ESTUDO DE MOTORES ACIONADOS POR CONVERSORES DE FREQÜÊNCIA ...

RENATO GUALDA KARAVASILIS

ESTUDO DE MOTORES ACIONADOS POR CONVERSORES DE FREQÜÊNCIA E INFLUÊNCIAS

NO SISTEMA ISOLANTE

FLORIANÓPOLIS

2008

UNIVERSIDADE FEDERAL DE SANTA CATARINA

PROGRAMA DE PÓS-GRADUAÇÃO

EM ENGENHARIA ELÉTRICA

ESTUDO DE MOTORES ACIONADOS POR CONVERSORES DE FREQÜÊNCIA E INFLUÊNCIAS

NO SISTEMA ISOLANTE

Dissertação submetida à

Universidade Federal de Santa Catarina

como parte dos requisitos para a

obtenção do grau de Mestre em Engenharia Elétrica


Florianópolis, Julho de 2008.

renato.gualda

Typewritten Text

Resumo da Dissertação apresentada à UFSC como parte dos requisitos necessários para a obtenção do grau de Mestre em Engenharia Elétrica.

ESTUDO DE MOTORES ACIONADOS POR

CONVERSORES DE FREQÜÊNCIA E INFLUÊNCIAS NO SISTEMA ISOLANTE


Julho/2008

Orientador: João Pedro Assumpção Bastos, Dr. D'Etat Área de Concentração: Máquinas Elétricas Girantes. Palavras-chave: motor elétrico, sistema isolante, conversor de freqüência. Número de Páginas: 133

RESUMO: O presente trabalho apresenta os diversos fatores aos quais o sistema de isolação dos motores de indução são submetidos ao serem acionados por conversores de freqüência. Também são apresentadas soluções que fabricantes de motores elétricos e fornecedores de fios e materiais isolantes têm buscado com o objetivo de obter boas interações entre o motor elétrico e o conversor de freqüência. Foram realizados testes de um motor de indução de 2.500 CV, 4.160V, 04 pólos, 60Hz sendo acionado direto na rede e, também através de um inversor de freqüência. Parâmetros tais como elevação de temperatura, distorção harmônica total da corrente, fator de potência e rendimento foram registrados para ambas as condições. Os resultados obtidos mostraram para uma das fases do motor elevação de temperatura de até 9,8% superior na situação com conversor de freqüência. Para o caso com conversor de freqüência a distorção harmônica total da corrente apresentou-se 9,3% e 4,8% superior quando operando com o motor a vazio e com carga nominal respectivamente, comprovando então a condição mais severa em que o sistema de isolação do motor é submetido quando acionado por conversor de freqüência.

iii

Abstract of Dissertation presented to UFSC as a partial fulfilment of the requirements for the degree of Master in Electrical Engineering.

STUDY OF MOTORS FED BY FREQUENCY CONVERTERS AND INFLUENCES ON THE INSULATION SYSTEM


July /2008

Advisor: João Pedro Assumpção Bastos, Dr. D'Etat Area of Concentration: Electrical Rotating Machines. Keywords: electrical motor, insulation system, frequency converter Number of Pages: 133 ABSTRACT: This work presents the several factors related to induction motor insulation systems when fed by frequency converters. It also presents some solutions to electric motors manufacturers and wire suppliers. Insulating materials are sought in order to obtain good iteration between the electric motor and the frequency converter. Tests of a 2500 CV, 4160V, 04 poles, 60 Hz induction motor were accomplished when started directly from the electric network as well as driven by frequency converter. Parameters as temperature rise, total harmonic distortion for the current, power factor and efficiency were registered for both conditions. The obtained results showed that the temperature rise for one of the phases of the motor is around 9.8% superior when the motor was started by frequency converter. For the case with frequency converter the total harmonic distortion for the current was 9.3% and 4.8% superior when running without and with nominal load respectively. It shows that the most severe condition occurs, for the insulation system, when the motor is driven by frequency converter.

iv

Sumário Capítulo 1 – Introdução.......................................................................................01 1.1 Os Motores Elétricos na Indústria................................................................................01

1.2 A Eletrônica de potência no Acionamento de Máquinas Elétricas...............................04

1.2.1 Evolução dos dispositivos semicondutores de potência e da microeletrônica .........06

1.2.2.Motores elétricos acionados por conversores de freqüência ...................................09

Capítulo 2 – Fundamentação Teórica da Influência do Conversor sobre o sistema de isolação do motor.............................................................................14 2.1 Influência do tempo para o crescimento dos pulsos (“rise time”) ................................15

2.2 Parâmetros e grandezas equivalentes.........................................................................18

2.3 Influência do cabo alimentador entre inversor e motor................................................21

2.3.1 Estudo do efeito do cabo alimentador entre o conversor de freqüência e o

motor..................................................................................................................................23

2.3.2 Processo de reflexão das ondas de tensão e corrente no cabo...............................26

2.4 Influência da freqüência de pulsação da tensão..........................................................31

2.5 Tempo mínimo entre pulsos consecutivos...................................................................34

2.6 Larguras dos pulsos.....................................................................................................35

2.7 Esforço elétrico nos sistemas de isolação dos enrolamentos das máquinas..............37

2.7.1 Gradiente de potencial contra a massa (núcleo magnético / carcaça).....................38

2.7.2 Gradiente de potencial entre espiras........................................................................39

2.7.3 Gradiente de potencial entre fases...........................................................................40

2.8 Descargas Parciais......................................................................................................41

2.9 Vibração e forças nas “Cabeças de Bobinas”..............................................................46

2.10. Influência devido à presença de harmônicos............................................................46

Capítulo 3 – Estratégias para solucionar o problema e considerações de projetos ................................................................................................................48 3.1 Fabricação de Fios......................................................................................................48

3.2. Fabricação de Motores...............................................................................................51

3.3. Aspectos construtivos utilizados na WEG S.A. ..........................................................52

3.3.1 Desenvolvimento de Materiais Isolantes...................................................................52

3.3.2 Normalização e Considerações de Projeto...............................................................53

3.4 Métodos preventivos alternativos.................................................................................57

v

3.4.1 Reatores de Saída....................................................................................................58

3.4.2 Filtros dV/dt de Saída................................................................................................59

3.4.3 Filtros Senoidais........................................................................................................60

3.4.4 Filtros RC..................................................................................................................61

Capítulo 4 – Resultados Experimentais.............................................................63 4.1 O motor elétrico utilizado.............................................................................................63

4.2 O conversor de freqüência utilizado.............................................................................64

4.3 Os testes......................................................................................................................65

4.3.1. O Motor elétrico sendo acionado diretamente na rede de alimentação...................65

4.2.2.O Motor elétrico sendo acionado por conversor de freqüência (sem a instalação de

filtros em sua saída)...........................................................................................................73

4.2.3.Comparativo dos resultados obtidos em ambas as situações: motor acionado direto

na rede e motor acionado através de conversor de freqüência........................................80

Capítulo 5 – Conclusões e sugestões................................................................89 Referências Bibliográficas................................................................................................124

Anexo 1 – Descrição do processo de reflexão de ondas de tensão no cabo entre o motor elétrico e o conversor de freqüência utilizando a teoria de linhas de transmissão............................................................................................................94

Anexo 2 – Materiais dielétricos para máquinas elétricas girantes......................100

vi

Lista de Figuras Figura 1.1: Distribuição do consumo de energia elétrica no mercado brasileiro.......02

Figura 1.2: Distribuição do consumo de energia elétrica no mercado brasileiro

considerando a carga aplicada..................................................................................03

Figura 1.3: Distribuição da família de motores elétricos............................................04

Figura 1.4: Evolução dos semicondutores de potência.............................................06

Figura 1.5: Principais aplicações de Eletrônica de Potência, em função da tensão de

bloqueio e corrente de condução exigida dos componentes semicondutores..........08

Figura 1.6: Perdas nos semicondutores durante os intervalos de comutação..........09

Figura 1.7: Curvas ( x ω) dos motores de indução de corrente alternada mantendo

a relação entre tensão e frequência de alimentação constante................................10

Figura 1.8: Esforços no dielétrico dos enrolamentos versus desenvolvimento dos

transistores................................................................................................................11

Figura 2.1: Esquema básico de acionamento de motor de indução através de

inversor PWM, com a respectiva sequência característica das tensões elétricas....15

Figura 2.2: Propagação de um pulso de tensão através dos enrolamentos do motor

elétrico.......................................................................................................................16

Figura 2.3: Diferentes definições de “rise-time”.........................................................17

Figura 2.4: Circuito equivalente para propagação dos pulsos no motor...................19

Figura 2.5: Circuito equivalente simplificado, para propagação dos pulsos..............20

vii

Figura 2.6: Indutâncias e Capacitâncias distribuídas do cabo..................................22

Figura 2.7: Gráfico com efeitos das reflexões em função dos comprimentos dos

cabos.........................................................................................................................25

Figura 2.8: Propagação idealizada do pulso no cabo entre o conversor de freqüência

e o motor....................................................................................................................28

Figura 2.9: Características de forma de onda de um pulso típico nos terminais do

motor – comprimento de cabo 42 m..........................................................................29

Figura 2.10: Formas de onda de tensão nos terminais do motor para diferentes

comprimentos de cabo: (a) comprimento do cabo = 0,5 m; (b) comprimento do cabo

= 4m; (c) comprimento do cabo = 42 m (note que aqui a escala é modificada)........30

Figura 2.11: Tensão fase-fase nos terminais do motor.............................................32

Figura 2.12: Efeito da taxa de repetição do pulso no comportamento da falha da

isolação entre espiras................................................................................................33

Figura 2.13: Tempo entre pulsos consecutivos e a superposição de sinais.............35

Figura 2.14: Tensão de pico entre espiras de uma bobina, devido a dois efeitos.....36

Figura 2.15: a) Exemplo de um projeto de enrolamento randômico; b) exemplo de

um projeto com bobinas pré-formadas......................................................................38

Figura 2.16: Distribuição da tensão na primeira bobina x “rise time” da onda de

tensão incidente.........................................................................................................40

Figura 2.17: Descargas parciais................................................................................42

viii

Figura 2.18: Descarga parcial ocorrendo no semi-ciclo positivo da forma de onda de

tensão........................................................................................................................42

Figura 2.19: A descarga parcial deixa de ocorrer quando o valor da tensão volta a

decrescer na continuidade do ciclo...........................................................................42

Figura 2.20: Descarga parcial ocorrendo no semi-ciclo negativo da forma de onda de

tensão........................................................................................................................43

Figura 2.21: a)Relação entre o pico de tensão aplicado e o número de pulsos,

b)Relação entre o pico de tensão aplicado e a probabilidade de ocorrência de

DPs............................................................................................................................44

Figura 3.1: Comparação da performance de resistência à pulsos de fios a 180°C, 20

kHz, 2kV (p-p) e 25 ns...............................................................................................49


kHz, 2-2.5 kV (p-p) e 116 ns......................................................................................50


kHz, 2,5 kV (p-p) e 0,116 µs......................................................................................50

Figura 3.4: Comparação da resistência térmica e de tensão de espiras isoladas com

esmalte e outras com mica, ambas numa situação sob a freqüência nominal da rede

de alimentação e noutra sob uma tensão PWM (14 kHz). Testes realizados a 3 kV

(pico) e 155°C............................................................................................................51

Figura 3.5: Bobina com fio circular............................................................................56

Figura 3.6: Bobina pré-formada.................................................................................57

Figura 3.7: (a) Sinal de entrada e (b) sinal de saída obtido com a utilização de um

reator de saída...........................................................................................................59

ix

Figura 3.8: Filtro R-L-C instalado nas proximidades dos terminais do motor............60


filtro dV/dt de saída....................................................................................................60


senoidal.....................................................................................................................61


filtro RC no terminal do motor....................................................................................62

Figura 4.1: Motor modelo HGF utilizado para a realização dos testes......................64

Figura 4.2: Conversor de freqüência de média tensão utilizado para a realização dos

ensaios......................................................................................................................65

Figura 4.3: Comportamento do fator de potência (a) e do rendimento do motor (b)

em função da variação do torque de carga aplicado ao eixo do motor.....................69

Figura 4.4: Tensão de Modo Comum (Vneutro-Terra), motor de 2.500 CV acionado

direto da rede.20 V / Div ;2 mS/Div:(a) condição sem carga e (b) condição com

100% de carga aplicada ao eixo do motor................................................................70

Figura 4.5: (a) Corrente de linha do Motor operando sem carga e, acionado direto na

rede.( 50 A / Div ; 2 mS / Div); (b) Análise Harmônica da Corrente a vazio (THD =

3,86%).......................................................................................................................71

Figura 4.6: (a) Corrente de linha do Motor operando com torque nominal e acionado

direto na rede.( 200 A / Div ; 2 mS / Div); (b) Análise Harmônica da corrente com

torque nominal (THD = 1,01%)..................................................................................72

Figura 4.7: Diagrama considerado para a realização dos testes..............................74

x

Figura 4.8: Comportamento do fator de potência (a) e do rendimento do motor (b)

em função da variação do torque de carga aplicado ao eixo do motor.....................76


com Inversor com Ponto Médio NÃO ATERRADO.(a) Sem carga aplicada na ponta

de eixo (100 V / Div ; 2 mS / Div ) e (b) condição com 100% de carga aplicada ao

eixo do motor. (200 V / Div ; 2 mS / Div )..................................................................77

Figura 4.10: (a) Corrente de linha do Motor operando sem carga e acionado por

Conversor de Freqüência (Ponto Médio NÃO ATERRADO) 50 A / Div ; 2 mS / Div;

(b) Análise Harmônica da Corrente a vazio (THD = 13,16%)....................................78

Figura 4.11: (a) Corrente de linha do Motor operando com torque nominal e

acionado por Conversor de Freqüência (Ponto Médio NÃO ATERRADO) 200 A / Div

; 2 mS / Div; (b) Análise Harmônica da corrente com torque nominal (THD =

5,77%).......................................................................................................................79

Figura 4.12: Comparativo dos valores de fator de potência apresentado pelo motor

quando o mesmo é acionado direto na rede e quando é acionado através de

conversor de freqüência............................................................................................81

Figura 4.13: Comparativo dos valores de rendimento apresentados pelo motor

quando o mesmo é acionado diretamente na rede de alimentação, através de

conversor de freqüência e do conjunto motor+conversor+transformador.................82

Figura 4.14: Análise harmônica da corrente para motor operando sem carga: (a)

acionado direto na rede (THD = 3,86%) e (b) acionado através de conversor de

freqüência (THD = 13,16%).......................................................................................83

Figura 4.15: Análise harmônica da corrente para motor operando com carga

nominal: (a) acionado direto na rede (THD = 1,01%) e (b) acionado através de

conversor de freqüência (THD = 5,77%)...................................................................84

xi

Figura 4.16: Tensão de Modo Comum (Vneutro-Terra), motor de 2.500 CV condição

sem carga :(a) acionado direto da rede (20 V / Div ;2 mS/Div); (b) acionado com

Inversor com Ponto Médio NÃO ATERRADO (100 V / Div ; 2 mS / Div ).................85

Figura 4.17: Tensão de Modo Comum (Vneutro-Terra), motor de 2.500 CV condição

com 100% de carga aplicada ao eixo do motor: (a) acionado direto da rede (20 V /

Div; 2 mS/Div), (b) acionado com Inversor com Ponto Médio NÃO ATERRADO (200

V / Div ; 2 mS / Div )..................................................................................................86

Figura 4.18: Motor elétrico sendo testado em laboratório.........................................88

xii

Lista de Tabelas

Tabela 3.1: Características apresentadas pelo sistema de isolação WISE...........52

Tabela 4.1: Características técnicas do motor WEG utilizado para a realização dos

testes......................................................................................................................63

Tabela 4.2: Valores de elevação de temperatura obtidos com o motor conectado

diretamente à rede de alimentação através de contactor e transformador de 4

MVA com secundário em 4.160V e para uma condição de 100% de carga

aplicada na ponta de eixo do motor.......................................................................67


diretamente à rede de alimentação através de contactor e transformador de 4

MVA com secundário em 4.160V e para uma condição de 90% de carga aplicada

na ponta de eixo do motor.....................................................................................67

Tabela 4.4: Valores das condições de operação do motor com o mesmo

conectado diretamente à rede de alimentação através de contactor e

transformador de 4 MVA com secundário em 4.160V, para diferentes condições

de carga aplicada na ponta de eixo do motor........................................................68

Tabela 4.5: Valores de elevação de temperatura obtidos com o motor acionado

através de conversor de freqüência com retificador de 12 pulsos sendo

alimentado por transformador defasador para uma condição de 100% de carga

aplicada na ponta de eixo do motor.......................................................................75

Tabela 4.6: Valores das condições de operação do motor com o mesmo sendo

acionado através de conversor de freqüência com retificador de 12 pulsos sendo

alimentado por transformador defasador, para uma condição de 100% de carga

aplicada na ponta de eixo do motor, para diferentes condições de carga aplicada

na ponta de eixo do motor.....................................................................................75

xiii

Tabela 4.7: Comparativo da elevação de temperatura obtido com o motor

acionado diretamente na rede de alimentação e com o conversor de freqüência

MVW 01.................................................................................................................80

Tabela 4.8: Valores de fator de potência com o motor acionado diretamente na

rede de alimentação e através de conversor.........................................................80

Tabela 4.9: Valores de rendimento com o motor acionado diretamente na rede de

alimentação, através de conversor de freqüência e rendimento do conjunto motor-

conversor-transformador........................................................................................81

xiv

1

CAPÍTULO 1 – INTRODUÇÃO

Neste trabalho apresenta-se no Capítulo 1 introdução sobre como a

necessidade cada vez maior de conservação energética, o desenvolvimento de

tecnologias menos agressivas ao meio ambiente e a rápida evolução dos

dispositivos semicondutores fizeram com que a utilização dos mesmos para o

acionamento de máquinas elétricas tornasse um processo irreversível. No

Capítulo 2 apresenta-se um estudo sobre o impacto das diversas influências do

rápido chaveamento dos dispositivos semicondutores sobre o sistema de isolação

dos motores elétricos. Estratégias e técnicas utilizadas com o objetivo de

solucionar o problema apresentam-se no Capítulo 3. Os dados obtidos com testes

de um motor de média tensão acionado diretamente pela rede de alimentação e

com o mesmo motor acionado por um conversor de freqüência de média tensão,

bem como o comparativo dos resultados em ambas as situações, apresenta-se no

Capítulo 4. No Capítulo 5 descrevem-se as conclusões obtidas com o estudo e

sugestões para a realização de novos testes e trabalhos.

