1N2

N1P2O DCDC8 vjvv /631/3

N2P1N1

N1P2P1 DCDC9 vjvv /1235/12

N2P1O

N1P2P2 DC10 vv 1/2

N2P1P1


N2OP1

N1OP2 DCDC12 vjvv /631/3

N2N1P1

N1N1P2 DCDC13 vjvv /431/4

N2N2P1

ON1P2 DCDC14 vjvv /431/12

N1N2P1

P1N1P2 DCDC15 vjvv /431/12

ON2P1

SA SB SC convv


P1N2P1


P1N2O

P2N1O DCDC18 vjvv /1235/12

P1N2N1

P2OO

DC19 vv 1/3 P1N1N1

ON2N2

P2P1O

DCDC20 vjvv /1231/4 P1ON1

ON1N2

P2P2O

DCDC21 vjvv /631/6 P1P1N1

OON2

P1P2O

DC22 vjv /63 OP1N1

N1ON2

OP2O

DCDC23 vjvv /631/6 N1P1N1

N2ON2

OP2P1

DCDC24 vjvv /1231/4 N1P1O

N2ON1

OP2P2

DC25 vv 1/3 N1P1P1

N2OO

OP1P2

DCDC26 vjvv /1231/4 N1OP1

N2N1O

66

SA SB SC convv

OOP2

DCDC27 vjvv /631/6 N1N1P1

N2N2O

P1OP2

DC28 vjv /63 ON1P1

N1N2O

P2OP2

DCDC29 vjvv /631/6 P1N1P1

ON2O

P2OP1

DCDC30 vjvv /1231/4 P1N1O

ON2N1

P2P1P1

DC31 vv 1/6 P1OO

ON1N1

N1N2N2

P2P2P1

DCDC32 vjvv /1231/12 P1P1O

OON1

N1N1N2

P1P2P1

DCDC33 vjvv /1231/12 OP1O

N1ON1

N2N1N2

P1P2P2

DC34 vv 1/6 OP1P1

N1OO

N2N1N1

P1P1P2

DCDC35 vjvv /1231/12 OOP1

N1N1O

N2N2N1

P2P1P2

DCDC36 vjvv /1231/12 P1OP1

ON1O

N1N2N1

P2N2N2 DC37 vv 2/3

P2N1N2 DCDC38 vjvv /1237/12

P2ON2 DCDC39 vjvv /631/12




OP2N2 DC43 vjv /33

SA SB SC convv




N2P2O DCDC47 vjvv /631/2


N2P2P2 DC49 vv 2/3


N2OP2 DCDC51 vjvv /631/2




ON2P2 DC55 vjv /33




P2N2O DCDC59 vjvv /631/2

P2N2N1 DCDC60 vjvv /1237/12

P2P2P2

061v P1P1P1

OOO

N1N1N1

N2N2N2

67

Figura B.1 – Visão geral do modelo implementado em Matlab/Simulink®.

Figura B.2 – Controlador da tensão DC e transformações α-β.

Apêndice B

Modelo de Simulação

B.1 Modelo Implementado em Matlab/Simulink®

Nas figuras seguintes, são apresentados os principais componentes do modelo de simulação.

No Apêndice E, será exibido o código usado na função do controlo preditivo e do algoritmo de

diagnóstico.

68

Figura B.3 – Bloco da PLL.

Figura B.4 – Modelo do conversor NPC de cinco níveis e barramento DC.

Figura B.5 – Função complementar do diagnóstico de avarias.

69

Figura B.6 – Função do diagnóstico de avarias.

Tabela B.1 – Parâmetros da fonte de alimentação trifásica.

Tabela B.2 – Parâmetros das indutâncias de filtragem.

Tabela B.3 – Parâmetros da carga resistiva.

B.2 Parâmetros do modelo implementado em Matlab/Simulink®

Nesta secção são apresentados os parâmetros utilizados no modelo de simulação. Foi usado

um período de cálculo para as grandezas elétricas de 1 µs e um período de amostragem de 10 µs.

Para as situações de variação da carga, foram usadas duas resistências de 100 Ω em paralelo

separadas por um contactor, que ao ser acionando proporciona o valor de 50 Ω na carga.