1.1 Os Motores Elétricos na Indústria

A correta seleção de motores elétricos para realizar um acionamento,

principalmente nas plantas industriais, constitui um dos mais importantes

problemas da eletrotécnica aplicada, pelos aspectos técnicos e econômicos

envolvidos. Ao longo de muitos anos, o fato da energia elétrica ter sido um insumo

relativamente barato na composição dos custos dos produtos industriais, criou

entre muitos técnicos uma cultura de relativa indiferença quanto a uma correta

seleção dos motores elétricos para realizar um determinado acionamento. Desde

que o acionador colocasse a máquina em operação na velocidade correta,

fornecendo a potência necessária, outros aspectos do problema, tais como o

superdimensionamento do motor, teriam importância secundária. Porém com o

custo da energia elétrica sendo componente cada vez mais significativo nos

custos de produção, principalmente nas regiões onde ela é gerada a partir de

combustíveis fósseis, a preocupação dos Engenheiros Eletricistas com um melhor

2

rendimento dos motores elétricos, foi se tornando um fator relevante no aspecto

do acionamento industrial.

Atualmente a energia elétrica produzida no Brasil é consumida como

apresentada na distribuição da Figura 1.1.

Figura 1.1: Distribuição do consumo de energia elétrica no mercado brasileiro.

Os motores elétricos são a principal carga industrial ligada ao sistema

elétrico de potência.

Em termos globais de recente levantamento estatístico, o mercado

brasileiro de consumo de energia elétrica considerando-se a carga aplicada,

apresenta-se como descrito pela Figura 1.2.

3

Figura 1.2: Distribuição do consumo de energia elétrica no mercado brasileiro

considerando a carga aplicada.

Dos diversos tipos de motores elétricos existentes, cerca de 85-90% são

constituídos de motores de corrente alternada (CA), trifásicos, de indução com

gaiola de esquilo. Tal preferência por este tipo de motor deve-se ao fato dos

mesmos serem robustos, estruturalmente simples, confiáveis e, relativamente

com baixo custo para a sua aquisição e manutenção.

A Figura 1.3 apresenta a distribuição da família de motores elétricos

atualmente existentes, com destaque para os motores de indução com rotor de

gaiola, extensivamente utilizados nas mais diversas aplicações.

4

Figura 1.3: Distribuição da família de motores elétricos.

Desta forma, a implementação de tecnologias com o objetivo de otimizar o

consumo de energia elétrica pelos motores nas aplicações industriais e

residenciais faz-se cada vez mais necessária.

1.2 A Eletrônica de potência no Acionamento de Máquinas Elétricas

A importância da eletrônica de potência na automação industrial, geração

de energia e conservação e, de uma forma indireta, na redução da poluição do

meio ambiente, é enorme. Com o avanço da tecnologia no desenvolvimento de

semicondutores e uma conseqüente redução do custo, a eletrônica de potência

está se expandindo em diversas aplicações como sistemas UPS (Uninterruptible

Power Supplies), filtros ativos, sistemas HVDC (High Voltage Direct Current),

sistemas foto-voltaicos, acionamentos de máquinas com freqüência variável. O

acionamento de motores possivelmente se constitui na maior área de atuação da

eletrônica de potência, onde estas aplicações incluem periféricos de

5

computadores, bombas e ventiladores, sistemas de geração eólica, propulsão de

navios, dentre outras [1].

A melhoria da eficiência no processo de conversão da energia consumida

pelos equipamentos eletro-eletrônicos contribui, com o apoio da eletrônica de

potência, para a redução do consumo e, de uma forma indireta, reduz a poluição

do meio ambiente com a redução nos níveis de geração de energia elétrica. De

acordo com [1], é estimado que entre 15% a 20% do consumo de energia elétrica

pode ser evitado com o uso extensivo da eletrônica de potência.

O custo adicional associado à inserção dos conversores eletrônicos para o

acionamento dos motores pode ser recuperado com o tempo de utilização dos

mesmos, de acordo com a utilização de parcelas menores de consumo de energia

elétrica. A idéia básica é a mesma associada à utilização de motores gaiola de

alto rendimento alimentados por fontes de tensão convencionais a freqüência

constante nas situações em que a eficiência aumentada na operação próxima ao

ponto nominal resulta na redução das perdas. Esta redução de perdas permite

recuperação dos custos para a aquisição de um motor mais caro após um

determinado tempo de utilização do mesmo.

Em um contexto diferente, de aumento muito maior na eficiência do

acionamento ou na recuperação da eficiência em condições de operação em faixa

muito maior de variação de velocidade, o uso de conversores eletrônicos para o

acionamento de motores de indução nos processos industriais pode também

resultar na recuperação, após determinado período de tempo, dos custos

relativamente maiores com a aquisição do motor e do acionamento associado.

Por exemplo, a aplicação da eletrônica de potência ao acionamento de

compressores de condicionador de ar pode gerar redução de até 30% no

consumo global de energia elétrica. O potencial de redução de consumo é tanto

que no Japão 70% dos equipamentos de ar-condicionado usados nas residências

usam acionamentos de velocidade variável para economizar energia [3].

Assim, a necessidade de uma engenharia menos agressiva ao meio

ambiente e uma maior consciência de conservação energética, fizeram com que a

eletrônica de potência, juntamente com outras áreas da ciência, evoluísse

surpreendentemente fazendo com que o uso da mesma no acionamento de

6

motores de indução tornasse um processo irreversível e de vital importância no

mundo atual.

1.2.1. Evolução dos dispositivos semicondutores de potência e da microeletrônica

Em 1958, a disponibilidade comercial dos tiristores representou o início de

uma nova era para o acionamento de máquinas de corrente contínua. A limitação

do tiristor para o acionamento de máquinas de corrente alternada está no fato de

ser um semicondutor de controle parcial, ou seja, apenas o seu disparo pode ser

controlado. O bloqueio é feito através do comportamento transitório do próprio

circuito controlado. Até o final da década de 70, diodos, transistores bipolares e

tiristores eram os componentes básicos dos conversores. Desde então, estes

dispositivos têm passado por grandes avanços e mudanças, várias outras chaves

surgiram, e atualmente são as mais utilizadas. Nas décadas de 70 e 80 surgiram

os semicondutores de potência com capacidade de disparo e bloqueio, tornando

assim viável o uso destas chaves para o acionamento de máquinas de corrente

alternada.

Figura 1.4: Evolução dos semicondutores de potência.

Os tiristores inauguraram a era dos semicondutores controlados de

potência enquanto os IGBTs consistem numa tecnologia mais recente. Os IGBTs

substituíram transistores bipolares em aplicações industriais, e têm substituído os

7

tiristores em conversores de média e alta tensão. Alguns destes componentes

ocupam faixas bastante específicas de aplicações e níveis de potência. Os

tiristores, por exemplo, ainda reinam absolutos em aplicações de alta potência e

baixa freqüência como na transmissão HVDC (Hight Voltage Direct Current). Os

IGBTs têm sido aplicados em freqüências intermediárias (menor que 50kHz) em

potências cada vez maiores (módulos de 6,5kV, 600A). Os IGBTs são usados

hoje em conversores em acionamentos de motores industriais de média e alta

potência e inversores para sistemas de geração distribuída. O IGCT concorre com

o IGBT em aplicações de média potência. Os MOSFETs, por outro lado, têm sido

utilizados em baixas potências e altas freqüências (50 a 600_kHz), tipicamente

em fontes chaveadas com comutação não dissipativa, periféricos de

computadores, eletrônica automotiva e fontes de potência para aquecimento

indutivo e sistemas fotovoltaicos.

A figura 1.4 apresenta a evolução dos semicondutores de potência

enfatizando o início da utilização do IGBT de 6.5 kV, o qual proporcionou o

desenvolvimento de alguns conversores de média tensão atualmente utilizados

para o acionamento de motores elétricos.

A Figura 1.5 mostra as principais aplicações de Eletrônica de Potência, em

função da tensão de bloqueio e corrente de condução exigida dos componentes

semicondutores.

8

Figura 1.5: Principais aplicações de Eletrônica de Potência, em função da tensão de

bloqueio e corrente de condução exigida dos componentes semicondutores.

Com relação à perda de energia destes semicondutores, pode-se dizer que

se concentra primordialmente nos instantes em que ocorrem as mudanças de

estado de condução (turn-on) e bloqueio (turn-off). Nestes instantes, a tensão e

corrente presentes sobre o semicondutor geram uma perda não desprezível,

como pode ser observado na Figura 1.6. Entende-se aí a importância de

dispositivos que apresentem baixas perdas durante a comutação, ou seja,

dispositivos semicondutores que possam operar com freqüências de

chaveamento mais elevadas são desejáveis, pois o tempo de comutação será

menor e, conseqüentemente as perdas também o serão.

9

Figura 1.6: Perdas nos semicondutores durante os intervalos de comutação.

As pesquisas continuam com o objetivo de aprimorar estes dispositivos

eletrônicos. De acordo com [2], atualmente deposita-se uma grande expectativa

nos semicondutores à base de diamantes e acredita-se que esta será uma nova

geração de semicondutores de potência.

1.2.2. Motores elétricos acionados por conversores de freqüência

Basicamente, os conversores para o acionamento de motores CA surgiram

com o desenvolvimento dos semicondutores da chamada 2a geração (1975-

1985), ou seja, com o desenvolvido dos BPTs, MOSFETs de potência e GTOs. A

partir daí, os motores CA, que eram vistos como de difícil controle, passaram a

ser usados em acionamentos com ampla variação de velocidade, ocupando o

espaço dos motores CC [3].

A variação coordenada da tensão (u) e da freqüência (f) de alimentação do

motor permite hoje o controle de velocidade sem perda da capacidade de

conjugado ( ). A Figura 1.7 apresenta as curvas ( x ω) características de um

motor de indução de corrente alternada, com a possibilidade adicional da variação

da freqüência e da tensão de alimentação.

10

Figura 1.7: Curvas ( x ω) dos motores de indução de corrente alternada

mantendo a relação entre tensão e freqüência de alimentação constante.

A conjunção dos fatores aqui já descritos, ou seja, a grande demanda de

energia elétrica para a alimentação de motores; a necessidade crescente de

obtenção de equipamentos ambientalmente amigáveis, neste caso com a redução

do consumo de energia elétrica; a acentuada evolução da eletrônica de potência,

com o conseqüente decréscimo dos custos dos equipamentos com tal tecnologia,

aliada às sensíveis melhorias no controle e desempenho operacional têm

fomentado a utilização dos conversores de freqüência para o acionamento de

motores elétricos.

No entanto, os conversores de freqüência modernos utilizam transistores

(atualmente IGBTs) de potência cujos chaveamentos (kHz) são muito elevados.

Para atingirem tais chaveamentos, os transistores possuem tempos de início de

condução (turn-on) muito rápidos, o que resulta em pulsos de tensão com elevado

dV/dt (taxa de variação da tensão no tempo). Quando esses conversores são

utilizados em conjunto com um motor de indução de gaiola, os pulsos, em

combinação com as impedâncias do cabo e do motor, geram sobretensões

11

"overshoots" nos terminais do motor. Esses overshoots são repetitivos. Eles

ocorrem continuamente (trem de pulsos) e podem reduzir a vida do sistema

isolante.

Desde que a tecnologia dos IGBTs foi introduzida, há um aumento de

registros de falhas na isolação de motores elétricos, normalmente causado por

um curto entre espiras ou uma fuga para a massa. Uma inspeção rigorosa nestes

tipos de falhas indica como sendo a mais comum, uma avaria na isolação

dielétrica entre espiras adjacentes. Em alguns casos, era evidente que o efeito

corona estava presente na forma de descargas parciais, o qual causou a falha na

isolação [5].

A Figura 1.8 apresenta uma relação entre a evolução dos semicondutores

de potência, desde os SCRs operando a 300 Hz até os atuais IGBTs operando na

faixa de 20kHz, com o aumento dos esforços no sistema de isolação dos motores

[20].

Figura 1.8: Esforços no dielétrico dos enrolamentos versus desenvolvimento dos

transistores.

12

Enrolamentos que foram originalmente projetados e fabricados para operar

com uma alimentação senoidal em 60 Hz, terão a vida do dielétrico

significativamente reduzida quando forem alimentados por uma tensão PWM. Ou

de outra forma: um motor operando com uma alimentação senoidal terá uma

expectativa de vida maior para seus enrolamentos que um motor idêntico

alimentado por uma tensão PWM, se todos os outros fatores de stress dos

enrolamentos forem mantidos constantes [5].

A preocupação com a definição de parâmetros para a utilização de motores

aptos a serem acionados através de inversores de freqüência tem estimulado a

elaboração de normas que regem o projeto, fabricação e testes de tais motores.

Assim, é consenso que o sistema de isolação de motores acionados

através de conversores de freqüência, necessita de atenção especial naquilo que

diz respeito à sua capacidade de suportar o stress provocado em função das

características de tensão impostas pelo conversor. Atualmente para os motores

produzidos pela WEG Máquinas, considera-se um sobredimensionamento em

12%. Para os motores de alta tensão (maiores que 1.000V), tal

sobredimensionamento ocorre em função do aumento do volume do material

isolante utilizado no motor. Não é totalmente conhecida a possibilidade de

otimização da quantidade de material isolante. No entanto, o

sobredimensionamento em 12% tem-se mostrado eficiente para a utilização com

os diversos conversores de freqüência de média tensão (com as diversas

características de tensão de saída) atualmente disponíveis no mercado. Um

estudo dedicado à quantidade necessária de acréscimo de isolante, talvez

otimizasse o projeto reduzindo consequentemente os custos envolvidos, fazendo

com que o valor de venda de tais motores apresentem-se ainda mais

competitivos.

Embora a ampla disseminação dos conversores de freqüência constitua

um processo irreversível, os acionamentos eletrônicos de velocidade variável

exigem, por parte dos fabricantes de conversores estáticos de freqüência e de

máquinas elétricas, uma compreensão e um entendimento maior dos elementos

que compõem este sistema, assim como, a interação entre eles.

13

Desta forma, faz-se necessário um estudo dedicado ao entendimento dos

fenômenos existentes na relação motor-conversor de freqüência, proporcionando

a elaboração de normas técnicas onde se estabeleça os critérios mínimos a

serem atendidos na busca do desenvolvimento de projetos cada vez mais

otimizados, principalmente no que diz respeito o sistema de isolação dos motores

elétricos.

14

CAPÍTULO 2 – FUNDAMENTAÇÃO TEÓRICA DA INFLUÊNCIA DO CONVERSOR SOBRE O SISTEMA DE ISOLAÇÃO DO MOTOR

Quando se considera aspectos tais como custos de fabricação,

manutenção e vida útil, o sistema de isolamento do motor elétrico torna-se um dos

mais importantes componentes das máquinas elétricas girantes.

A característica da tensão aplicada aos terminais de um motor elétrico

acionado através de conversor de freqüência, é determinada por um universo de

fatores que combinados entre si ou, agindo de maneira independente, poderão

provocar o envelhecimento acelerado do sistema de isolação levando o mesmo a

uma falha prematura. Fatores como, a linha de tensão onde o conversor de

freqüência está operando; a arquitetura e o regime de controle do conversor, a

presença de filtros entre o conversor e o motor, comprimento e características do

cabo entre o conversor e o motor, projeto do enrolamento do motor e sistema de

aterramento, poderão ser listados como variáveis que podem impactar

diretamente na integridade do sistema de isolação do motor elétrico.

Assim, um estudo dirigido para o entendimento dos fenômenos presentes

no sistema de isolação do motor elétrico quando este é acionado por um

conversor de freqüência, torna-se necessário.

A figura 2.1 apresenta esquematicamente as formas de onda da tensão

sobre o conjunto motor-inversor. A interação entre as impedâncias do cabo (entre

o conversor de freqüência e o motor) e do motor origina as sobretensões nos

terminais do motor.

15

Figura 2.1: Esquema básico de acionamento de motor de indução através de inversor

PWM, com a respectiva seqüência característica das tensões elétricas.

A seguir serão apresentadas algumas possíveis influências dos inversores

de freqüência no sistema de isolamento dos motores de indução.

2.1 Influência do tempo para o crescimento dos pulsos (“rise time”)

Em função da grande velocidade de operação dos dispositivos de

chaveamento na saída do conversor, os quais produzem tensão e freqüência

variáveis a partir do link CC (Ver figura 2.1), os pulsos de tensão resultantes

possuem uma elevada taxa de crescimento em função do tempo (dV/dt). Tais

pulsos de tensão após percorrerem o cabo de alimentação entre o conversor de

freqüência e o motor, atingem os terminais do motor. Como a impedância do

motor elétrico é muito superior àquela apresentada pelo cabo, a velocidade de

propagação dos pulsos de tensão é atenuada nos enrolamentos do motor. Ainda

16

devido a essa grande diferença de impedância entre o motor elétrico e o cabo, a

tensão nos terminais do motor poderá ser somada a uma componente de

reflexão, sendo que o comprimento do cabo é fator determinante nas

características desta reflexão, como é apresentado pela Seção 2.3. Desta forma,

o pulso de tensão ao atingir o motor, faz com que as primeiras espiras das

primeiras bobinas de cada fase, fiquem submetidas a uma grande diferença de

potencial (d.d.p.). Portanto, o tempo de crescimento do pulso de tensão (“rise

time”) possui influência direta sobre o sistema isolante do motor elétrico, ou seja,

quanto menor o “rise-time” maior será a d.d.p. nas primeiras espiras de cada fase

do motor e, conseqüentemente mais rápido será o processo de envelhecimento

do sistema de isolamento do motor [6],[21].

A Figura 2.2 ilustra como espiras adjacentes das primeiras bobinas de uma

dada fase ficam submetidas à presença de uma acentuada d.d.p. em função dos

pulsos de tensão que chegam aos terminais do motor elétrico.

Figura 2.2: Propagação de um pulso de tensão através dos enrolamentos do motor

elétrico.

17

Como a eletrônica de potência está em constante e intensa evolução, os

dispositivos de chaveamento (Tiristores SCR, Tiristores GTO, Transistores IGBT)

utilizados pelos conversores de freqüência, apresentam velocidades de operação

cada vez maiores, fazendo com que o “rise-time” dos pulsos de tensão diminua e,

os sistemas de isolamento dos motores elétricos sejam cada vez mais exigidos

[21].

Uma vez que os pulsos de tensão que chegam aos terminais do motor não

possuem uma forma trapezoidal, não há uma definição auto-explicativa para o

“rise-time”. As duas instituições normativas, IEC e NEMA, possuem diferentes

métodos de definições para “rise-time”. A Figura 2.2 ilustra a aplicação de cada

método para a mesma amostra de forma de onda.

De acordo com a IEC60034-17 1998 [17] a definição de “rise-time” é o

tempo que um determinado pulso leva para elevar sua tensão de 10% a 90% do

valor de pico do referido pulso, esta definição é aplicada nos picos dos pulsos de

tensão presentes nos terminais do motor.

Já de acordo com a NEMA MGI part 30:1998 [15], a definição de “rise-time”

é o tempo que um determinado pulso leva para ter sua tensão elevada de 10% à

90% da magnitude final a ser atingida pelo pulso, ou seja, o valor no qual o pulso

de tensão irá se estabilizar. A definição apresentada pela NEMA é aplicada nos

picos dos pulsos de tensão presentes nos terminais do conversor de freqüência.

Portanto, de acordo com tais análises, verifica-se que o método

considerado pela IEC resulta num valor de aproximadamente duas vezes àquele

calculado utilizando a definição da NEMA [10],[22].

Figura 2.3: Diferentes definições de “rise-time”.

18

As normas IEC60034-17 1998 e NEMA MGI part 30:1998 também

estabelecem características mínimas que os sistemas de isolação de motores

elétricos quando alimentados por conversores de freqüência, devem suportar em

seus terminais, considerando o valor de “rise-time” do pulso em questão.

2.2 Parâmetros e grandezas equivalentes [21]

Os pulsos repetitivos (trem de pulsos), mesmo sendo cada um

individualmente de curta duração, causam um efeito acumulativo, o qual

dependendo do projeto do sistema de isolamento do motor pode abreviar

substancialmente a vida útil deste. Tendo em vista a significância do assunto,

particularmente porque ele afeta a vida útil do isolamento, há a necessidade de

um estudo dirigido para as relações entre indutâncias distribuídas, capacitâncias

distribuídas, impedâncias características, e assim por diante, tudo que é

importante para o entendimento das tensões impulsivas originadas [19].

O enrolamento estatórico por fase é uma estrutura distribuída, isto é, há

uma repetição de elementos similares ao longo de seu comprimento. O

enrolamento é então composto de indutores distribuídos formando reatâncias em

série ao longo do comprimento e capacitâncias distribuídas contra a massa (terra)

e entre espiras, formando reatâncias em paralelo. Adicionalmente existem ainda

as resistências elétricas próprias dos enrolamentos distribuídas em série, bem

como as resistências elétricas do sistema isolante distribuídas em paralelo. Além

disso, há as reatâncias mútuas entre as bobinas componentes deste enrolamento

por fase, bem como entre as fases do enrolamento. Um circuito equivalente por

fase poderá ser conforme o apresentado na Figura 2.4, onde:

o L = Lu Δx = Indutância distribuída para um comprimento Δx do

enrolamento, [H].

o R = Ru Δx = Resistência elétrica própria distribuída para um comprimento

Δx do enrolamento, [Ω].

19

o Cim = Cimu Δx = Capacitância de isolamento contra a massa distribuída

para um comprimento Δx do enrolamento, [F].

o Cie = Cieu Δx = Capacitância de isolamento entre espiras, distribuída para

um comprimento Δx do enrolamento, [F].

o Ri = Riu Δx = Resistência elétrica do sistema isolante distribuída para um

comprimento Δx do enrolamento, [Ω].

Figura 2.4: Circuito equivalente para propagação dos pulsos no motor.

As grandezas por unidade de comprimento e por fase do enrolamento do motor

estão definidas da seguinte forma:

o Lu = Indutância do enrolamento (por fase) por unidade de comprimento,

[H/m].

o Ru = Resistência elétrica própria do enrolamento (por fase) por unidade de

comprimento, [Ω/m].

o Cimu = Capacitância de isolamento contra a massa (por fase), por unidade

de comprimento, [F/m].

20

o Cieu = Capacitância de isolamento entre espiras (por fase), por unidade de

comprimento, [F/m].

o Riu = Resistência elétrica do sistema isolante (por fase), por unidade de

comprimento, [Ω /m].

É importante assinalar que as reatâncias distribuídas por unidade de

comprimento são diferentes nas regiões das ranhuras e nas cabeças de bobinas,

por causa da diferença na configuração destas regiões, bem como devido a que a

porção dentro das ranhuras está embebida no ferro, o que lhe confere maior

indutividade. Para efeitos de simplificação, seja considerado que a resistência em

série (R) é muito pequena comparada com a reatância em série (L) e que a

resistência elétrica do sistema isolante em paralelo seja muito maior do que a

reatância capacitiva contra a massa. Ainda para simplificação, seja considerada

uma capacitância resultante entre “Cie” e “Cim”,

2 2 ∆ ∆ 2∆ ∆ (2.1)

onde: Cu = Capacitância resultante para o enrolamento do motor (por fase), por

unidade de comprimento, [F/m].

O circuito equivalente resultante será então conforme a Figura 2.5.

Figura 2.5: Circuito equivalente simplificado, para propagação dos pulsos.

21

Com isto a impedância característica Zo (ou impedância de surto) do

motor, resultante de um grande número de impedâncias elementares ligadas

consecutivamente em série, pode ser calculada em função de somente um

elemento [19]. Desta forma ter-se-á a equação

∆∆

(2.2)

A velocidade de propagação dos pulsos que entram nos terminais do

motor, através do enrolamento será

(2.3)

Portanto, a impedância característica Zo (ou impedância de surto),

composta de um grande número de impedâncias elementares (formadas por

indutâncias e capacitâncias elementares) conectadas consecutivamente em série,

pode ser relacionada com somente uma destas impedâncias elementares. Visto

que a estrutura elétrica (circuito equivalente) é construída por elementos

repetitivos de comprimentos Δx, dentro do enrolamento do motor por fase, sua

impedância resultante Zo que consiste de impedâncias em série e paralelo, tende

a se aproximar de um valor limite dado pela equação (2.2).

2.3 - Influência do cabo alimentador entre inversor e motor

Para o sucesso de uma instalação, que tem como objetivo desempenho e

durabilidade é muito importante considerar o cabo entre o inversor e o motor

como sendo parte do sistema.

O cabo pode ser considerado uma linha de transmissão, i.e. uma longa

matriz de seções de indutâncias e capacitâncias conectadas em série/paralelo,

como apresentado pela Figura 2.6.

22

Figura 2.6: Indutâncias e Capacitâncias distribuídas do cabo.

Dependendo do comprimento do cabo entre o inversor PWM e o motor CA,

pode ocorrer uma reflexão da onda de tensão nos terminais do motor de até duas

vezes a tensão aplicada (2 pu). A impedância de um motor típico é

predominantemente indutiva e apresenta-se como um circuito aberto sob altas

freqüências de chaveamento. Assim, há chances de um grande incidente quando

uma forma de onda viaja aos terminais do motor, apresentando a possibilidade de

sérios danos à isolação. Essa condição é acentuada quando o “rise time” é

menor que 0,1μs.

Este efeito pode ser corrigido ou minimizado pela seleção de uma ou mais

das seguintes opções: selecionar um inversor com um “rise time” maior, utilizar

um motor com um melhor grau de isolação, adicionar filtros, reduzir o

comprimento do cabo. A seleção do tipo de cabo/circuito pode ter uma influência

na duração da onda [8].

23

2.3.1 Estudo do efeito do cabo alimentador entre o conversor de freqüência e o motor

A verdadeira indutância e capacitância de um cabo estão distribuídas como

pequenos elementos ao longo do comprimento do cabo como apresentado pela

figura 2.6. Quando um pulso de tensão com rápido “rise-time” é aplicado na

extremidade do cabo, uma corrente elétrica começa a fluir através do primeiro

indutor e, começa a carregar o primeiro capacitor a uma tensão E. Isto faz com

que uma corrente flua para o próximo indutor e, também carregue o próximo

capacitor a uma tensão E. A resposta transiente resultante pode ser caracterizada

como uma onda viajando através do cabo cujo movimento ocorre na proporção

em que cada pequeno capacitor se torna carregado na tensão E. Conforme a

onda viajante alcança qualquer ponto x1 no cabo, a capacitância na direção do

lado da fonte está carregada à tensão E e, a capacitância na direção do motor

está ainda descarregada. Na teoria de transmissão, esta onda viajante é referida

como onda incidente.

Como a onda de energia se move para a extremidade do cabo onde se

localiza o motor, o último capacitor Cn, se torna carregado à tensão E, mas a

corrente está ainda fluindo através do último indutor, Ln. Uma vez que a

impedância do motor é muito maior comparada à impedância do cabo, a corrente

de Ln continua a fluir para Cn até a maioria de a energia magnética estocada ter

sido transferida para Cn. Isto resulta em uma sobretensão em Cn até um valor

máximo teórico de 2E. Como Cn se torna carregado no seu valor máximo, 2E, a

corrente elétrica é revertida e flui de volta na direção da fonte, carregando cada

capacitor ao longo do caminho de volta para uma tensão mais alta.

Isto gera uma onda refletida viajante que se move ao longo do cabo na direção

da extremidade onde se localiza o conversor e, onde tal onda é mais uma vez

refletida, mas desta vez com um fator de reflexão do inversor que é sempre -1.

Uma nova onda viajante, mas desta vez uma onda negativa, é gerada e se move

uma vez mais para os terminais do motor. Se esta segunda onda negativa

alcançar o motor enquanto a primeira reflexão está ainda se formando, a mesma

será subtraída da primeira reflexão e resulta em menos do que uma sobretensão

nos terminais do motor. Isto leva à definição do “comprimento crítico do cabo” que

24

diz que “se o tempo de propagação da onda viajante do conversor para o motor é

maior que ½ do tempo para o crescimento (“rise time”) do pulso, uma reflexão

completa de tensão ocorrerá” [6], ou seja,

í . (2.4)

onde,

= comprimento do cabo, [m]

= Velocidade da onda no cabo, [m/µseg]

= Tempo para crescimento dos pulsos de tensão (“rise time”). Este comprimento crítico para o cabo, conforme dado pela equação (2.4),

pode ser analisado através do gráfico da Figura 2.7. Conforme pode ser visto

naquela figura, para um cabo com o comprimento crítico “lc (crítico)”, com a

metade da amplitude nominal do pulso incidente formado nos terminais do motor

mais a reflexão (total), considerando que a desigualdade entre os valores das

impedâncias (cabo e motor) crie esta condição de máxima reflexão, ter-se-á como

tensão resultante nos terminais do motor, um valor igual à amplitude total nominal

de um pulso dado por Udc. Por isto, este comprimento de cabo é considerado

crítico, pois a partir deste comprimento a amplitude resultante da tensão nos

terminais do motor será maior do que o valor nominal do pulso Udc, podendo

chegar até ao dobro com comprimentos maiores de cabos, conforme mostrado na

Figura 2.7 [21].

25

Figura 2.7 – Gráfico com efeitos das reflexões em função dos comprimentos dos cabos.

A velocidade de propagação da onda viajante no cabo (Vc) é uma função das

características do cabo e obedece a equação 2.3. No entanto ela é apresentada

abaixo por conveniência de leitura e também pelo fato de estar relacionada com

grandezas diferentes. Assim, usando a teoria clássica de linha de transmissão,

pode-se mostrar que o pulso viaja a uma velocidade igual a

√

/ (2.5)

onde L = (Henries) e C = (Faradays) são as indutâncias e capacitâncias por

metro, respectivamente.

A impedância característica do cabo ( ) é dado por:

(2.6)

26

A magnitude da onda de tensão refletida como uma função da onda

incidente é dada por:

(2.7) onde V2 = a tensão refletida (adicionada à onda incidente); V1 = a tensão

incidente; = impedância característica do motor; e = a impedância

característica do cabo.

Com os pulsos de rápidos “rise-time” a impedância do motor apresenta-se

predominantemente indutiva, mas muito menor do que a capacitância

característica do cabo e, então o motor apresenta-se quase que como um circuito

aberto e, resulta numa onda de tensão refletida de até 2V1.

A descrição do processo de reflexão das ondas de tensão nos cabos de

alimentação utilizando a teoria de linhas de transmissão é detalhada pelo Anexo

1.

2.3.2 Processo de reflexão das ondas de tensão e corrente no cabo

Para melhor analisar o processo de como ocorre a propagação de um

pulso de tensão no cabo entre o conversor de freqüência e o motor elétrico, será

considerada a Figura 2.8.

A Figura 2.8(a) apresenta o pulso de tensão deixando o conversor de

freqüência e iniciando sua viagem através do cabo em direção ao motor elétrico.

Cada pulso de tensão é representado por uma “borda” na forma de onda PWM.

Os pulsos são aplicados no cabo na extremidade conectada ao conversor de

freqüência no tempo t=0 e crescem até a tensão Udc no tempo tr (tempo de

crescimento do pulso “rise time”). Neste exemplo, tr é menor que tp (tempo para o

pulso se propagar ao longo do comprimento do cabo).

Na Figura 2.8(b) o pulso viaja do conversor de freqüência para o motor

através do cabo. Quando o pulso alcança o motor ele é refletido porque a

impedância do motor em altas freqüências é maior que a do cabo. Neste instante

a tensão nos terminais do motor passa a possuir duas componentes, o pulso

incidente e o pulso refletido, ambos com a mesma magnitude +Udc. Assim, a

27

a) Tempo t=tr (i.e. no final do tempo de subida “rise time” do pulso).

b) Tempo t=tr+tp (i.e. depois do tempo de propagação do pulso no cabo).

c) Tempo t=2tr+2tp (i.e. depois de duas vezes a propagação do pulso no cabo).

28

d) Tempo t=2tr+3tp (i.e.depois de três vezes a propagação do pulso no cabo).

Figura 2.8: Propagação idealizada do pulso no cabo entre o conversor de freqüência e o

motor.

tensão nos terminais do motor elétrico é elevada para duas vezes o valor do pico

de tensão original (+2Udc).

A Figura 2.8 (c) apresenta o retorno do pulso refletido para o conversor de

freqüência. Como a impedância do conversor é muito baixa, o pulso é refletido no

sentido negativo. Esta reflexão não aparece na forma de onda de tensão nos

terminais do conversor de freqüência, porque o conversor retém a tensão em Udc.

Um pulso negativo de corrente resulta, o qual é transformado num pulso negativo

de tensão conforme ele retorna ao longo do cabo em direção ao motor.

Na Figura 2.8 (d) pode-se observar a segunda reflexão, a qual retorna do

conversor de freqüência com polaridade invertida e, também é refletida como

anteriormente apresentado no estágio “b” da Figura 2.8, dobrando o valor da

tensão nos terminais do motor elétrico. Assim, a segunda onda refletida nos

terminais do motor, cancela o acréscimo original de tensão nos terminais do motor

elétrico. Se o cabo é curto de maneira que 2tp é menor que tr, a tensão nunca

alcança Udc. No entanto, com um cabo mais longo como ilustrado nesta Seção, a

reflexão chega muito tarde para reduzir o pico.

No caso idealizado, as reflexões fariam com que a tensão oscilasse

indefinidamente. Na prática, o tempo de crescimento do pulso de tensão (“rise-

time”) é aumentado devido às perdas de alta freqüência no cabo, e as formas de

onda tornam-se particularmente arredondadas não tão bem definidas como as

29

formas de onda idealizadas ilustradas na Figura 2.8. Também devido às perdas

em alta freqüência, as oscilações das tensões de pico em um ciclo de pulso,

decaem progressivamente e estabilizam-se no valor da tensão do “Link” CC, ou

seja, no valor nominal do pulso de tensão (Udc). Para exemplificar, a Figura 2.9

apresenta a forma de onda nos terminais de um motor para um comprimento de

cabo de 42 m, com um conversor com freqüência de modulação 2 kHz e com

tensão de alimentação de 460Vca. O valor da tensão nos terminais do motor é de

1.360 V na conclusão da primeira reflexão, ou seja, aproximadamente duas vezes

o valor nominal do pulso de tensão (Udc) que, para o exemplo aqui apresentado é

de 664V. As principais características apresentadas pela forma de onda da Figura

2.9 são derivadas do processo descrito pela Figura 2.8 [6],[10].

Figura 2.9: Características de forma de onda de um pulso típico nos terminais do motor –

comprimento de cabo 42 m.

A figura 2.10 também exemplifica as formas de onda de tensão nos

terminais do motor para diferentes comprimentos de cabos.

30

a)

b)

c)

Figura 2.10: Formas de onda de tensão nos terminais do motor para diferentes

comprimentos de cabo: (a) comprimento do cabo = 0,5 m; (b) comprimento do cabo = 4m;

(c) comprimento do cabo = 42 m (note que aqui a escala é modificada).

31

Na figura 2.10 (a) para um comprimento de cabo muito curto, a tensão nos

terminais do motor apresenta-se exatamente como a tensão de saída do

conversor de freqüência, ou seja, não há a ocorrência de oscilações ou

sobretensões. Com um comprimento de cabo maior, conforme apresentado pela

figura 2.10 (b), pode-se observar a característica oscilante da forma de onda de

tensão nos terminais do motor com a presença de sobretensões, especialmente

quando a primeira reflexão é concluída. A condição torna-se ainda mais crítica na

proporção em que cabos mais longos são utilizados, como na figura 2.10 (c)

[6],[10].

2.4 Influência da freqüência de pulsação da tensão

Diferentemente das eventuais sobretensões na rede de alimentação em

virtude de manobras que ocorrem na mesma ou ainda, sobretensões

provenientes de descargas atmosféricas, as sobretensões provenientes dos

chaveamentos dos dispositivos semicondutores dos conversores de freqüência

apresentam-se de maneira intermitente ao longo de todo o tempo de operação do

motor [21].