Parâmetro Valor

Tensão de fase 230 V (Pico)

Frequência 50 Hz

Resistência 0,1 Ω

Indutância 0,1 mH

Parâmetro Valor

Indutância 10 mH

Resistência 0 Ω

Parâmetro Valor

Resistência 100 Ω

70

Tabela B.4 – Parâmetros dos vários componentes do conversor.

Tabela B.5 – Parâmetros do controlador da tensão DC e controlo preditivo.

Componente Parâmetro Valor

IGBTs

Resistência de condução 1 mΩ

Resistência de snubber 100 kΩ

Capacidade de snubber inf

Díodos

Tensão de condução 0,8 V

Resistência de condução 1 mΩ

Resistência de snubber 500 Ω

Capacidade de snubber 250 nF

Condensadores Capacidade 2200 µF

Controlador Parâmetro Valor

Controlador da tensão DC

Ganho proporcional (Kp) 0,1

Ganho integral (Ki) 4

Controlo Preditivo λDC 0,3

71

-0.2

-0.1

0

0.1

0.2

0.3

Va

r. d

e d

iagn

óst

ico

0 0.05 0.1 0.15 0.2 0.25 0.3-0.2

-0.1

0

0.1

0.2

0.3

Tempo (s)

Co

rren

tes

mé

dia

s no

rm. (

A)

rA

rB

rC

<iAN

> <iBN

> <iCN

>



0 0.05 0.1 0.15 0.2 0.25 0.3-0.2

-0.1

0

0.1

0.2

Tempo (s)

Co

rre

nte

s m

éd

ias

no

rm. (

A)

-0.2

-0.1

0

0.1

0.2

Va

r. d

e d

iag

nó

stic

o

rA

rB

rC

<iAN

> <iBN

> <iCN

>


FalhaAumentode carga

Figura C.1 – Variáveis de diagnóstico (a) e correntes médias normalizadas (b) no caso de um aumento de carga

e posterior falha do IGBT SA1.

Figura C.2 – Variáveis de diagnóstico (a) e correntes médias normalizadas (b) no caso de um aumento de carga

e posterior falha do IGBT SA4.

Apêndice C

Diagnóstico de IGBTs em C.A. Baseado no Valor Médio das

Correntes Normalizadas

Na Figura C.1, é apresentado o comportamento das variáveis de diagnóstico, perante uma

variação de carga aos 0,1 s (de 4,9 kW para 9,8 kW) e posterior falha no IGBT SA1 aos 0,2 s.

Verifica-se que no momento da variação, as variáveis de diagnóstico reagem durante 0,8 s, sendo

que as mesmas estabilizam no valor zero ao fim desse período. Este acontecimento deve-se ao

facto de se normalizar os valores médios da corrente. O mesmo não se verificou no algoritmo com

base na normalização das correntes de linha em função do módulo do vetor de Park (secção 6.3.1),

em que com a mesma variação não ocorreu qualquer alteração nas variáveis de diagnóstico.

Após a ocorrência da falha aos 0,2 s, a variável de diagnóstico correspondente à fase afetada

toma valores positivos, enquanto as variáveis das outras fases tomam valores negativos,

verificando-se o oposto no caso de uma falha no IGBT inferior (variável de diagnóstico da fase

afetada toma valores negativos e as restantes valores positivos). No entanto, o método é

completamente ineficaz na situação presente na Figura C.2, em que ocorre uma falha no IGBT

mais externo (SA4).

Mais uma vez, foi comprovado que os métodos de diagnóstico com base na análise das

correntes não são adequados a retificadores multinível, devido ao facto das falhas em IGBTs

externos (SX4 ou SX-4) terem um impacto ínfimo nas correntes de linha.

73

Figura D.1 – Protótipo do conversor NPC de 5 níveis.

Apêndice D

Material Utilizado na Validação Experimental

Neste Apêndice são apresentados os componentes utilizados na validação experimental, bem

como as suas principais caraterísticas. Uma vez que não se encontrava disponível em laboratório

um conversor NPC de 5 níveis, procedeu-se à sua construção através do desenvolvimento e

adaptação de equipamentos já existentes.

D.1 Construção do Protótipo do Conversor NPC de 5 Níveis

O protótipo do conversor NPC de 5 níveis é apresentado na Figura D.1. Na superfície de

madeira foram colocadas as fases A e B do conversor, sendo que sobre o dissipador de alumínio

está colocada a fase C e o barramento DC.