A freqüência dos pulsos de tensão dos conversores de freqüência pode

alcançar atualmente 20kHz e com a real tendência de elevação deste valor em

função da rápida evolução que a eletrônica de potência tem apresentado. A

condição torna-se ainda mais inóspita para o sistema de isolação uma vez que

para cada pulso de tensão emitido pelo conversor de freqüência, as sobretensões

nos terminais do motor poderão ocorrer no início e no fim do mesmo conforme

apresentado pela Figura 2.11.

32

Figura 2.11: Tensão fase-fase nos terminais do motor.

Desta forma, a velocidade com que ocorre a deterioração e o tempo de

vida de um determinado sistema de isolação está diretamente relacionado com o

número de pulsos de tensão a que tal isolante é submetido. O decréscimo da vida

útil do isolante com o número de pulsos de tensão ocorre em função da erosão

provocada pelas Descargas Parciais (DP) cujo fenômeno será abordado com

mais detalhes no item 2.8. É importante ainda salientar que a integridade do

isolante torna-se comprometida somente na ocorrência de cada pulso de tensão,

ou seja, o intervalo de tempo entre cada pulso não contribui para a deterioração

do isolante uma vez que o mesmo não estará sendo submetido ao esforço

provocado pelo pulso. Assim, quanto maior a freqüência de pulsação e

consequentemente maior o número de pulsos de tensão num dado intervalo de

tempo, mais rapidamente ocorrerá a falha no sistema de isolação.

A Figura 2.12, cujos resultados provêm de estudos conduzidos pela

Universidade de Dresden na Alemanha [18], ilustra que o tempo de vida do

isolante é inversamente proporcional à taxa de repetição dos pulsos de tensão ao

qual o mesmo é submetido. Isto significa que um conversor de freqüência, o qual

introduz DPs na isolação do motor irá ocasionar a falha do mesmo num período

33

de tempo dez vezes menor em situações nas quais estiver operando com

freqüências de chaveamento dez vezes maiores.

Figura 2.12: Efeito da taxa de repetição do pulso no comportamento da falha da

isolação entre espiras.

Para a realização dos testes que resultaram nos dados apresentados na

figura 2.12, foi utilizado como modelo de isolação uma bobina impregnada com 2

cm de diâmetro, consistindo de dois fios esmaltados e enrolados paralelamente

com 2 metros de comprimento. Estas bobinas foram utilizadas com as

extremidades abertas e o esforço no material isolante foi realizado com a

aplicação de tensão nos terminais das mesmas. Foram analisados fios com

diversas espessuras de material isolante e também fios com diversos diâmetros.

O sistema de isolação utilizado é típico para motores padrões com tensões de

operação de até 1.000 V. Um gerador de pulsos com semicondutores de rápido

34

chaveamento para trem de pulsos unipolares e alternados, bem como um

conversor IGBT foram utilizados como fonte de potência para os testes. Sendo as

descargas parciais de difícil medição elétrica, foi utilizado um tubo foto multímetro

como detector de DPs. Comparando as medições de DPs do modelo de isolação

sob tensão alternada, comprovou-se que a sensibilidade do sistema de detecção

óptico não é inferior ao obtido com a tecnologia de medição elétrica convencional

[18].

2.5 Tempo mínimo entre pulsos consecutivos [21] O sistema de controle dos inversores PWM faz o ajuste de velocidade dos

motores (tensão e freqüência), através da variação da largura dos pulsos e do

tempo entre estes pulsos. As sobretensões (“overshoots”) estarão potencialmente

na pior condição para ocorrerem (maiores amplitudes), quando o tempo entre os

pulsos consecutivos for o mínimo. Esta condição pode ocorrer principalmente

durante os picos da onda fundamental da tensão de saída e durante condições

transitórias tais como a aceleração e desaceleração [16].

Se o tempo entre pulsos consecutivos “tpc” for menor do que 3 vezes o

tempo do período de ressonância do cabo “tc” (tempo para o trajeto através do

cabo), conforme ilustrado na figura 2.13, ocorrerá uma superposição do primeiro

sinal (1) com o segundo sinal (2), os quais são pulsos consecutivos [16]. Com

esta superposição a amplitude resultante será maior (nos terminais do motor),

pois se poderá ter o sinal do segundo pulso somado com a sua própria reflexão

mais o sinal do primeiro pulso também somado à sua própria reflexão. Para evitar

este efeito de superposição dos picos das ondas de dois pulsos consecutivos, a

seguinte regra deve ser considerada:

tpc > (3 tc) (2.8)

onde:

tpc= Tempo entre pulsos consecutivos, [μs].

tc= Período de ressonância do cabo alimentador entre inversor e motor, [μs].

35

Figura 2.13 – Tempo entre pulsos consecutivos e a superposição de sinais.

2.6 Larguras dos pulsos [21] Para definir melhor as ddps (diferenças de potenciais) que podem surgir

entre as espiras de uma mesma bobina, no interior de uma dada ranhura, seja

considerado o tempo “tb” necessário para os pulsos percorrerem esta bobina.

Conforme mostrado na figura 2.14, a maior tensão de pico “Upico”, devido à ddp

que poderá surgir na bobina, entre as espiras, em função do tempo tb, pode ser

formada pelos picos de dois fenômenos distintos: a superposição de sinais,

devido à reflexão da onda de tensão (seção 2.3), e o efeito da tensão de auto-

indução, devido à comutação (abertura) da chave (transistor). Da mesma forma

que na seção 2.2, tendo em vista o grande amortecimento produzido pelo

enrolamento, pode-se dizer que este efeito combinado ocorre basicamente sobre

a primeira bobina, ou seja, a bobina de entrada do sinal. Ainda sobre a primeira

bobina, pode-se dizer que o fenômeno ocorre sobre as primeiras espiras,

devendo-se ter em conta ainda os efeitos aleatórios das posições espaciais de

cada espira num enrolamento randômico.

36

Figura 2.14 – Tensão de pico entre espiras de uma bobina, devido a dois efeitos.

Para evitar a ocorrência dos efeitos simultaneamente (reflexão e auto-

indução) sobre uma mesma bobina, o que pode originar uma altíssima tensão

entre espiras, principalmente tratando-se de bobina de construção randômica,

deve-se ter tempos tb, para o trajeto das ondas de tensão através da bobina,

sempre menores do que os tempos “te”, entre os picos dos dois fenômenos, para

os pulsos que penetram nesta bobina.

Portanto, para evitar o efeito simultâneo, da superposição de sinais sobre

uma mesma bobina, devido às reflexões das ondas de tensão e às tensões de

auto-indução, devido à interrupção brusca da corrente nas operações de abertura

das chaves (IGBT), a seguinte regra deve ser seguida:

te > tb (2.23)

onde:

te = Tempo decorrido entre o pico de tensão devido à reflexão de onda e o pico

de tensão devido ao efeito de auto-indução na interrupção da corrente, [μs].

tb = Período de tempo necessário para os pulsos percorrerem o caminho através

de uma bobina, [μs].

37

Assim sendo, para a formação do sinal da tensão de saída, o qual

corresponde à harmônica fundamental na freqüência nominal do motor, as

larguras dos pulsos individuais formadores deste sinal, não podem ser muito

pequenas, para evitar, conseqüentemente, valores muito pequenos para o tempo

te.

2.7 Esforço elétrico nos sistemas de isolação dos enrolamentos das máquinas

Quando o enrolamento de uma máquina elétrica é submetido a impulsos

de tensão com elevada taxa de crescimento no tempo (dV/dt) e com acentuada

magnitude, ter-se-á um esforço de alta tensão nas regiões entre condutores de

fases diferentes (fase-fase), entre um condutor e o terra (fase-terra) e, entre

espiras adjacentes (entre espiras) conforme apresentado pela figura 2.15 [12].

Com isto, as taxas de crescimento da onda de tensão relativamente às

distâncias de isolamento, ou seja, os gradientes de potencial nas diversas partes

do sistema isolante assumem uma proporção muito grande, tornando-se

decisivos, visto que os tempos para ocorrer a degradação dos materiais isolantes

e conseqüentemente a vida útil, dependem grandemente destes gradientes [21].

38

a - isolação de fase / isolação da cabeça de

bobina

1-fase- fase

b – isolação contra a massa 2-fase – terra

c – isolação entre espiras 3-entre espiras

d – proteção contra efeito corona (ranhura)

e - proteção contra efeito corona

Figura 2.15: a) Exemplo de um projeto de enrolamento randômico; b) exemplo de um

projeto com bobinas pré-formadas.

2.7.1 Gradiente de potencial contra a massa (núcleo magnético / carcaça) Este gradiente ocorre principalmente no interior das ranhuras, sendo

devido à diferença de potencial entre os condutores e a massa (pacote de chapas

ou carcaça). O sistema de isolamento para este caso é composto pelo filme

isolante que envolve a parte interior da ranhura mais a espessura do isolante em

torno dos fios condutores. Na prática e principalmente para um sistema de

39

enrolamentos randômicos (baixa tensão), pode ser acrescentado ainda algum

trecho do sistema isolante composto também pelo material impregnante, ou até

por algum indesejável espaço de ar [21].

2.7.2 Gradiente de potencial entre espiras O esforço de tensão na isolação da espira é determinado pelo salto nos

valores de tensão fase-terra (amplitude e dV/dt) e pelo projeto do enrolamento, ou

seja, número de bobinas, número e comprimento de espiras. Se esta tensão não

é conhecida, ela pode ser estimada sendo, a diferença de tensão fase-terra

dividida pelo número de espiras (para um enrolamento randômico) ou pelo

número de camadas (para um enrolamento de bobinas pré-formadas). Ao

gradiente de potencial entre espiras deve ainda ser somado o efeito da onda de

tensão viajando ao longo do condutor [13].

A figura 2.16 apresenta os resultados de um estudo direcionado para

determinar a máxima queda de tensão através das primeiras espiras das

primeiras bobinas. É importante entender que a teoria de falhas na primeira ou

última espira é atribuída considerando que as outras demais bobinas possuem

rigidez dielétrica similares, ou seja, não são “links” mais fracos. 85% das falhas

podem ocorrer na primeira espira dependendo do dV/dt [5].

40

Figura 2.16: Distribuição da tensão na primeira bobina x “rise time” da onda de tensão

incidente.

2.7.3 Gradiente de potencial entre fases Neste caso o gradiente de potencial depende da diferença de potencial

entre os condutores adjacentes de cada fase. Ocorre principalmente nas cabeças

de bobinas onde a proximidade entre as fases é maior, sendo separadas em

alguns casos somente por um filme isolante específico para o caso de máquinas

com enrolamento randômico [21]. Para máquinas de média tensão (>690 V) com

bobinas pré-formadas, normalmente é utilizado um espaçador o qual é também

constituído de material dielétrico e, após o processo de impregnação irá também

auxiliar na sustentação mecânica das cabeças de bobinas evitando danos

provenientes de vibrações. O máximo “stress” de tensão na isolação fase-fase é

determinada pelo projeto do enrolamento e pelas características de tensão fase-

fase [12].

41

2.8 Descargas Parciais Dependendo da homogeneidade da impregnação do enrolamento do

estator, podem ocorrer espaços vazios (“Voids”) na resina de impregnação. É em

tais espaços vazios que o processo de falha na isolação entre espiras ocorre.

Este mecanismo de falha é um complexo fenômeno chamado de descargas

parciais (DP). A DP é uma descarga de energia que ocorre quando as seguintes

condições existem:

O valor da tensão de pico aplicada é menor do que a atual tensão de

ruptura da isolação;

A intensidade do campo elétrico local que é criado no espaço vazio ou

cavidade é suficiente para exceder a rigidez dielétrica do ar (Partial

Discharge Inception Voltage-PDIV);

Quando submetido a descargas parciais contínuas, o sistema de isolação

degrada progressivamente, com o envelhecimento prematuro do material isolante.

O processo de envelhecimento resulta de uma erosão do material isolante,

reduzindo sua espessura nos locais em que as descargas ocorrem até sua

capacidade de tensão de ruptura ser reduzida a níveis abaixo da tensão de pico

aplicada; neste estágio ocorre a falha da isolação [10].

As figuras 2.17, 2.18, 2.19 e 2.20 ilustram este conceito, ou seja, quando o

valor do nível de tensão aplicado excede a rigidez dielétrica do ar contido nos

indesejáveis espaços vazios no sistema isolante, uma descarga elétrica ocorrerá

nos mencionados espaços preenchidos com ar. Tais descargas elétricas poderão

ocorrer nos semi-ciclos positivos e negativos da forma de onda e quanto maior o

valor do nível de tensão aplicado, maior será a velocidade de degradação do

sistema de isolação do motor elétrico e, conseqüentemente menor será a vida útil

do mesmo.

42

Figura 2.17: Descargas parciais.

Figura 2.18: Descarga parcial ocorrendo no semi-ciclo positivo da forma de onda de

tensão.

Figura 2.19: A descarga parcial deixa de ocorrer quando o valor da tensão volta a

decrescer na continuidade do ciclo.

43

Figura 2.20: Descarga parcial ocorrendo no semi-ciclo negativo da forma de onda de

tensão.

As DPs desempenham uma função importante no processo de

envelhecimento e de falhas dos sistemas isolantes e freqüentemente apresentam-

se como a primeira etapa, ou uma etapa intermediária, antes da ocorrência de

uma falha. Nos sistemas de isolamento dos enrolamentos de máquinas girantes

de alta tensão, as DPs podem ocorrer através de diversas formas tais como,

descargas internas, descargas superficiais, descargas nas cabeças de bobina,

descargas nas ranhuras, descargas entre barras de fases diferentes e/ou

interfaces dos condutores de cobre e, descargas entre espiras [11].

Um determinado nível de DPs interno (alguns nC) pode ser admissível em

máquinas girantes de alta tensão sem influenciar significativamente nas

propriedades de isolação, isto porque o isolante é apto à DPs durante longos

períodos. No entanto, pequenas separações dentro da isolação principal ou nas

interfaces entre os condutores de cobre e a isolação principal, são pontos críticos

para a ocorrência de DPs. Geralmente, DPs internas deteriora o material isolante

provocando o seu envelhecimento químico e térmico [11].

Os principais fatores que influenciam as DPs são: a tensão, freqüência,

temperatura, a pulsação da tensão, umidade, geometria, espessura do dielétrico

e, o tempo de crescimento do pulso [5].

Quando um sistema de isolação é submetido a um campo elétrico cujo

valor é acima do nível de ocorrência das descargas parciais, ocorre a erosão

mecânica desse sistema de isolação devido ao ataque das descargas parciais. Se

a sobretensão estiver abaixo do nível de ocorrência das DPs, nenhuma maior

degradação irá ocorrer [5].

44

Recentes investigações, particularmente na Universidade de Dresden [10]

têm fornecido para modelos de sistemas de isolação, relações entre o pico de

tensão aplicado, tempos de crescimento do pulso (“rise time”), a probabilidade da

DP e o tempo de vida da isolação. Os resultados são mostrados na Figura 2.21

para uma temperatura de 20°C com um típico sistema de isolação de um motor

elétrico de indução padrão, apto para acionamento através de inversor, para

tensões nominais de alimentação de até 500V (CA).

Figura 2.21: a) Relação entre o pico de tensão aplicado e o número de pulsos; b)

Relação entre o pico de tensão aplicado e a probabilidade de ocorrência de DPs.

A Figura 2.21 (a), a qual é baseada nos resultados de Dresden, mostra o

número de pulsos acumulativo (tempo de crescimento do pulso 0.1 µs, duração

de 5 µs) em que a isolação sobreviveria. A Figura 2.21 (b) apresenta a

probabilidade de DP ocorrerem, ambas plotadas contra uma amplitude do pulso

da tensão aplicada. A PDIV é influenciada pela temperatura. O aumento de

temperatura é ocasionado devido às perdas normais no motor, combinada com

45

algumas perdas associadas à alta freqüência, característico dos pulsos de tensão

aplicados. Um aumento na temperatura de 80K pode reduzir a PDIV de

aproximadamente 10%. Nas circunstâncias em que estas DPs estão ocorrendo,

esta redução no nível de tensão em que as DPs passam a acontecer, resultará

numa aceleração do envelhecimento do sistema de isolação [10].

Se o sistema de isolação do motor é operado de tal forma que o pico de

tensão aplicado é menor que o PDIV, ou à uma tensão onde a probabilidade de

DP é baixa e, o número de pulsos para a ocorrência de falha excede à 1012, pela

Figura 2.21, conclui-se que não há uma redução esperada no tempo de vida útil

do motor.

Para uma avaliação experimental que possa conduzir a uma previsão da

vida útil esperada do motor, podem ser usados ensaios de DP. Nestes ensaios

são medidas as tensões limiares para início e extinção das descargas e é feita a

contagem do número de cargas (normalmente em pico Coulombs), provenientes

destas descargas em função de diferenças de potencial previamente

estabelecidas (1,25; 1,5; 2,0; 2,5 kV), aplicadas no sistema isolante contra a

massa (núcleo magnético e carcaça). O ensaio é feito com cada fase

individualmente; quando uma dada fase estiver sendo ensaiada as demais

permanecem aterradas (em contato com o núcleo magnético e carcaça). Desta

forma o ensaio verifica também a interação entre as fases, detectando as

descargas correspondentes [21].

As cabeças de bobinas, particularmente na curva logo após a parte reta

que sai das ranhuras (Núcleo), em função desta configuração diferente,

apresentam um ponto de fraqueza por onde pode dar início às descargas parciais.

Isto se deve à rápida variação da geometria na região da curva, logo após a parte

reta, por onde se originam grandes gradientes de potencial contra a massa

(núcleo magnético). Para evitar isto é necessário alongar suficientemente o

comprimento da parte reta e ainda para casos mais críticos, particularmente para

motores de alta tensão (>600V), pode tornar-se necessário evitar curvas bruscas,

fazendo-as então com adequados valores de raios geométricos [21].

Para maiores altitudes (acima de 1.000m) o ar torna-se mais rarefeito,

reduzindo conseqüentemente as tensões limiares para início das descargas

46

parciais [18]. É necessário, portanto, considerar a altitude, visto que a rigidez

dielétrica do ar diminui à medida que a altitude aumenta.

2.9 Vibração e Forças nas “Cabeças de Bobinas” Há um longo tempo tem se estabelecido que vibrações possam ter um

impacto significativo na vida da isolação se as forças nas cabeças de bobinas não

são apropriadamente contidas. Este fato torna-se ainda mais importante quando

os motores são acionados por inversores de freqüência, uma vez que as

vibrações podem resultar em erosão e, tal erosão pode resultar numa falha

prematura em níveis maiores de “stress” no dielétrico associados com o

acionamento PWM e descargas parciais. As forças nas cabeças de bobina devem

também ser compreendidas com o objetivo de se configurar um sistema

satisfatório, que pode suportar o esforço mecânico associado com as formas de

onda PWM. Estas forças são proporcionais ao quadrado da corrente. Portanto,

elas atingem seu valor máximo no instante de uma partida direta na rede. Se o

conversor for utilizado como uma partida suave, estas forças durante a partida

são acentuadamente reduzidas, mas continuam existindo durante a operação.

Tais forças causam uma vibração com duas vezes a freqüência da rede ou

do conversor e podem ser radial ou tangencial. Sob condições severas, estas

forças podem fazer com que os enrolamentos se soltem e atritem com partes

adjacentes [5].

2.10. Influência devido à presença de harmônicos

O estágio retificador do conversor gera componentes harmônicas de baixa

ordem, cujo espectro é definido pelo número de pulsos do retificador. As

harmônicas de baixa ordem têm como efeito principal, a distorção da tensão na

barra que alimenta o conversor e a redução do fator de potência do mesmo. Já o

estágio inversor do conversor de freqüência, gera as componentes harmônicas de

alta ordem (kHz), cujas correntes serão atenuadas pelo motor. Tais componentes

harmônicas são relevantes para o tema abordado por este trabalho.

47

Dentre o universo de efeitos causados no motor elétrico devido à presença

dos harmônicos na forma de onda da tensão e corrente, em função da modulação

PWM imposta pelo conversor de freqüência, a elevação de temperatura

certamente é a que impacta de maneira mais acentuada na integridade do

sistema de isolação do motor. Tal elevação de temperatura é conseqüência das

perdas adicionais no ferro (Histerese e Foucault) e no cobre (Joule) em função do

conteúdo harmônico apresentado ao motor. Estudos apresentam que uma

distorção harmônica total de tensão de 2,5% pode causar um aumento adicional

na temperatura de motores de indução de 4ºC [8].

Com o aumento da temperatura a permissividade elétrica dos materiais

isolantes aumenta, permitindo a presença de campos elétricos de maiores

intensidades nos espaços de ar entre as partes isolantes. Paralelamente, com a

elevação de temperatura, a rigidez dielétrica do ar diminui devido à redução de

sua densidade de massa. Assim, a tensão limiar para o início da ocorrência de

descargas parciais diminui [21].

48

CAPÍTULO 3 – ESTRATÉGIAS PARA SOLUCIONAR O PROBLEMA E CONSIDERAÇÕES DE PROJETOS

Desde que a tecnologia de acionamentos elétricos com variação de

velocidade utilizando chaves (tiristores) eletrônicas para o controle da forma de

onda de tensão foi introduzida no mercado, o grande desafio de engenheiros tem

sido a busca de soluções para tornar a relação entre o conversor de freqüência e

o motor elétrico amigável. Uma vez que se tem observado um aumento nas falhas

prematuras na isolação de motores elétricos acionados por conversores de

freqüência, um dos fatores a serem trabalhados nesta relação “conversor de

freqüência-motor elétrico” é o desenvolvimento de sistemas isolantes para o

motor elétrico, aptos a suportarem os elevados, rápidos e frequentes picos de

tensão originados pelo chaveamento dos dispositivos eletrônicos nos conversores

de freqüência. Assim, esforços em pesquisas têm se intensificado por parte de

fabricantes de motores elétricos, de materiais isolantes e de fios utilizados no

bobinamento de motores, com o objetivo de desenvolver sistemas isolantes mais

rubustos e aptos à utilização com conversores de freqüência.

Na seqüência serão apresentados os resultados de pesquisas e

considerações feitas por fabricantes de fios e motores elétricos no projeto bem

como a implementação de sistemas de isolação para motores elétricos a serem

acionados por conversores de freqüência. Também serão apresentadas algumas

técnicas comuns utilizadas na instalação entre o conversor de freqüência e o

motor elétrico, com o objetivo de modificar as formas de onda de tensão

apresentada aos terminais do motor.

3.1 Fabricação de Fios Trabalho intenso tem sido feito na melhoria de confecção de fios. Um novo

tipo de fio foi projetado com isolação resistente às descargas parciais e aos surtos

de tensão os quais podem estar acima do valor inicial de tensão para a ocorrência

das descargas [9]. A isolação apresenta alta estabilidade térmica, dissipando

rapidamente os pontos de aquecimento, para prevenir os danos causados pelo

49

aquecimento do dielétrico resultante dos pulsos com elevado “rise time” e alta

freqüência. A isolação ainda possui funções de dissipação de carga para eliminar

as cargas espaciais que se originam durante os pulsos com rápidos “rise time”.

Entretanto, dimensionalmente, esta isolação mantém-se com os mesmos valores

de um fio convencional, fator importante para manter a eficiência dos projetos dos

motores, principalmente naquilo que se refere ao projeto e enchimento das

ranhuras.

As Figuras 3.1, 3.2 e 3.3 apresentam os resultados obtidos com o novo fio

resistente à pulsos desenvolvido por seu fabricante. Os resultados são

respectivamente comparados com os atuais fios com isolamento padrão e

isolamento resistente à pulsos, fornecidos pela empresa. O nível de ozônio, a

temperatura e a circulação de ar são controlados durante a realização dos

ensaios, pois tais variáveis impactam diretamente no valor limiar de tensão em

que as descargas parciais irão ocorrer. O desenvolvimento de fios com sistemas

de isolação apresentando melhores características de suportabilidade é vital para

a integridade do motor elétrico quando acionado por conversor de freqüência.

Figura 3.1: Comparação da performance de resistência à pulsos de fios a 180°C, 20 kHz,

2kV (p-p) e 25 ns.

50


2-2,5 kV (p-p) e 116 ns.


2,5 kV (p-p) e 0,116 µs.

51

Conforme apresentado pelas Figuras 3.1, 3.2 e 3.3, o novo fio resistente à

pulsos de tensão demonstra de maneira consistente nos testes de

envelhecimento acelerado, uma performance superior sob altas temperaturas e

alto esforço elétrico.

3.2. Fabricação de Motores A importância de melhorar a robustez do isolamento de motores acionados

através de conversores de freqüência tem sido reconhecida e o tema foi estudado

por fabricantes motores como por [4]. Critérios especiais de projeto e práticas de

fabricação foram desenvolvidos para motores para tal aplicação.

A Figura 3.4 apresenta a comparação do envelhecimento térmico e de

tensão para um isolamento com esmalte e outro com mica, ambos com o mesmo

dielétrico de pico de tensão. Assim o fabricante tem utilizado em seus motores de

média tensão a serem acionados por conversores de freqüência, um isolamento à

base de mica nas espiras dos enrolamentos. A fita de mica utilizada (30 g/m2)

possui 20% mais volume que o apresentado pelo fio esmaltado, no entanto, a vida

da isolação é aumentada em 10 vezes sob condições de acionamentos com

conversores PWM.

Figura 3.4: Comparação da resistência térmica e de tensão de espiras isoladas com

esmalte e outras com mica, ambas numa situação sob a freqüência nominal da rede de

alimentação e noutra sob uma tensão PWM (14 kHz). Testes realizados a 3 kV (pico) e

155°C.

52

O fabricante tem também se esforçado para encontrar uma solução em

termos de isolação apta a trabalhar com inversor de freqüência e

simultaneamente, sem o acréscimo de volume de material. Tal aumento no

volume do motor projetado é indesejável, pois há a necessidade de utilizar

quantidade adicional de material ao produzir o motor, consequentemente os

custos de fabricação serão maiores e a competitividade comercial do produto

poderá ser comprometida. Assim, um novo material isolante, com classe térmica

H, foi desenvolvido para ser utilizado em motores a serem acionados através de

conversores de freqüência com tensão nominal de até 13,8 kV.

3.3. Aspectos construtivos utilizados na WEG S.A. 3.3.1 Desenvolvimento de Materiais Isolantes

Tem-se realizado incessantes estudos e investimentos em pesquisas e

desenvolvimentos de novos sistemas de isolação para os motores elétricos,

capazes de suportar às exigências dos conversores de freqüência.

Recentemente a WEG anunciou ao mercado um novo sistema de isolação

para motores de Baixa Tensão comercialmente denominado WISE (WEG

Insulation System Evolution). Tal sistema de isolação, composto pelo isolante do

fio, filmes isolantes, sistema e materiais de impregnação, pode suportar tensões

de pico e valores de dV/dt conforme os descritos pela tabela 3.1.

Tabela 3.1: Características apresentadas pelo sistema de isolação WISE

Tensão nominal do motor (VNOM) Tensão de Pico dV/dt

VNOM ≤ 460 V ≤ 1.430 V ≤ 5.200 V/µs

460 V < VNOM ≤ 575V ≤ 1.780 V ≤ 6.500 V/µs

575 V < VNOM ≤ 690V ≤ 2.140 V ≤ 7.800 V/µs

Para o enrolamento estatórico de máquinas com tensão nominal de 1kV a

15 kV, utilizam-se fios com seções transversais retangulares isolados com

esmalte, ou com mica ou ainda, com uma combinação desses dois isolantes,

sendo que, o nível dos pulsos de tensão nos terminais do motor e os critérios de

53

projeto, irão definir o(s) isolante(s) a ser(em) utilizado(s). Tais fios podem

apresentar boa rigidez dielétrica e resistência ao efeito corona.

3.3.2 Normalização e Considerações de Projeto

A normalização até então oficialmente publicada pelos órgãos

competentes, estabelece parâmetros para testes e avaliação de materiais de

sistemas de isolamento utilizados em motores elétricos CA acionados diretamente

na rede de alimentação [14]. Ou seja, tais normas não consideram as causas e os

efeitos quando tais sistemas de isolamento são submetidos à multiplicidade de

fatores apresentada quando o motor é acionado através de conversor de

freqüência.

No entanto, muito se tem feito com o objetivo de normalizar procedimentos

de testes para a qualificação de materiais e desenvolver regras de projetos e de

processos de sistemas de isolação de motores elétricos, os quais sejam capazes

de apresentar requisitos mínimos para a operação com inversores de freqüência.

Algumas instituições normativas estão em processo de elaboração, votação e

análise dos textos que irão compor tais normas [12] e [13].

Tem-se ainda desenvolvido normas internas descrevendo o método de

ensaio a ser empregado para determinar a resistência ao desgaste de fios

circulares esmaltados, quando submetidos à uma taxa elevada de descargas

parciais.

Não há uma norma nacional que regule o uso de conversores eletrônicos

utilizados para o acionamento de motores elétricos CA. Atualmente tem-se

algumas normas internacionais [15],[16],[17] abordando o assunto e, quando se

trata especificamente do sistema de isolamento de motores a serem acionados

por conversores de freqüência, outras ainda estão sendo elaboradas [12] e [13].

Desta forma, considerando o resultado de análises laboratoriais, bem como

o resultado de experiências no campo, normas internas à WEG foram

desenvolvidas para o regulamento da utilização de motores acionados por

conversores de freqüência com tensão de alimentação de até 690 V, bem como

os critérios de bobinagem e de isolação de tais motores.

De modo similar, outros documentos internos com o procedimento para a

isolação e com critérios de projeto de motores de média tensão (com tensão

54

nominal acima de 1 kV e até 13,8 kV), a serem acionados por conversores de

freqüência, estão também sendo elaborados.

Assim, as seguintes considerações são de relevante importância no projeto

de motores de grande porte (carcaças IEC 280 a 1250) e acionados por

conversores de freqüência:

Folga Térmica Alguns conversores de baixa tensão, com tensões nominais entre 220V a

690V, são cada vez mais projetados com o objetivo de otimização dos custos

envolvidos. Desta forma, raramente estes conversores apresentarão uma

topologia ou filtros de saída para a minimização da THD (Total Harmonic

Distortion). Assim, o valor da THD pode ser considerável, resultando num

aquecimento adicional do motor elétrico de 8°C a 10°C. Portanto, para que o

motor mantenha uma elevação de temperatura de 80K, seu projeto deve ser

compensado de forma a apresentar uma elevação de temperatura de

aproximadamente 70K quando acionado por uma forma de onda senoidal. Tal

projeto é obtido, sobredimensionando-se o motor, ou seja, considerando a

utilização de uma maior quantidade de material ativo (chapas de aço e cobre).

Normalmente, os conversores de freqüência de média e alta tensão (com

tensões nominais maiores de 1.000 V), apresentam circuitos com uma melhor

topologia e/ou a presença de filtros em sua saída. Portanto, as formas de onda de

tensão apresentadas por esses conversores possuem menores THD quando

comparados com os conversores de baixa tensão e os motores por eles

acionados irão apresentar elevação de temperatura da ordem de 3°C a 5°C

devido à presença de tais harmônicos. Estes valores de THD são bastante

similares às instalações industriais típicas e para estes casos, não se faz

necessário o sobredimensionamento do motor durante a etapa de projeto.

Sistema de isolação do motor elétrico Devido à topologia usual dos conversores de freqüência, ao aterrar o ponto de

neutro dos mesmos, uma tensão de modo comum, com amplitude aproximada de

50% da tensão nominal surge nos terminais do motor. Por esse motivo, o motor

elétrico deve ser projetado de forma a estar apto a suportar uma tensão de

55

alimentação de 1,5 vezes o valor da tensão nominal. Assim, torna-se necessário

reforçar a isolação principal do enrolamento e/ou a de fundo de ranhura.

Para motores de baixa tensão, com tensões nominais de 220V a 690V, onde o

fio circular é utilizado em seu enrolamento (normalmente carcaças inferiores a

IEC 500), o sistema de isolação é como o apresentado pela Figura 3.5. Em

motores acionados por conversores de freqüência, o fio deve apresentar uma

isolação reforçada, mas com aproximadamente as mesmas dimensões do fio

utilizado no projeto do motor a ser acionado diretamente na rede de alimentação

com tensão senoidal. Neste caso, a isolação de fundo de ranhura também é

reforçada utilizando um material com maior rigidez dielétrica do que a do material

usualmente utilizado em motores acionados com tensão senoidal. Assim, como

não há um aumento significativo nas dimensões dos isolantes, não se torna

necessário reduzir a quantidade de condutor dentro da ranhura, com o

conseqüente sobredimensionamento do motor para que a potência nominal

solicitada seja obtida.

Nos motores de média tensão (tensão maior que 1.000V) e nas de baixa

tensão de potência maior (em geral carcaça superior à IEC 450), utiliza-se

bobinas pré-formadas, conforme apresentado pela Figura 3.6. Nos motores de

baixa tensão com bobinas pré-formadas não há a necessidade de reforçar a

isolação, uma vez que os critérios de fabricação adotados já garantem um

isolamento adequado. Nos motores de média tensão, o fio de cobre é isolado com

fita de mica, e o reforço da isolação é obtido utilizando-se fio esmaltado. Este

esmalte adicional acarreta um aumento na espessura final da isolação do fio.

No Anexo 2 apresenta-se detalhes do processo de impregnação conhecido

como GVPI (“Global Vaccum Pressure Impregnation”) utilizado em máquinas

elétricas de baixa, média e altas tensões que utilizam bobinas pré-formadas de

380V a 15.000V.

56

Figura 3.5: Bobina com fio circular.

Em função da presença da tensão de modo comum, há a necessidade de

reforçar a isolação principal para 1,5 vezes a tensão nominal. Desta forma, para

uma determinada ranhura, com o aumento da espessura da isolação do fio e da

isolação principal, é necessário reduzir a seção transversal do condutor. Essa

redução acarreta um aumento na resistência do enrolamento e

consequentemente, aumento nas perdas Joule associadas. Assim, para se

manter a elevação nominal de temperatura da máquina, torna-se necessário

considerar em projeto o sobredimensionamento da mesma, o qual é realizado

com o acréscimo de mais material ativo (chapas de aço e cobre).

As bobinas pré-formadas dos motores projetados para operarem com

tensão nominal de 6,0 kV a 15 kV possuem uma camada adicional de fita

semicondutora na saída do pacote de chapas, com o objetivo de tornar os níveis

de tensão mais uniformes e desta forma evitar a ocorrência de descargas

elétricas pelo efeito corona.

57

Figura 3.6: Bobina pré-formada.

As demais considerações de projeto para motores acionados por

conversores de freqüência tais como, valores de torque e potência e sistema de

isolação de mancais não serão aqui abordados. No entanto, tais aspectos são de

relevante importância ao se projetar motores elétricos a serem acionados por

conversores de freqüência, principalmente os motores de grande porte.

3.4 Métodos preventivos alternativos No entanto, para algumas aplicações, mesmo com as melhorias nas

condições de isolação e considerações de projeto direcionadas ao motor elétrico,

não é possível atingir as características de suportabilidade exigidas pela

instalação.

58

Assim, torna-se necessário a implementação de técnicas que

proporcionem a modificação da tensão nos terminais do motor. Estas técnicas são

essencialmente as colocações de mecanismos entre o motor e o inversor para

limitar a taxa de crescimento do pulso, reduzir o coeficiente de reflexão e por meio

disso, reduzir o nível da tensão de pico. Estas técnicas podem ser resumidas em:

• Reatores de Saída;

• Filtros dV/dt de Saída;

• Filtros senoidais;

• Filtros RC;

Serão descritas as características de cada uma destas técnicas.

Considerando-se o caso anteriormente apresentado pela Figura 2.10 (c) para o

comprimento de cabo de 42 m, serão apresentados exemplos ilustrando

resultados que poderão ser obtidos para a forma de onda de tensão nos terminais

do motor ao implementar-se cada uma das técnicas. Conforme mencionado

anteriormente na Seção 2.3.2 o conversor com freqüência utilizado para a

realização dos testes possui modulação 2kHz e tensão de alimentação de 460Vca

[6],[10].