Mais detalhes sobre os diversos componentes do conversor são apresentados nas figuras e

tabelas seguintes.

Foram usados quatro módulos SEMiX® 202GB066 HDs da Semikron (Figura D.2) para cada

fase do conversor, sendo cada um constituído por dois IGBTs e respetivos díodos em antiparalelo.

Na Tabela D.1, são apresentadas as principais características deste módulo.

Fase A Fase B Fase C Barramento DC

74

Figura D.2 – Módulo SEMiX® 202GB066 HDs.

Tabela D.1 – Principais parâmetros do módulo SEMiX® 202GB066 HDs, à temperatura de 25ºC.

Figura D.3 – Board 2S SKYPER 32 PRO. Figura D.4 – Conjunto módulo SEMiX® 202GB066 HDs, placa de adaptação Board 2S SKYPER 32 PRO e driver

SKYPER 32 PRO.

Por forma a controlar os IGBTs a partir dos pulsos de 15 V, foram usados drivers SKYPER

32 PRO e placas de adaptação Board 2S SKYPER 32 PRO, apresentadas na Figura D.3 e D.4.


IGBTs

Tensão de bloqueio máxima 600 V

Corrente máxima (eficaz) 200 A

Tensão de condução (típica) 1,45 V

Resistência de condução (típica) 2,8 mΩ

Tempo de ligação (RG on=4,2Ω) 65 ns

Tempo desligamento (RG off=4,2Ω) 545 ns

Díodos em antiparalelo Tensão de condução (típica) 1,4 V

Resistência de condução (típica) 2 mΩ

75

Figura D.5 – Díodos de clamping usados na fase A e B. Figura D.6 – Díodos de clamping usados na fase C.

Tabela D.2 – Principais parâmetros dos díodos de clamping, à temperatura de 25ºC.

Figura D.7 – Pormenor dos díodos de clamping nas fases A e B.

Tabela D.3 – Principais parâmetros dos condensadores.

Os díodos de clamping utilizados no protótipo encontram-se nas Figuras D.5 e D.6. Na Tabela

D.2 são apresentados os principais parâmetros de cada um deles.

As características dos condensadores usados no barramento DC encontram-se na Tabela D.3.


Díodo Sonic-FRD (Fase A e B) Tensão de condução (típica) 2,37 V

Tensão máxima 600 V

Díodos STTH9012TV (Fase C) Tensão de condução (típica) 2,10 V


Parâmetro Valor

Capacidade 2200 µF


76

Figura D.8 – Pormenor dos condensadores do barramento DC.

Figura D.9 – Interface de isolamento, acondicionamento e de distribuição de sinais provenientes da plataforma dSpace.

Figura D.10 – Placa de distribuição de pulsos para os IGBTs da fase C.

D.2 Material já Existente

D.2.1 Isolamento e Acondicionamento do Sinal de Comando dos IGBTs

Uma vez que os IGBTs utilizados são ativados mediante um sinal de tensão de 15 V, torna-se

necessário realizar o acondicionamento dos sinais gerados pelo dSpace (de 5 V para 15 V), sendo

esse processo efetuado pela interface presente na Figura D.9. Para além de acondicionar os sinais,

garante o isolamento elétrico entre os drivers dos IGBTs e a plataforma dSpace. Essa interface

possui também uma placa de direcionamento de pulsos idêntica à da Figura D.10, estando a mesma

limitada à distribuição de 18 pulsos de comando. Como o conversor NPC de 5 níveis possui 24

IGBTs, houve a necessidade do uso de outra placa de distribuição de sinais, sendo esta responsável

pelos pulsos de comando dos IGBTs da fase C (Figura D.10).

77

Figura D.11 – Sensor trifásico de tensão, usado para monitorizar as tensões de entrada.

Figura D.12 – Sensor trifásico de tensão e corrente, usado para monitorizar as tensões do conversor e correntes de linha.

Figura D.13 – Conjunto de sensores monofásicos, utilizados para monitorizar a tensão nos condensadores.

Figura D.14 – Sensor de corrente, usado para monitorizar a corrente na carga.

D.2.2 Material Complementar

O restante material utilizado na implementação do protótipo, é apresentado nas Figuras D.11-

D.21.

78

Figura D.16 – Autotransformador usado para regular a tensão de alimentação do retificador.

Figura D.17 – Carga resistiva de 100 Ω.

Figura D.15 – Associação em série de indutâncias, possuem o valor aproximado de 8,47 mH (valor obtido

com medidor LCR).

79

Figura D.18 – Fonte DC usada para alimentar a placa de distribuição de sinais da fase C e o sensor de

corrente da carga.

Figura D.19 – Disjuntor Magnético, colocado entre o autotransformador e as indutâncias de

filtragem.

Figura D.20 – Módulo de processamento de dados DS1103 PPC Controller Board.

80

Figura D.21 – Plataforma de controlo e aquisição de dados dSpace.

Tabela D.4 – Parâmetros do controlador da tensão DC e controlo preditivo.

Figura D.22 – Layout do sistema de controlo e monitorização desenvolvido.

D.3 Monitorização do Sistema

O algoritmo de controlo usado na plataforma dSpace é idêntico ao implementado nas

simulações em Matlab/Simulink®, sendo apenas necessário efetuar a adaptação dos sinais lidos e

programar corretamente as saídas. A interface de controlo e monitorização do sistema em tempo

real, foi executada com recurso ao software Control Desk. O programa realizado permite a

visualização de sinais e variáveis, o ajuste de parâmetros e a introdução de falhas nos IGBTs em

tempo real (Figura D.22). Os parâmetros utilizados no controlo são apresentados na Tabela D.4.

Controlador Parâmetro Valor

Controlador da tensão DC

Ganho proporcional (Kp) 0,01

Ganho integral (Ki) 4

Controlo Preditivo λDC 0,25

81

Figura D.23 – Perspetiva geral do sistema implementado (a).

Figura D.24 – Perspetiva geral do sistema implementado (b).

Nas Figuras D.23 e D.24 são apresentadas duas perspetivas gerais do sistema implementado.

83

(Vetores já apresentados na Tabela A.1, do Apêndice A)

Apêndice E

Código da Função do Controlo Preditivo e Algoritmo de

diagnóstico

E.1 Controlo Preditivo

function [Sa, Sb, Sc]= controlo(ialfa_ref, ibeta_ref, ialfa, ibeta,... valfa, vbeta,iabc ,vc, R, L, C, Ts, Vdc, idc, lambVc) % Vetores de tensão com redundância v1 = 1/2*Vdc; v2 = 1/2*Vdc; v3 = 5/12*Vdc+1j*sqrt(3)/12*Vdc; v4 = 5/12*Vdc+1j*sqrt(3)/12*Vdc; v5 = 1/3*Vdc+1j*sqrt(3)/6*Vdc; v6 = 1/3*Vdc+1j*sqrt(3)/6*Vdc; v7 = 1/4*Vdc+1j*sqrt(3)/4*Vdc; v8 = 1/4*Vdc+1j*sqrt(3)/4*Vdc; v9 = 1/12*Vdc+1j*sqrt(3)/4*Vdc; v10 = 1/12*Vdc+1j*sqrt(3)/4*Vdc;

.

.