3.4.1 Reatores de Saída [10] São reatores especialmente projetados os quais podem acomodar a forma

de onda PWM sem apresentar aquecimentos indevidos e podem também fornecer

os valores de indutância necessários para o espectro de freqüência exigido pela

aplicação. Tais reatores são utilizados para reduzir o dV/dt e o pico de tensão.

Normalmente o reator de saída é montado dentro do compartimento do

painel metálico do conversor de freqüência, com a conseqüente necessidade de

espaço adicional, custo e redução da eficiência do sistema. Ao adicionar um

reator na extremidade do cabo que está conectado ao conversor de freqüência, a

impedância de surto do cabo será modificada. Como a impedância de surto do

cabo é normalmente menor que a do motor, aumentando tal valor artificialmente,

o coeficiente de reflexão será menor o qual reduzirá a magnitude da onda

refletida. Assim, a tensão refletida viajando no condutor de volta para os terminais

do motor é menor, reduzindo desta forma os esforços elétricos na isolação do

59

motor. Tipicamente o valor de impedância utilizado é 0,03 p.u. (3 por cento de

impedância)

Entretanto, cuidados adicionais são necessários uma vez que os reatores

podem teoricamente estende a duração do pico de tensão se selecionados

incorretamente.

Para a forma de onda apresentada pela Figura 3.7, a adição do reator

estendeu o tempo de crescimento do pulso em aproximadamente 5 µs e reduziu o

pico de tensão para 792V, o qual é aceitável para a isolação da maioria dos

motores padrões.

Figura 3.7: (a) Sinal de entrada e (b) sinal de saída obtido com a utilização de um reator

de saída.

3.4.2 Filtros dV/dt de Saída [10] Neste caso um projeto consistindo de capacitores, indutores e diodos (ou

resistores) pode ser utilizado para limitar a taxa de crescimento do pulso de

tensão, reduzindo drasticamente a amplitude e a taxa de crescimento do pico de

tensão. A Figura 3.8 ilustra a instalação do filtro R-L-C no circuito entre o

conversor de freqüência e o motor elétrico.

60

Figura 3.8: Filtro R-L-C instalado nas proximidades dos terminais do motor.

No exemplo da Figura 3.9, o pico de tensão é reduzido à 684V com um

dV/dt de 40V/µs. Tais filtros permitem o uso da maioria dos motores sem

problemas e são então recomendados se os dados do motor são desconhecidos,

como no caso de motores já existentes, mas que a instalação está sendo

modernizada com a instalação de conversores de freqüência.

Figura 3.9: (a) Sinal de entrada e (b) sinal de saída obtido com a utilização de um filtro

dV/dt de saída.

3.4.3 Filtros Senoidais [10] Consistem basicamente da combinação de um reator e um capacitor

formando um filtro LC passa baixa. O conceito é que o filtro possui uma

freqüência de ressonância de aproximadamente 1 a 1,5 kHz e as freqüências

maiores que aquelas serão absorvidas pelo filtro e não apresentadas ao motor.

61

Obviamente é importante que a freqüência de chaveamento do conversor seja

colocada em aproximadamente 1 kHz maior que a freqüência de ressonância

para prevenir o excesso de correntes filtradas.

Assim, o filtro passa baixa permite que as correntes de alta freqüência

sejam bloqueadas. Isto faz com que as formas de onda nos terminais do motor se

tornem aproximadamente senoidais. As formas de onda da tensão e da corrente

são, para um ciclo, como apresentado pela Figura 3.10. Estes tipos de filtros são

os mais caros, no entanto, eles apresentam as seguintes vantagens:

• Reduzem o ruído do motor;

• Reduzem as perdas do motor;

• Simplifica a certificação de motores para áreas classificadas;

• Permite o uso de motores com longos cabos até o conversor de freqüência.


senoidal.

3.4.4 Filtros RC [10] Alguns fabricantes produzem filtros capacitivos/resistivos em série os quais

podem ser localmente conectados nos terminais do motor, normalmente como

uma caixa extra montada próxima ao motor. Os pulsos incidentes com rápidas

taxas de crescimento vêem o capacitor como um curto circuito, assim o elemento

resistivo fica temporariamente conectado nas extremidades dos cabos. Se este

resistor possui valores próximos à da impedância característica do cabo, então as

sobretensões não irão ocorrer. Como o capacitor carrega, a corrente através do

62

circuito se reduz, então as perdas no resistor estão limitadas à duração do tempo

de crescimento do pulso.

Este tipo de filtro também estenderá o tempo de crescimento do pulso de

tensão à diversos microsegundos enquanto o pico de tensão é também limitado.

Desta forma o filtro RC pode efetivamente minimizar os pulsos de tensão nos

terminais do motor e oferecer uma proteção muito boa ao mesmo.

Para o exemplo ilustrado na Figura 3.11 o pico de tensão é agora somente

800V, com um tempo de crescimento do pulso de 2 µs, o qual seria apto para a

maioria dos motores.


RC no terminal do motor.

63

Capítulo 4 – Resultados Experimentais Com o objetivo de obter dados que retratem a influência do conversor de

média tensão ao acionar um motor elétrico, realizou-se ensaios nos laboratórios

de testes da WEG Automação de um conjunto motor-conversor de freqüência e o

comportamento de determinados parâmetros do motor elétrico foram registrados

[23].

O mesmo motor é então acionado na rede elétrica de alimentação, com

tensão de alimentação senoidal. Os mesmos parâmetros anteriormente

registrados para a situação com inversor, são também verificados.

Os resultados obtidos nas diferentes situações, motor acionado por

conversor de freqüência e motor acionado diretamente na rede de alimentação,

são então comparados.

4.1 O motor elétrico utilizado O motor elétrico utilizado para a realização dos testes é o de número série

WEG 123262 com as características nominais apresentadas pela tabela 4.1: Tabela 4.1: Características técnicas do motor WEG utilizado para a realização dos

testes.

Modelo HGF 560

Potência 2.500 CV

Tensão do estator 4.160 V

Número de pólos 04

Freqüência 60 Hz

Regime de serviço S1

Fator de serviço 1.0

Grau de proteção IP 55

Forma construtiva B3D

Classe de isolamento F

Elevação de temperatura 100°C

Sentido de rotação Bidirecional

64

O motor possui ventilação independente fornecida por motor trifásico de 10

CV, carcaça 132S, 4 pólos, 220/380/440V, 60Hz. Tal ventilação independente

permite que o motor seja testado com torque nominal numa ampla faixa de

velocidade (1 a 100 Hz).

Um encoder modelo HS35B-1024-99WB2 Dynapar, acoplado ao eixo do

motor, fornece informação ao conversor sobre a velocidade do motor elétrico,

fazendo com que a mesma possa ser mantida em determinado valor com

precisão. A Figura 4.1 ilustra o motor utilizado.

Figura 4.1: Motor modelo HGF utilizado para a realização dos testes.

4.2 O conversor de freqüência utilizado O conversor de freqüência utilizado é o modelo WEG MVW 01, conforme

apresentado pela Figura 4.2.

65

Figura 4.2: Conversor de freqüência de média tensão utilizado para a realização dos

ensaios.

4.3 Os testes 4.3.1. O Motor elétrico sendo acionado diretamente na rede de alimentação Para a realização das medidas de temperatura foram utilizados sensores

dispostos da seguinte maneira:

01 sensor tipo PT-100 no mancal dianteiro e 01 sensor tipo PT100 no

mancal traseiro;

02 sensores tipo PT-100 em cada fase elétrica do motor;

01 sensor para medir a temperatura do ar nas aletas do motor;

01 sensor para medir a temperatura do ambiente onde os testes foram

realizados.

66

Foi utilizado um transformador de 4MVA com secundário de 4.160V, sendo

que o seu TAP foi ajustado de forma tal que o motor recebesse tensão nominal

quando estivesse com torque nominal. O motor foi acionado com Soft-Stater de

4.160V com by-pass.

A carga foi fornecida por dinamômetro o qual foi ajustado para fornecer o

valor nominal do motor, ou seja, 9.800 N.m.

Foram registradas as formas de onda das correntes e tensões no motor e

no primário do transformador, para que a análise harmônica das mesmas fosse

realizada.

Registraram-se também as condições de operação do motor, ou seja,

torque, velocidade, potência, rendimento, elevação de temperatura com registro

de valores até a estabilização térmica, além da potência de entrada.

A carga aplicada no eixo do motor pelo dinamômetro foi reduzida para 90%

do valor nominal e novamente registraram-se as condições de operação do motor,

bem como os valores de temperatura até a estabilização da mesma.

As condições de operação do motor foram também registradas para

valores de torques iguais a 75%, 50% e 25% do valor nominal.

Registraram-se também as formas de onda das tensões e correntes de

modo comum no motor elétrico.

67

A-Teste de elevação de temperatura


diretamente à rede de alimentação através de contactor e transformador de 4 MVA com

secundário em 4.160V, para uma condição de 100% de carga aplicada na ponta de eixo

do motor.

Torque:9.800 N.m (100%)/Tempo de ensaio: 08 horas/Temperatura Ambiente (Ta)=14,9°C

Temperatura Final (Tf) °C Δt = (Tf - Ta)°C

CH1 Enrolamento R1 114,7 99,8


CH3 Enrolamento S1 130,7 115,8


CH5 Enrolamento T1 114,6 99,7


CH7 Mancal Dianteiro 63,6 48,7

CH8 Mancal Traseiro 75,4 60,5

CH9 Ar nas Aletas 26,2 11,3



secundário em 4.160V, para uma condição de 90% de carga aplicada na ponta de eixo

do motor.

Torque:8.820 N.m (90%)/Tempo de ensaio: 10 horas/Temperatura Ambiente (Ta)= 17,7°C











68

B - Teste de variação do torque de carga

Tabela 4.4: Valores das condições de operação do motor com o mesmo conectado


secundário em 4.160V, para diferentes condições de carga aplicada na ponta de eixo do

motor.

(a)

Carga (%) / Torque [N.m] Tensão [V] Corrente[A] Cos(Φ) Pot.Mec

[kW]

Pot.Ele.

[kW]

η motor

(%)

Velocidade

(rpm)

a vazio 1456 4113,20 78,93 0,54 274,40 301,84 90,91 1799

25 % 2484 4106,86 96,34 0,71 467,71 485,78 96,28 1798

50 % 4949 4082,96 156,39 0,86 931,02 954,07 97,58 1796

75 % 7384 4072,14 224,31 0,90 1387,57 1421,61 97,60 1794

90 % 8812 4047,53 266,96 0,90 1654,38 1692,18 97,77 1793

100 % 9814 4026,36 299,46 0,90 1841,84 1889,62 97,47 1792

69

(b)

Figura 4.3: Comportamento do fator de potência (a) e do rendimento do motor (b) em

função da variação do torque de carga aplicado ao eixo do motor.

Pode-se verificar que exceto para os enrolamentos S1 e T2, as elevações

de temperatura registradas nos enrolamentos do motor foram próximas ao valor

nominal obtido em projeto e registrado na placa de dados do motor, ou seja,

100°C. Para a condição em que foi aplicada 90% da carga nominal na ponta de

eixo do motor (Tabela 4.3) as elevações de temperatura registradas nos

enrolamentos do motor foram esperadamente menores que para a condição com

100% de carga (Tabela 4.2), pois quanto maior o torque exigido do motor maior

será o aquecimento apresentado pelo mesmo.

Conforme apresentado pelas figuras 4.3 (a) e 4.3 (b) o motor apresenta

melhores características de performance (rendimento e fator de potência) quando

operam com valores de torques próximos ao torque nominal para o qual a

máquina foi projetada. O mesmo pode ser observado nas figuras 4.5 e 4.6, onde a

taxa de distorção harmônica da corrente é 2,85% superior para a condição em

que o motor está operando a vazio. Daí a importância de dimensionar motores

corretamente e de modo específico para as aplicações nas quais os mesmos são

utilizados.

70

C-Tensão de modo comum e Análise harmônica

(a)

(b)


direto da rede. 20 V / Div; 2 mS/Div:(a) condição sem carga e (b) condição com 100% de

carga aplicada ao eixo do motor.

71

(a)

(b)

Figura 4.5: (a) Corrente de linha do Motor operando sem carga e acionado direto na

rede. (50 A / Div; 2 mS / Div); (b) Análise Harmônica da Corrente a vazio (THD = 3,86%).

72

(a)

(b)

Figura 4.6: (a) Corrente de linha do Motor operando com torque nominal e acionado

direto na rede. (200 A / Div; 2 mS / Div); (b) Análise Harmônica da corrente com torque

nominal (THD = 1,01%).

73

4.2.2. O Motor elétrico sendo acionado por conversor de freqüência (sem a instalação de filtros em sua saída).

Para a realização das medidas de temperatura foram utilizados sensores

da seguinte forma:

01 sensor tipo PT-100 no mancal dianteiro e 01 sensor tipo PT100 no

mancal traseiro;

02 sensores tipo PT-100 em cada fase elétrica do motor;

01 sensor para medir a temperatura do ar nas aletas do motor;

01 sensor para medir a temperatura do ambiente onde os testes foram

realizados.

Foi utilizado transformador defasador de 2,2 MVA para retificador de 12

pulsos, sendo que o seu TAP foi ajustado de forma tal que o motor recebesse

tensão nominal quando estivesse com torque nominal. O motor foi acionado

através de conversor de média tensão para 60 Hz no modo escalar (U/F).

A carga foi fornecida por dinamômetro o qual foi ajustado para fornecer o

valor nominal do motor, ou seja, 9.800 N.m.

Foram registradas as formas de onda das correntes e tensões no motor e

no primário do transformador, para que a análise harmônica das mesmas fosse

realizada.

Registraram-se ainda as condições de operação do motor para 60 Hz, ou

seja, torque, velocidade, potência de entrada, potência do conversor, potência do

motor, rendimento do transformador + conversor e rendimento do motor.

Considerou-se para tais registros, as seguintes condições de torque de carga:

100%, 90%, 75%, 50% e 25%.

A elevação de temperatura do motor foi registrada até a estabilização

térmica para 100% de torque de carga e com o motor em 60 Hz.

74

A figura 4.7 apresenta o diagrama considerado para a realização dos

testes e obtenção dos dados aqui apresentados. O cubículo proporciona a

proteção ao transformador e ao conversor de freqüência. O transformador possui

em seu secundário enrolamentos conectados em estrela (Y) e em delta (Δ)

defasando a forma de onda da tensão em 30 graus elétricos. A carga acionada

pelo motor em teste é fornecida por duas máquinas de 1.500 CV conectados em

“tandem” que, ao serem acionadas atuam como geradoras de energia elétrica. O

painel dinamômetro garante a retificação e o sincronismo da energia gerada e o

transformador de 3MVA proporciona a elevação da tensão recebida do painel de

440V para 13,8 kV. Assim, exceto pelas perdas presentes no sistema, a energia

utilizada para a realização dos testes retorna à rede de alimentação. O

instrumento de medição irá coletar informações do valor do torque aplicado no

eixo do motor (eixo de torção) e valores de tensão e corrente na rede de

alimentação antes do cubículo de proteção e, no motor elétrico em teste.

Figura 4.7: Diagrama considerado para a realização dos testes.

75

A-Teste de elevação de temperatura Tabela 4.5: Valores de elevação de temperatura obtidos com o motor acionado através

de conversor de freqüência com retificador de 12 pulsos sendo alimentado por

transformador defasador para uma condição de 100% de carga aplicada na ponta de eixo

do motor.

Torque: 9.800 N.m(100%)/Tempo de ensaio: 06 horas/Temperatura Ambiente (Ta)=21,7°C











B-Teste de variação do torque de carga

Tabela 4.6: Valores das condições de operação do motor com o mesmo sendo acionado

através de conversor de freqüência com retificador de 12 pulsos sendo alimentado por

transformador defasador, para diferentes condições de carga aplicada na ponta de eixo

do motor.

Carga (%) /

Torque [N.m]

Tensão

[V]

Corrente

[A]

Cos(Φ) Pot.Mec

[kW]

Pot.Ele.

[kW]

η

motor

(%)

Pot. Ele.

(13,8 kV)

[kW]

η MVW 01 +

TRAFO (%)

Velocidade

(rpm)

a

vazio

1786 4225,62 83,73 0,58 335,26 358,34 93,56 370,82 96,63 1793

25 % 2469 4205,40 96,98 0,69 463,31 488,32 94,88 502,66 97,15 1792

50 % 4959 4162,67 157,93 0,84 929,56 961,07 96,72 984,95 97,58 1790

75 % 7362 4124,94 226,46 0,88 1378,42 1421,08 97,00 1457,30 97,51 1788

90 % 8798 4091,81 271,00 0,88 1645,99 1697,59 96,96 1743,05 97,39 1787

100 % 9821 4054,79 305,26 0,88 1836,51 1893,09 97,01 1946,08 97,28 1786

76

(a)

(b)

Figura 4.8: Comportamento do fator de potência (a) e dos rendimentos (b) em função da

variação do torque de carga aplicado ao eixo do motor.

77

C-Tensão de modo comum e Análise harmônica

(a)

(b)


com Inversor com Ponto Médio NÃO ATERRADO. (a) Sem carga aplicada na ponta de

eixo (100 V / Div; 2 mS / Div ) e (b) condição com 100% de carga aplicada ao eixo do

motor. (200 V / Div; 2 mS / Div ).

78

(a)

(b)

Figura 4.10: (a) Corrente de linha do Motor operando sem carga e acionado por

Conversor de Freqüência (Ponto Médio NÃO ATERRADO) 50 A / Div; 2 mS / Div; (b)

Análise Harmônica da Corrente a vazio (THD = 13,16%).

79

(a)

(b)

Figura 4.11: (a) Corrente de linha do Motor operando com torque nominal e acionado por

Conversor de Freqüência (Ponto Médio NÃO ATERRADO) 200 A / Div; 2 mS / Div; (b)

Análise Harmônica da corrente com torque nominal (THD = 5,77%).

80

4.2.3. Comparativo dos resultados obtidos em ambas as situações: motor acionado direto na rede e motor acionado através de conversor de freqüência A - Elevação de temperatura

Tabela 4.7: Comparativo da elevação de temperatura obtido com o motor acionado

diretamente na rede de alimentação e com o conversor de freqüência MVW 01.