. v115 = -1j*sqrt(3)/3*Vdc; v116 = 1/6*Vdc-1j*sqrt(3)/3*Vdc; v117 = 1/3*Vdc-1j*sqrt(3)/3*Vdc; v118 = 5/12*Vdc-1j*sqrt(3)/4*Vdc; v119 = 1/2*Vdc-1j*sqrt(3)/6*Vdc; v120 = 7/12*Vdc-1j*sqrt(3)/12*Vdc; v121 = 0; v122 = 0; v123 = 0; v124 = 0; v125 = 0; v = [v1 v2 v3 v4 v5 v6 v7 v8 v9 v10 v11 v12 v13 v14 v15 v16 v17 v18 v19... v20 v21 v22 v23 v24 v25 v26 v27 v28 v29 v30 v31 v32 v33 v34 v35 v36... v37 v38 v39 v40 v41 v42 v43 v44 v45 v46 v47 v48 v49 v50 v51 v52 v53... v54 v55 v56 v57 v58 v59 v60 v61 v62 v63 v64 v65 v66 v67 v68 v69 v70... v71 v72 v73 v74 v75 v76 v77 v78 v79 v80 v81 v82 v83 v84 v85 v86 v87... v88 v89 v90 v91 v92 v93 v94 v95 v96 v97 v98 v99 v100 v101 v102 v103... v104 v105 v106 v106 v107 v108 v109 v110 v111 v112 v113 v114 v115... v116 v117 v118 v119 v120 v121 v122 v123 v124 v125]; % Estados P2=[1 1 1 1 0 0 0 0]; P1=[0 1 1 1 1 0 0 0]; O=[0 0 1 1 1 1 0 0]; N1=[0 0 0 1 1 1 1 0]; N2=[0 0 0 0 1 1 1 1]; statesa = [P2;P1;P2;P1;P2;P1;P2;P1;P1;O;O;N1;N1;N2;N1;N2;N1;N2;N1;N2;N1;... N2;N1;N2;N1;N2;O;N1;P1;O;P2;P1;P2;P1;P2;P1;P2;P1;O;P2;P1;O;P2;P1;O;... P1;O;N1;O;N1;N2;O;N1;N2;O;N1;N2;O;N1;N2;O;N1;N2;P1;O;N1;P2;P1;O;P2;... P1;O;P2;P1;O;N1;P2;P1;O;N1;P1;O;N1;N2;P1;O;N1;N2;P1;O;N1;N2;P2;P1;... O;N1;P2;P2;P2;P2;P2;P1;O;N1;N2;N2;N2;N2;N2;N2;N2;N2;N2;N1;O;P1;P2;...

84

P2;P2;P2;P2;P1;O;N1;N2]; statesb = [N1;N2;O;N1;P1;O;P2;P1;P2;P1;P2;P1;P2;P1;P2;P1;P2;P1;P2;P1;P1;... O;O;N1;N1;N2;N1;N2;N1;N2;N1;N2;N1;N2;N1;N2;O;N1;N2;P1;O;N1;P2;P1;... O;P2;P1;O;P2;P1;O;P2;P1;O;P2;P1;O;P1;O;N1;O;N1;N2;O;N1;N2;O;N1;N2;... O;N1;N2;P1;O;N1;N2;P2;P1;O;N1;P2;P1;O;N1;P2;P1;O;N1;P1;O;N1;N2;P1;... O;N1;N2;N2;N1;O;P1;P2;P2;P2;P2;P2;P2;P2;P2;P2;P1;O;N1;N2;N2;N2;N2;... N2;N2;N2;N2;P2;P1;O;N1;N2]; statesc = [N1;N2;N1;N2;N1;N2;N1;N2;N1;N2;N1;N2;N1;N2;O;N1;P1;O;P2;P1;P2;... P1;P2;P1;P2;P1;P2;P1;P2;P1;P2;P1;P1;O;O;N1;O;N1;N2;O;N1;N2;O;N1;N2;... O;N1;N2;O;N1;N2;P1;O;N1;P2;P1;O;P2;P1;O;P2;P1;O;P2;P1;O;P2;P1;O;P1;... O;N1;P1;O;N1;N2;P1;O;N1;N2;P1;O;N1;N2;P2;P1;O;N1;P2;P1;O;N1;P2;P1;... O;N1;N2;N2;N2;N2;N2;N2;N2;N2;N2;N1;O;P1;P2;P2;P2;P2;P2;P2;P2;P2;P2;... P1;O;N1;P2;P1;O;N1;N2]; %inicialização da variável g_opt g_opt=inf; %Lê a corrente de referência no instante k ik_ref=ialfa_ref+1j*ibeta_ref; %Lê a corrente e a tensão no instante k ik=ialfa+1j*ibeta; vk=valfa+1j*vbeta; for i = 1:125 %Vetores de tensão gerados pelo conversor v_o1=v(i); %Corrente prevista para o instante k+1 ik1=(1-R*Ts/L)*ik + Ts/L*(vk-v_o1); %Calculo valor das constantes h h1a=isequal(statesa(i,:),[1 1 1 1 0 0 0 0]); h2a=isequal(statesa(i,:),[0 1 1 1 1 0 0 0]); h3a=isequal(statesa(i,:),[0 0 1 1 1 1 0 0]); h4a=isequal(statesa(i,:),[0 0 0 1 1 1 1 0]); h1b=isequal(statesb(i,:),[1 1 1 1 0 0 0 0]); h2b=isequal(statesb(i,:),[0 1 1 1 1 0 0 0]); h3b=isequal(statesb(i,:),[0 0 1 1 1 1 0 0]); h4b=isequal(statesb(i,:),[0 0 0 1 1 1 1 0]); h1c=isequal(statesc(i,:),[1 1 1 1 0 0 0 0]); h2c=isequal(statesc(i,:),[0 1 1 1 1 0 0 0]); h3c=isequal(statesc(i,:),[0 0 1 1 1 1 0 0]); h4c=isequal(statesc(i,:),[0 0 0 1 1 1 1 0]); %Calculo correntes condensadores ic1k=-idc+h1a*iabc(1)+h1b*iabc(2)+h1c*iabc(3); ic2k=ic1k+h2a*iabc(1)+h2b*iabc(2)+h2c*iabc(3); ic3k=ic2k+h3a*iabc(1)+h3b*iabc(2)+h3c*iabc(3); ic4k=ic3k+h4a*iabc(1)+h4b*iabc(2)+h4c*iabc(3); %Prediçao da tensao nos condensadores no instante k+1 vc1k1=vc(1)+(1/C)*ic1k*Ts; vc2k1=vc(2)+(1/C)*ic2k*Ts; vc3k1=vc(3)+(1/C)*ic3k*Ts; vc4k1=vc(4)+(1/C)*ic4k*Ts; %Função custo g=abs(real(ik_ref-ik1))+abs(imag(ik_ref-ik1))+lambVc*(abs(vc1k1-

vc2k1)+abs(vc2k1-vc3k1)+abs(vc3k1-vc4k1)+abs(vc4k1-vc1k1));

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%Seleção do estado ótimo if (g<g_opt) g_opt=g; x_opt=i; end end %Estados de comutação de saída Sa=statesa(x_opt,:); Sb=statesb(x_opt,:); Sc=statesc(x_opt,:); End

E.2 Algoritmo de Diagnóstico

De seguida é apresentado o código referente à função do algoritmo de avarias, bloco da Figura

B.6.

function [dxy,Dxy,cx,csx,Fault,IdA,IdB,IdC,Diag] = fcn(statesa,statesb,... statesc,vdc,vsxy,is,dis,Dab_old,Dbc_old,Dca_old,ca_old,cb_old,cc_old,... csa_old,csb_old,csc_old,R,L,Iref_Amp) % Estados P2=[1 1 1 1 0 0 0 0]; P1=[0 1 1 1 1 0 0 0]; O=[0 0 1 1 1 1 0 0]; N1=[0 0 0 1 1 1 1 0]; N2=[0 0 0 0 1 1 1 1]; %inicialização das variáveis vxm vam = 0; vbm = 0; vcm = 0; %inicialização das variáveis cx ca = 0; cb = 0; cc = 0; imin =0.02*Iref_Amp; %minimo da corrente para o cálculo das cx %inicialização das variáveis csx csa=0; csb=0; csc=0; if isequal(statesa(1,:),P2),vam=vdc/2;csa=5; end if isequal(statesa(1,:),P1),vam=vdc/4;csa=4; end if isequal(statesa(1,:),O),vam=0;csa=3; end if isequal(statesa(1,:),N1),vam=-vdc/4;csa=2;end if isequal(statesa(1,:),N2),vam=-vdc/2;csa=1;end if isequal(statesb(1,:),P2),vbm=vdc/2;csb=5; end if isequal(statesb(1,:),P1),vbm=vdc/4;csb=4; end if isequal(statesb(1,:),O),vbm=0;csb=3; end if isequal(statesb(1,:),N1),vbm=-vdc/4;csb=2;end