Elevação de temperatura/Torque:9.800 N.m (100%)/ 60 Hz

Δt - Rede

[°C]

Δt – MVW01

[°C]

Variação [°C] %

CH1 Enrolamento R1 99,8 106,0 6,2 6,2

CH2 Enrolamento R2 100,6 110,5 9,9 9,8

CH3 Enrolamento S1 115,8 124,7 8,9 7,7

CH4 Enrolamento S2 96,1 103,5 7,4 7,7

CH5 Enrolamento T1 99,7 108,0 8,3 8,3

CH6 Enrolamento T2 104,4 110,2 5,8 5,6

CH7 Mancal Dianteiro 48,7 48,8 0,1 0,2

CH8 Mancal Traseiro 60,5 60,1 - 0,4 - 0,7

CH9 Ar nas Aletas 11,3 10,3 - 1,0 - 8,8

B-Teste de variação do torque de carga Tabela 4.8: Valores de fator de potência com o motor acionado diretamente na rede de

alimentação e através de conversor.

Carga (%) Cos(Φ) acionado na Rede

Cos(Φ) acionado por conversor

Diferença (%)

a vazio 0,54 0,58 7,41

25 % 0,71 0,69 -2,82

50 % 0,86 0,84 -2,33

75 % 0,90 0,88 -2,22

90 % 0,90 0,88 -2,22

100 % 0,90 0,88 -2,22

81

Figura 4.12: Comparativo dos valores de fator de potência apresentado pelo motor

quando o mesmo é acionado direto na rede e quando é acionado através de conversor

de freqüência.

Tabela 4.9: Valores de rendimento com o motor acionado diretamente na rede de

alimentação, através de conversor de freqüência e rendimento do conjunto motor-

conversor-transformador.

Carga (%) / Torque [N.m]

η motor acionado direto na rede (%)

η motor acionado através de conversor (%)

η do conjunto motor-conversor-transformador (%)

a vazio 90,91 93,56 93,74

25 % 96,28 94,88 94,20

50 % 97,58 96,72 94,23

75 % 97,60 97,00 94,31

90 % 97,77 96,96 92,40

100 % 97,47 97,01 91,02

82

Figura 4.13: Comparativo dos valores de rendimento apresentados pelo motor quando o

mesmo é acionado diretamente na rede de alimentação, através de conversor de

freqüência e do conjunto motor+conversor+transformador.

83

C - Tensão de modo comum e Análise Harmônica

(a)

(b)

Figura 4.14: Análise harmônica da corrente para motor operando sem carga: (a)


freqüência (THD = 13,16%).

84

(a)

(b)

Figura 4.15: Análise harmônica da corrente para motor operando com carga nominal: (a)


freqüência (THD = 5,77%).

85

(a)

(b)

Figura 4.16: Tensão de Modo Comum (Vneutro-Terra), motor de 2.500 CV condição sem

carga :(a) acionado direto da rede (20 V / Div ;2 mS/Div); (b) acionado com conversor de

freqüência com Ponto Médio NÃO ATERRADO (100 V / Div ; 2 mS / Div ).

86

(a)

(b)

Figura 4.17 Tensão de Modo Comum (Vneutro-Terra), motor de 2.500 CV condição com

100% de carga aplicada ao eixo do motor: (a) acionado direto da rede (20 V / Div; 2

mS/Div), (b) acionado com conversor de freqüência com Ponto Médio NÃO ATERRADO

(200 V / Div ; 2 mS / Div ).

87

Ao observar os valores obtidos em laboratório e comparando-os para as

duas condições estabelecidas, pode-se verificar que a elevação de temperatura

em um dos enrolamentos do motor, quando o mesmo foi acionado através de

conversor de freqüência, foi de até 9,9°C superior ao da condição em que o motor

é acionado diretamente na rede de alimentação. Conforme apresentado pela

Tabela 4.7, percebe-se ainda que o acréscimo na elevação de temperatura nos

enrolamentos do motor é sempre superior a 5,8°C para a condição com conversor

de freqüência. Já o fator de potência do motor apresenta-se sensivelmente menor

quando o mesmo é acionado através de conversor de freqüência, conforme

apresentado pela Figura 4.12. O mesmo pode-se constatar para o rendimento do

motor ao analisar a Figura 4.13.

Tais fatos, ou seja, a elevação adicional de temperatura constatada nos

enrolamentos do motor e, o decréscimo nos valores do fator de potência e

rendimentos para a condição de acionamento com o conversor de freqüência,

pode ser explicado quando se observa as Figuras 4.14, 4.15, 4.16 e 4.17. Ou

seja, em função da alta velocidade de chaveamento dos dispositivos

semicondutores do conversor de freqüência, a forma de onda de tensão

apresentada aos terminais do motor também carrega consigo os picos de tensão

resultantes de tal chaveamento, além obviamente da modulação PWM.

Considerando o motor elétrico uma carga linear para o estudo aqui apresentado e

estando uma vez submetido à uma tensão não-senoidal, o mesmo responderá

absorvendo uma corrente também não senoidal. Daí, portanto, o aumento no

conteúdo harmônico na tensão e na corrente. O resultado causado por estas

tensões e correntes com maiores conteúdos harmônicos serão o aumento da

temperatura, aumento das perdas no cobre e no ferro, diminuição do rendimento,

além de aumento da vibração e nível de ruído do motor, sendo que os dois

últimos tópicos não estão sendo detalhados aqui neste trabalho. O aumento da

temperatura em particular possui influência direta no decréscimo da vida útil do

material isolante do motor pelas razões descritas na seção 2.10.

88

A Figura 4.18 apresenta o motor elétrico durante a realização dos testes

em laboratório.

Figura 4.18: Motor elétrico sendo testado em laboratório.

89

Capítulo 5 – Conclusões e sugestões

A tecnologia de conversores de freqüência para o uso em aplicações

industriais, assim como sua interação com os motores elétricos são relativamente

recente. O tema torna-se ainda mais atual quando o estudo é dirigido à

conversores de freqüência acionando motores elétricos em média tensão (> 690

V). Apesar de muitas pesquisas e investimentos já terem sido realizados e novos

conceitos terem sido implementados, este é ainda um campo de intensos estudos

na engenharia moderna e muito ainda se busca em termos de compreensão,

aprimoramento e desenvolvimento do universo que envolve tal tema.

Os aspectos normativos que estabelecem os conceitos dos fenômenos que

se fazem presentes e os requisitos mínimos a serem atendidos em projetos,

testes e desempenho em operação de materiais isolantes utilizados em motores

elétricos acionados por conversores de freqüência, ainda são consideravelmente

novos, sendo que, algumas normas ainda estão em fase de elaboração, com os

textos sendo comentados e votados pelas comissões avaliadoras. Entretanto, os

sistemas de isolação dos enrolamentos de motores a serem acionados através de

conversores de freqüência e a tecnologia de tais conversores, estão sendo

desenvolvidos rapidamente. Adicionalmente, há pesquisas em andamento com o

objetivo de se obter os melhores métodos para se testar tais sistemas de

isolação.

Pode ser dito, portanto, com relação ao estabelecimento de normas

técnicas para operação dos motores de indução no contexto dos acionamentos

eletrônicos, que se trata de assunto que ainda apresenta uma relativa falta de

compreensão no que se refere ao desempenho e dificuldades operativas. O

estabelecimento final de normas técnicas para operação dos acionamentos com

controle de campo orientado parece um pouco distante. Alguns dos problemas

estão associados à injeção de harmônicos gerada pela grande maioria dos

conversores existentes na indústria e ainda, à variação rápida de tensões

inerentes às formas de onda produzidas.

90

Neste trabalho foram analisados os diversos fatores de influência que os

conversores de freqüência apresentam aos motores elétricos, fazendo com que

estes solicitem por materiais isolantes em seus enrolamentos com características

aptas a trabalharem sob as novas exigências e fazendo com que o tempo de vida

de operação do motor elétrico permaneça sob condições economicamente

viáveis.

A vida útil dos motores elétricos acionados por conversores de freqüência

pode ser prolongada com a utilização de materiais isolantes nos enrolamentos

dos motores, aptos a suportar as novas exigências estabelecidas pelos

conversores de freqüência. No entanto, o entendimento dos fatores que envolvem

a interação “conversor de freqüência-motor elétrico” é fundamental para o

desenvolvimento e implementação de tais materias isolantes, fazendo com que os

mesmos apresentem características adequadas à nova aplicação. Assim,

investimentos em pesquisas por novas tecnologias de materiais isolantes têm sido

feitos por fabricantes de motores elétricos, fios e materiais isolantes.

Dentre as condições apresentadas pelos conversores de freqüência, é a

repetibilidade dos pulsos de tensão provenientes do chaveamento do conversor

PWM, associada ao “rise-time”, que causam os maiores danos à isolação do

motor, diminuindo sua vida útil e aumentando às possibilidades de uma falha

elétrica.

Pode-se ainda concluir que os desenvolvimentos recentes em materiais e

vernizes utilizados nos sistemas de isolação dos motores elétricos têm melhorado

consideravelmente as características térmicas, mecânicas e dielétricas de tais

sistemas de isolação, fazendo com que os mesmos apresentem características

superiores às exigências mínimas descritas nas normas atualmente existentes.

Com o objetivo de otimizar o projeto do motor elétrico a ser acionado por

conversor de freqüência, naquilo que se refere ao sistema de isolação do motor, é

imprescindível o levantamento detalhado das características operacionais do

conversor, bem como da instalação em que o motor será utilizado, tais como a

utilização ou não de filtros e o comprimento do cabo entre o motor e o conversor.

Conhecendo-se tais parâmetros, poder-se-á projetar o motor elétrico

91

especificamente para a instalação em questão, com o fornecimento de uma

máquina com sistema de isolação apropriado para a aplicação e normalmente

mais competitivo economicamente. Ou seja, motores a serem acionados através

de conversores de freqüência, especialmente os motores de grande porte,

deverão ser cuidadosamente projetados para tal aplicação, sendo que, motores

concebidos para acionamentos através de rede senoidal, não estão aptos

tecnicamente para a operação com tais conversores.

Os resultados dos testes apresentados no Capítulo 4 mostram que a

elevação de temperatura apresentada nas fases do motor de média tensão

quando acionado por conversor de freqüência poderá ser de até 9,9°C superior à

temperatura apresentada pelo mesmo motor quando acionado diretamente na

rede de alimentação. Tal diferença de temperatura obtida nas fases do motor foi

sempre superior a 5,8°C.

Os números obtidos em laboratório mostram que os valores para o fator de

potência são sensivelmente menores para o motor acionado com conversor de

freqüência do que aqueles com o motor acionado direto na rede de alimentação,

resultado do considerável acréscimo da Taxa de Distorção Harmônica

apresentada pela corrente de linha do motor quando o mesmo é acionado por

conversor de freqüência. Consequentemente, o rendimento apresentado pelo

motor quando acionado direto na rede de alimentação foi superior ao rendimento

do motor quando acionado através de conversor de freqüência conforme

apresentado pela figura 4.10.

Tais fatores podem contribuir sobremaneira para o decréscimo da vida útil

do material utilizado no sistema isolante do motor e consequentemente, na vida

útil do mesmo.

Em função da falta de disponibilidade do dinamômetro do laboratório de

testes da WEG Automação, não foram realizados todos os ensaios inicialmente

pretendidos para o conjunto motor-conversor de freqüência. Desta forma, ensaios

adicionais poderão ainda ser feitos para tais equipamentos, considerando as

seguintes condições:

92

Com o motor elétrico sendo acionado diretamente na rede de

alimentação através de contactor e transformador de 4 MVA com

secundário em 4.160V, reduzir a carga aplicada pelo dinamômetro na

ponta de eixo do motor para valores de torques iguais a 75%, 50% e 25%

do valor nominal. Para tais condições registrar os valores de temperatura

até a estabilização da mesma.

Com o motor acionado através de conversor de freqüência com

retificador de 12 pulsos sendo alimentado por transformador defasador,

registrar as condições de operação do motor, ou seja, torque, velocidade,

potência de entrada, potência do conversor, potência do motor,

rendimento do transformador + conversor e rendimento do motor.

Considerar a realização de tais registros para as seguintes freqüências

de saída do conversor: 50Hz, 40Hz, 30Hz, 20Hz e 10Hz. Considerar

ainda, para cada uma das freqüências citadas, as seguintes condições

de torque de carga: 100%, 90%, 75%, 50% e 25%.

Com o motor acionado através de conversor de freqüência conforme

acima descrito, registrar também sua elevação de temperatura até a

estabilização da mesma para as seguintes freqüências de saída do

conversor: 50Hz, 40Hz, 30Hz, 20Hz e 10Hz. Considerar ainda, para cada

uma das freqüências citadas, as seguintes condições de torque de carga:

100%, 90%, 75%, 50% e 25%.

Desta forma, o comportamento da temperatura do motor para condições de

torques iguais a 75%, 50% e 25% do valor nominal poderá ser comparado para as

diferentes condições, ou seja, para o motor acionado diretamente na rede de

alimentação e para o motor acionado através do conversor de freqüência em 60

Hz.

Com o universo maior de valores, obtidos experimentalmente com os

testes adicionais aqui propostos, novas conclusões poderão consequentemente

ser obtidas em decorrência das novas análises.

Como sugestão para a realização de experimentos práticos, pode-se ainda

arquitetar a realização de testes de medidas de descargas parciais em motores

de média tensão acionados por conversores de freqüência. Os resultados então

poderão ser comparados com os valores de descargas parciais apresentados na

93

isolação do mesmo motor quando acionado diretamente pela rede de

alimentação. Desta forma, poder-se-á obter valores precisos do aumento do nível

de descargas parciais no isolamento do motor imposto pelo acionamento com o

conversor de freqüência. No entanto, como o equipamento de medição de

descargas parciais é acentuadamente sensível às interferências do ambiente e

outros equipamentos que estão eventualmente em funcionamento, as medições

certamente seriam prejudicadas em função do trabalho de chaveamento dos

IGBTs do conversor nas proximidades do motor. Uma solução então, seria

enclausurar o motor com material que possa blindar o mesmo das influências

causadas pelo chaveamento eletrônico do conversor de freqüência. Certamente

os custos e a logística envolvida deverão ser considerados, principalmente

quando tais testes utilizam equipamentos de grande porte como motor e

conversor de média tensão.

94

ANEXO 1 – DESCRIÇÃO DO PROCESSO DE REFLEXÃO DE ONDAS DE TENSÃO NO CABO ENTRE O MOTOR ELÉTRICO E O CONVERSOR DE FREQÜÊNCIA UTILIZANDO A TEORIA DE LINHAS DE TRANSMISSÃO.

Uma linha de transmissão pode ser aproximada por uma rede com os

parâmetros distribuídos através da linha. Um segmento da linha com comprimento Δz pode ser representado pelo circuito elétrico da figura A3.1.

Figura A1.1: Circuito equivalente de um elemento de uma linha de transmissão com um comprimento Δz.

O circuito da Figura A1.1 é composto basicamente por quatro elementos assim descritos:

o R é a resistência de ambos os condutores por unidade de comprimento em Ω/m;

o L é a indutância em ambos os condutores por unidade de comprimento em H/m;

o G é a condutância do meio dielétrico por unidade de comprimento S/m;

o C é a capacitância entre os condutores por unidade de comprimento em F/m;

95

Utilizando a Lei de Kirchhoff para tensões (lei das malhas) no circuito da figura A1.1 tem-se:

, . ∆ . , . ∆ , ∆ , 0 (A1.1)

a qual pode ser escrita como:

∆ , ,∆

. , , (A1.2)

e, fazendo ∆ 0 tem-se:

, . , , (A1.3)

Assim, obtém-se uma equação contendo R e L.

Para obter outra equação relacionando G e C aplica-se ao circuito da figura A1.1 a Lei de Kirchhoff para correntes (lei dos nós). Tem-se então:

, . ∆ . ∆ , . ∆ ∆ , ∆ , 0 (A1.4)

e, fazendo ∆ 0 , tem-se:

, , , (A1.5)

As equações A1.3 e A1.5 são denominadas equações gerais de linha de transmissão e, aplicando-se a transformada de Laplace em tais equações pode-se obter:

, , (A1.6)

, , (A1.7)

As equações A1.6 e A1.7 podem ser utilizadas para ser obter a constante de propagação e a impedância característica da linha. Assim, derivando-se ambos os lados da igualdade nas equações A1.6 e A1.7, obtém-se:

96

, ,

, , (A1.8)

e, as equações A1.6 e A1.7 podem ser reescritas:

, , (A1.9)

, , (A1.10)

onde o termo é a constante de propagação da onda no cabo entre o motor elétrico e, o conversor de freqüência

A solução das equações diferenciais (A1.9) e (A1.10) é:

, , , (A1.11)

, , , (A1.12)

onde os dois termos em cada equação denota ondas viajando na direção positiva e negativa ao longo de z respectivamente.

A impedância característica de uma linha de transmissão é a razão entre a tensão e a corrente para uma linha infinitamente longa. Para uma linha infinitamente longa com a fonte na extremidade esquerda do circuito apresentado na Figura A1.1, não há ondas refletindo. Então, existem somente as ondas viajando na direção positiva de z, ou seja, somente os termos com e nas equações A1.11 e A1.12.

Reescrevendo A1.6 tem-se:

, , (A1.13)

e de A1.11 vem,

97

, (A1.14)

Assim, de A1.13 e A1.14 temos,

, (A1.15)

Portanto,

, . , (A1.16)

Logo, pode-se definir a impedância característica do cabo de alimentação entre o motor e conversor de freqüência como:

(A1.17)

Note que a impedância característica é independente de z.