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if isequal(statesb(1,:),N2),vbm=-vdc/2;csb=1;end if isequal(statesc(1,:),P2),vcm=vdc/2;csc=5;end if isequal(statesc(1,:),P1),vcm=vdc/4;csc=4;end if isequal(statesc(1,:),O),vcm=0;csc=3;end if isequal(statesc(1,:),N1),vcm=-vdc/4;csc=2;end if isequal(statesc(1,:),N2),vcm=-vdc/2;csc=1;end %valor esperado das tensões de linha vab=vam-vbm; vbc=vbm-vcm; vca=vcm-vam; %valor estimado das tensões de linha iab = is(1)-is(2); ibc = is(2)-is(3); ica = is(3)-is(1); diab = dis(1)-dis(2); dibc = dis(2)-dis(3); dica = dis(3)-dis(1); e1=(vsxy(1)-R*iab-L*diab); e2=(vsxy(2)-R*ibc-L*dibc); e3=(vsxy(3)-R*ica-L*dica); %cálculo erro das tensões de linha delta_vab = vab-e1; delta_vbc = vbc-e2; delta_vca = vca-e3; %variáveis de diagnóstico dab = delta_vab/vdc; dbc = delta_vbc/vdc; dca = delta_vca/vdc; dxy=[dab,dbc,dca]; %váriáveis de estado da corrente if is(1)>=imin ca = 1; %corrente positiva elseif abs(is(1))<imin ca = 0; %corrente zero elseif is(1)<=-imin ca = -1; %corrente negativa end if is(2)>=imin cb = 1; elseif abs(is(2))<imin cb = 0; elseif is(2)<=-imin cb = -1; end if is(3)>=imin cc = 1; elseif abs(is(3))<imin cc = 0; elseif is(3)<=-imin cc = -1;

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end cx = [ca,cb,cc]; csx = [csa,csb,csc]; % cálculo variáveis discretas de localização k1 = 0; kn = 0.8; %valor de k para condição corrente positiva ou negativa kzc = 0.4; %valor de k para condição corrente zero if (cx(1)~=0 && cx (2)~=0 && cx(3)~=0) k1 = kn; elseif(cx(1)==0 || cx(2)==0 || cx(3)==0) k1 = kzc; end Dab = 0; Dbc = 0; Dca = 0; if (abs(dab*(5-1))>=5-1) Dab = (sign(dab))*(5-1); elseif ((abs(dab*(5-1)))<(5-1) && (abs(dab*(5-1)))>=1) Dab = round(dab*(5-1)); elseif ((abs(dab*(5-1)))<1 && (abs(dab*(5-1)))>=k1) Dab = sign(dab); elseif (abs(dab*(5-1)))<k1 Dab = 0; end if (abs(dbc*(5-1))>=5-1) Dbc = (sign(dbc))*(5-1); elseif ((abs(dbc*(5-1)))<(5-1) && (abs(dbc*(5-1)))>=1) Dbc = round(dbc*(5-1)); elseif ((abs(dbc*(5-1)))<1 && (abs(dbc*(5-1)))>=k1) Dbc = sign(dbc); elseif (abs(dbc*(5-1)))<k1 Dbc = 0; end if (abs(dca*(5-1))>=5-1) Dca = (sign(dca))*(5-1); elseif ((abs(dca*(5-1)))<(5-1) && (abs(dca*(5-1)))>=1) Dca = round(dca*(5-1)); elseif ((abs(dca*(5-1)))<1 && (abs(dca*(5-1)))>=k1) Dca = sign(dca); elseif (abs(dca*(5-1)))<k1 Dca = 0; end Dxy = [Dab,Dbc,Dca]; %----------------------------DETEÇÃO FALHA--------------------------------- Falha = 0; if ((Dab_old == -Dca_old) && Dab_old ~=0 && Dca_old~=0 && Dbc_old==0 &&... Dab == -Dca && Dab ~=0 && Dca~=0 && Dbc==0 && csa==csa_old &&... cx(1)==ca_old && Dab_old==Dab && Dbc_old==Dbc && Dca_old==Dca) Falha = 1;%falha na fase A end if ((Dbc_old == -Dab_old) && Dbc_old ~=0 && Dab_old~=0 && Dca_old==0 &&... Dbc == -Dab && Dbc ~=0 && Dab~=0 && Dca==0 && csb==csb_old &&...

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cx(2)==cb_old && Dab_old==Dab && Dbc_old==Dbc && Dca_old==Dca) Falha = 2;%falha na fase B end if ((Dca_old == -Dbc_old) && Dca_old ~=0 && Dbc_old~=0 && Dab_old==0 &&... Dca == -Dbc && Dca ~=0 && Dbc~=0 && Dab==0 && csc==csc_old &&... cx(3)==cc_old && Dab_old==Dab && Dbc_old==Dbc && Dca_old==Dca) Falha = 3;%falha na fase C end %------------------------IDENTIFICAÇÃO FALHA------------------------------- Fa = 0; Fb = 0; Fc = 0; if (Falha == 1) if ((Dab>0 && Dab<csa) && cx(1)~=1) Fa = csa-Dab; elseif ((Dab<0 && Dab>csa-5-1) && cx(1)~=-1) Fa = csa-Dab-5-1; else Fa = 0; end end if (Falha == 2) if ((Dbc>0 && Dbc<csb) && cx(2)~=1) Fb = csb-Dbc; elseif ((Dbc<0 && Dbc>csb-5-1) && cx(2)~=-1) Fb = csb-Dbc-5-1; else Fb = 0; end end if (Falha == 3) if ((Dca>0 && Dca<csc) && cx(3)~=1) Fc = csc-Dca; elseif ((Dca<0 && Dca>csc-5-1) && cx(3)~=-1) Fc = csc-Dca-5-1; else Fc = 0; end end Fault = [Fa,Fb,Fc]; %-----Identificação em ZC (corrente zero) ou NZC (corrente diferente de zero) fzcA=0; fnzcA=0; fzcB=0; fnzcB=0; fzcC=0; fnzcC=0; if cx(1)~=0

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fnzcA=Fa; else fzcA=Fa; end if cx(2)~=0 fnzcB=Fb; else fzcB=Fb; end if cx(3)~=0 fnzcC=Fc; else fzcC=Fc; end IdA = [fnzcA,fzcA]; IdB = [fnzcB,fzcB]; IdC = [fnzcC,fzcC]; Diag = [IdA,IdB,IdC]; end

O código referente ao tratamento da informação proveniente do algoritmo de diagnóstico é

apresentado de seguida. Este código corresponde ao bloco da Figura B.5.

function [fa_i,fa_d,fb_i,fb_d,fc_i,fc_d] = fcn(fa,fb,fc,fa_old,fb_old,fc_old) fa_i = 0; %identificação com corrente diferente de zero fa_d = 0; %identificação com corrente zero fb_i = 0; fb_d = 0; fc_i = 0; fc_d = 0; %---------------------------FASE A--------------------------------------- %identificação if (abs(fa_old(1))==0 && abs(fa(1))~=0) fa_i = fa(1); elseif abs(fa_old(1))~=0 fa_i = fa_old(1); end %deteção (enquanto não houver um diagnóstico com corrente diferente de zero) if (fa_i ==0) if (abs(fa_old(2))==0 && abs(fa(2))~=0) fa_d = fa(2); elseif ((abs(fa(2))<abs(fa_old(2))) && (abs(fa(2))~=0)) fa_d = fa(2); elseif abs(fa_old(2))~=0 fa_d = fa_old(2); end end %diagnóstico é feito no igbt mais interno com corrente zero if abs(fa_d) == 1 fa_i=fa_d; fa_d=0;

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end %---------------------------FASE B--------------------------------------- if (abs(fb_old(1))==0 && abs(fb(1))~=0) fb_i = fb(1); elseif abs(fb_old(1))~=0 fb_i = fb_old(1); end if (fb_i ==0) if (abs(fb_old(2))==0 && abs(fb(2))~=0) fb_d = fb(2); elseif ((abs(fb(2))<abs(fb_old(2))) && (abs(fb(2))~=0)) fb_d = fb(2); elseif abs(fb_old(2))~=0 fb_d = fb_old(2); end end if abs(fb_d) == 1 fb_i=fb_d; fb_d=0; end %---------------------------FASE C--------------------------------------- if (abs(fc_old(1))==0 && abs(fc(1))~=0) fc_i = fc(1); elseif abs(fc_old(1))~=0 fc_i = fc_old(1); end if (fc_i ==0) if (abs(fc_old(2))==0 && abs(fc(2))~=0) fc_d = fc(2); elseif ((abs(fc(2))<abs(fc_old(2))) && (abs(fc(2))~=0)) fc_d = fc(2); elseif abs(fc_old(2))~=0 fc_d = fc_old(2); end end if abs(fc_d) == 1 fc_i=fc_d; fc_d=0; end

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