Conforme já mencionado anteriormente, num cabo infinitamente longo há somente ondas viajando no sentido positivo de z e, não há ondas refletidas. Assim, o segundo termo das equações A1.11 e A1.12 é zero. Se considerarmos um cabo com impedância característica , com o comprimento l, uma constante de propagação e, conectado numa das extremidades à uma carga de impedância e, na outra à uma fonte, a distribuição de tensão e corrente no cabo pode ser calculado como:

z’ IL ZLcosh z’ senh z’ V (A1.18)

z’ IL ZLsenh z’ cosh z’ A (A1.19)

Onde z’= l –z é a distância medida à partir da carga. As equações A1.18 e A1.19 são obtidas à partir das equações A1.11 e A1.12 em z=0 e z=l. As equações A1.18 e A1.19 são resolvidas com funções hiperbólicas e usando o fato que

(A1.16)

98

Figura A1.2: Cabo com impedância característica e com carga ZL acoplada numa das extremidades.

Se uma fonte de tensão EG(s) com uma impedância interna ZG(s) alimenta um cabo em z=0 e, uma carga ZL(s) é acoplada ao cabo em z=l, as condições de contorno são:

V(l,s)= ZL(s).I(l,s) (A1.17)

V(0,s) = EG(s) - ZG(s).I(0,s) (A1.18)

,

. (A1.19)

com,

(A1.20)

(A1.21)

Com o objetivo de interpretar a equação 1.19, a resistência R e a condutância G são consideradas nulas. Assim, V(z,s) pode ser reescrita:

, (A1.22)

99

com,

τ l√LC (A1.23)

(A1.24)

Tendo em mente que uma função exponencial no domínio de Laplace representa um atraso de tempo no domínio do tempo, nota-se que o primeiro termo pode ser interpretado como uma onda viajando, sem qualquer deformação, dos terminais da fonte para os terminais da carga com uma velocidade:

√ (A1.25)

O segundo termo representa uma onda viajando dos terminais da carga para os terminais da fonte. Em t= esta segunda onda inicia em z=l e alcança z=0 em t=2 . A reflexão da frente de onda é determinada por . Cada termo na equação (A1.22) pode então ser interpretado de maneira similar.

100

ANEXO 2 - Materiais Dielétricos Para Máquinas Elétricas Girantes

As três partes principais do estator são:

Condutores de cobre;

Chapas do estator;

Isolação;

O cobre é o condutor das correntes do estator. Os condutores de cobre devem

possuir uma seção transversal grande o suficiente para conduzir a corrente sem

sobreaquecer.

A Figura A2.1 mostra o esquema simplificado dos enrolamentos do estator de

uma máquina trifásica. O diagrama mostra que cada fase possui um ou mais

caminhos paralelos. Cada caminho paralelo consiste em várias bobinas

conectadas em série. Cada bobina consiste em um grupo de espiras.

As chapas do estato, em laminas de aço magnético, atuam como um caminho

de baixa relutância para o fluxo magnético do estator para o rotor, ou vice versa.

101

Figura A2.1 – Diagrama esquemático simplificado da bobinagem do estator conectado em

estrela com duas bobinas em paralelo por fase.

Finalmente, temos o isolante elétrico. Diferentemente do cobre e do aço, a

isolação não ajuda a produzir ou direcionar o fluxo magnético. Projetistas de

máquinas elétricas gostariam de eliminar a isolação elétrica, já que esta ocupa

um espaço que poderia ser ocupado por cobre, o que faz com que se aumente o

tamanho e preço da máquina, e reduz sua eficiência, sem criar torque. A isolação

tem como objetivo principal evitar curto circuito entre os condutores e as partes

aterradas. No entanto, sem o isolante, os condutores iriam entrar em contato uns

com os outros ou com o pacote de chapa, causando correntes indesejadas e

funcionamento impróprio da máquina. Os isolantes devem ser também bons

condutores térmicos, para que assim o calor gerado nos condutores, seja extraído

da máquina, para que não haja sobreaquecimento. A isolação deve dar

sustentação mecânica de forma que os condutores fiquem em seus devidos

lugares e não venham a vibrar.

102

Será discutido a seguir, que o sistema de isolação do estator é composto por

vários materiais dielétricos, onde cada um possui suas características e suas

funções.

O sistema de isolação dos circuitos rotóricos, como por exemplo, em

máquinas de rotor bobinado, pólos de excitação de máquinas síncronas, é bastante

semelhante ao do estator.

No caso de máquinas de gaiola de esquilo, os condutores de cobre, alumínio

ou latão são diretamente colocados no núcleo de chapas do rotor, não havendo

necessidade de isolamento dos condutores.

No presente trabalho será analisado apenas o sistema de isolamento do

estator, porque é o mais representativo quando se trata de máquinas elétricas

girantes.

Quando se considera o sistema de bobinagem do estator, existem dois tipos

básicos de estruturas:

Bobina com fios circulares (Random-wound)

Bobina pré-formada (Form-wound)

O critério utilizado na WEG Máquinas para alimentação senoidal é:

- Máquinas com tensão nominal ≤ 1.000V e carcaça ≤ 450 utilizam fio circular;

- Máquinas com tensão nominal > 1.000 V ou carcaça > 450 utilizam bobina

pré-formada;

As bobinas com fios circulares são formadas por condutores circulares de

cobre eletricamente isolados, que são inseridos nas ranhuras manualmente ou

mecanicamente formando o enrolamento da máquina. Cada espira pode, a principio,

estar localizada em qualquer lugar na ranhura, daí o nome de “Random-wound” o

que significa bobinagem aleatória. Como a posição da espira é aleatória ela pode

estar em contato com qualquer outra espira da bobina, independente da tensão da

espira. Assim, uma espira adjacente ao terminal de alimentação pode estar em

contato com outra espira que esta adjacente ao terminal do neutro. Isso limita o uso

103

deste tipo de bobinagem a máquinas de baixa tensão. A Figura A2.2 mostra um

estator com bobinas de fios circulares já devidamente isolados.

Já a bobinagem com bobinas pré-formadas utiliza barras de cobre isoladas e

pré-formadas antes da inserção nas ranhuras. Usualmente, cada bobina pode ter 2

ou mais espiras, onde várias bobinas conectadas em série formam o número

apropriado de pólos. O projeto é feito levando em consideração que cada espira em

uma bobina esteja adjacente à outra que resulte a menor diferença de tensão entre

elas. Assim, diminuindo a tensão entre espiras, um isolante mais fino pode ser

utilizado para separá-las. Por exemplo, numa máquina de 4.160 V entre fases (2.400

V fase-terra), cuja bobinagem tem 10 bobinas em série, e cada uma possui 10

espiras, resultando em 100 espiras entre fase e terra e, máxima tensão entre espiras

adjacentes é de 24 V. Caso esta precaução não seja tomada, a tensão entre espiras

pode ser muito alta levando-o a fadiga precoce.

A Figura A2.3 mostra um estator com bobinas pré-formadas já isolado.

Figura A2.2 – Estator com bobinas de fio circular.

104

Figura A2.3– Estator com bobinas pré-formadas.

A.1- O sistema de isolação do estator O sistema de isolação possui vários componentes dielétricos, que juntos

garantem que o curto circuito não ocorra dentro da máquina. Eles devem permitir a

transmissão do calor gerado pelas perdas joules dos condutores e fornecer

sustentação mecânica para que os condutores não vibrem devido a ação das forças

magnéticas.

Os materiais dielétricos da isolação dos condutores são responsáveis pela

transferência do calor gerado pelos condutores até a chapa do estator onde o calor é

dissipado. Portanto os materiais dielétricos do sistema de isolação devem apresentar

uma baixa resistividade térmica, ou seja, uma alta condutividade térmica, e devem

ser livrem de lacunas de ar, pois os “gaps” de ar possuem baixa condutividade

térmica o que prejudica a transferência de calor. Portanto, do ponto de vista térmico,

os dielétricos aplicados em isolamento de máquinas elétricas devem manter suas

propriedades térmicas e dielétricas nas temperaturas de operação da máquina.

105

Existem forças magnéticas agindo sobre os condutores de cobre. Essas forças

são resultantes de forças magnéticas, que agindo sobre cada fio de cobre individual,

faz com que a bobina ou a barra vibre dentro da ranhura. O sistema de isolação deve

estar apto a suportar essas forças de vibração e dar sustentação aos condutores

para que estes permaneçam em seus devidos lugares.

Além das propriedades já mencionadas, os materiais dielétricos devem

apresentar resistência à tração e resistência ao desgaste, para resistir às solicitações

mecânicas durante o processo de fabricação e inserção das bobinas nas ranhuras,

garantido a qualidade e o bom desempenho do sistema de isolamento da máquina.

Todo sistema de isolamento dos circuitos estatóricos apresenta três

componentes que devem ser cuidadosamente isolados:

• Isolação do fio;

• Isolação entre espiras

• Isolação contra massa;

Analisaremos a seguir o isolamento de cada um dos componentes.

A1.1- Isolação do fio Em bobinas constituídas de fios circulares a isolação do fio funciona também

como isolação entre espiras. A tensão que aparece entre os fios é de apenas

algumas dezenas de volts, assim esta isolação pode ser fina. Esta isolação deve ter

boa aderência ao fio, e por estar em contato direto com a fonte geradora de calor,

deve ter boa condutividade térmica e suportar as mais altas temperaturas do estator.

A figura A2.4 mostra o sistema de isolamento na ranhura de uma bobina formada por

fios circulares. Observe que os fios estão dispostos lado a lado, podendo, devido sua

característica aleatória ter fios cruzados onde a diferença de potencial é maior.

O isolamento do fio circular é feito com um esmalte sintético, executado em

duas camadas. A primeira denominada de Base é executada com esmalte à base de

poliesterimida, fica em contato direto com o condutor nu. A segunda camada

denominada de Capa é executada com esmalte à base de poliamidaimida é

depositada sobre a Base, cuja função base é aumentar a resistência mecânica.

106

Figura A2.4 – Seção transversal de uma ranhura com uma bobina de fio circular.

Os fios circulares são classificados de acordo com o seu grau de isolamento.

Na Weg são utilizados dois fios circulares isolados e classificados como:

Fio Grau 2:

Espessura do isolamento 0,12mm;

Base: Esmalte à base de poliesterimida com 80% da espessura do

isolamento;

Capa: Esmalte à base de poliesterimida com 20% da espessura do

isolamento.

Fio Grau 3:

Espessura do isolamento 0,15mm;

Base: Esmalte à base de poliesterimida com 40% da espessura do

isolamento;

Capa: Esmalte à base de poliesterimida com 60% da espessura do

isolamento.

107

O esmalte a base de poliesterimida utilizado na execução da Base, apresenta

as seguintes propriedades dielétricas:

Rigidez dielétrica: 8 kV/mm

Classe térmica: H (220°C)

A Capa que é executada com esmalte a base de poliamidaimida, apresenta as

seguintes propriedades dielétricas:

Rigidez Dielétrica: 8 kV/mm

Classe térmica: H (220°C)

O fio grau 3 é normalmente aplicado nas máquinas com tensão maior que

690V ou acionados por inversor de frequência.

Nas bobinas pré-formadas os fios dentro da ranhura não apresentam uma

distribuição aleatória. Obedecem a uma disposição escolhida no projeto com o

objetivo de reduzir a tensão entre espiras. A figura A2.5 mostra um corte transversal

de uma ranhura contendo uma bobina pré-forma.

108

Figura A2.5 - Seção transversal de uma ranhura com uma bobina pré-formada. As bobinas pré-formadas são constituídas por fios retangulares e que devem

ser adequadamente isolados. A qualidade e a rigidez dielétrica do isolamento do fio

garante o isolamento entre espiras.

Os fios retangulares possuem quatro diferentes tipos de isolamento

dependendo da aplicação:

1. Fios de cobre esmaltados;

2. Fios de cobre esmaltados recobertos com uma ou duas camadas de filamentos

de vidro;

3 .Fios de cobres nus recobertos com fita a base de mica;

4 .Fios de cobre esmaltados recobertos com fita a base de mica.

109

A figura A2.6 mostra os quatro tipos de isolamento dos fios retangulares.

Figura A2.6– Isolação de fios para bobina pré-formada

As características da fita a base de mica tem como composição de papel de

mica com moscovita calcinada impregnada com resina epóxi. Possui os seguintes

dados técnicos:

Espessura nominal: 0,09 mm

Espessura depois de prensada 0,06 ±0,015 mm

Resistência a tração: > ou = 20 N/cm

Tensão de ruptura: 7 kV

Classe térmica: F(155°C).

A1.2 - Isolação entre espiras

O propósito da isolação entre espiras é a prevenção de curtos entre as espiras

na bobina. Para se ter uma idéia de grandeza de valores das correntes de curto de

110

espiras, podemos comparar um curto entre espiras com a relação de correntes e

número de espiras de um transformador. Considerando que a espira curto circuitada

se comporta como o secundário de um transformador e que as não curto circuitadas

se comportam como o primário, podemos escrever a relação:

sspp InIn = (A2.1)

Onde pn se refere ao número de espiras do primário, sn número de espiras do

secundário, pI é a corrente do primário e sI é a corrente do secundário.

Assim antes do curto temos o número de espiras e a corrente nominal, após o

curto o número de espiras diminui para uma espira e a corrente sobe com uma

relação de valor da ordem do número de espiras, ou seja, para uma máquina com

100 espiras a corrente de curto entre espiras será 100 vezes maior que a corrente

nominal. Consequentemente, uma grande corrente vai circular pelas espiras e

rapidamente a temperatura vai subir. Normalmente, essa alta corrente causará a

fusão do cobre e assim afetará a isolação contra massa. Claramente a isolação entre

espiras fará com que o enrolamento tenha uma vida útil longa.

A figura 2.7 mostra um corte transversal de uma bobina pré-formada e

mostrando o isolamento para a massa, isolamento entre espiras e o isolamento dos

fios.

111

Figura 2.7– Corte transversal de uma bobina pré-formada.

A tensão entre espiras numa bobina constituída de fios circulares pode

assumir valor igual à tensão nominal da máquina, porque por definição as espiras

com fio circular são colocadas nas ranhuras aleatoriamente podendo ter fases

diferentes adjacentes na saída das ranhuras. Portanto o isolamento do fio deve

garantir o isolamento entre espiras. Devido a este fato de a tensão entre espiras

poder ser a tensão nominal da máquina, raramente é utilizado fio circular para

máquinas com tensão entre fases maior que 690 V.

Em bobinas pré-formadas a tensão entre as espiras adjacentes nas bobinas

são melhores definidas, assim, sabendo o número de espiras de uma bobina,

quantas bobinas possuem uma fase e a tensão na fase é possível determinar a

tensão entre espiras. Por exemplo, para um motor com tensão eficaz 4.160 V fase-

fase, 2.400V fase-terra, 20 bobinas/ fase e 5 espiras/bobina, teremos uma tensão

entre espiras de 24 V. Em geral a tensão entre espiras varia de 10 Vac, para

pequenas máquinas, até 250 Vac grandes máquinas com bobinas pré-formadas.

A isolação entre espiras para bobinas pré-formadas por ser exposta a grandes

transientes de tensão, associados a utilização de contatores a vácuo no ligamento

das máquinas na rede, operação com inversor de frequência, ou descargas

atmosféricas. Esses altos transientes de tensão causarão o stress da isolação entre

espiras e consequentemente diminuirão a sua vida útil.

112

Antes de 1970, a isolação do fio e a isolação adicional entre espiras eram

separadas conforme mostrado na figura 2.7 Este isolamento adicional entre espiras

era difícil de executar, e não garantia a efetiva isolação entre espiras, principalmente

nas curvas dos condutores na cabeça da bobina. Após 1970 o isolamento adicional

entre espiras foi eliminado e o isolamento do fio melhorado para garantir o

isolamento entre espiras. A eliminação deste isolamento adicional foi possível pela

melhoria da qualidade do dielétrico empregado na isolação do fio. A fita a base de

mica contribuiu muito para este aperfeiçoamento. A figura 2.8 mostra o isolamento do

fio retangular com fita de mica.

Figura 2.8 – Isolação fio e isolação entre espiras.

A1.3 - Isolação principal ou “contra massa”.

A isolação “contra massa” ou isolação “principal”, é o componente que isola os

condutores em relação ao pacote de chapas que é aterrado na caraça. A ruptura da

isolação contra massa normalmente é ocasionada por uma falta a terra, deixando

máquina sem condições de operar. A isolação contra massa é determinante na vida

útil da máquina. Para que uma máquina tenha vida útil longa, a isolação contra

massa deve reunir rigorosas características dielétricas, térmicas e mecânicas.

113

A1.3.1 - Isolação principal para Bobinas de fio circular

A isolação contra a massa para as bobinas fabricadas com fio circular é feita

isolando a ranhura com papel dielétrico conforme mostrado na figura A2.9

A espessura da isolação é dimensionada normalmente para garantir a tensão

nominal de até 600V. O papel dielétrico para classe H é o NOMEX e para a classe F

é o papel NMN formado por três camadas de Nomex, Myler, Nomex. O isolamento

para a massa em máquina maiores com bobina de fio circular é feito por dois papéis

dielétricos na ranhura. O primeiro fica diretamente em contato com os condutores e o

segundo em contato com o pacote de chapas. O papel que fica em contato

diretamente com os condutores fica submetido a maiores temperaturas enquanto que

o segundo que fica em contato com o pacote de chapas a solicitação térmica é

menor, porém mecanicamente é mais solicitada, principalmente a resistência à

abrasão.

O Nomex é um papel isolante de alta rigidez dielétrica, e boa robustez

mecânica. Por ser laminado, suas propriedades dependem da direção de laminação,

assim como as chapas de aço silício. Em algumas aplicações, é necessário orientar

o papel na direção ótima para obter melhor desempenho. O material é compatível

com todas as classes de vernizes isolantes. O Nomex possui classe térmica H. Os

valores de rigidez dielétrica são em função da espessura do papel estão mostrados

na tabela A2.1.

Tabela A2.1- Tabela de rigidez dielétrica do Nomex em função da espessura. Espessura (mm) 0,05 0,125 0,25 0,5 0,75

Rigidez Dielétrica (kV/mm) 39 55 63 55 49

Quando não se fizer necessária classe térmica H, utiliza-se o NMN, que se

trata de um composto isolante, combinando filme de poliéster (Myler) entre duas

camadas de Nomex. O NMN é uma alternativa econômica para classe F. Os valores

de rigidez dielétrica são em função da espessura do papel NMN estão mostrados na

tabela A2.2.

114

Tabela A2.2- Tabela de rigidez dielétrica do NMN em função da espessura. Espessura (mm) 0,16 0,23 0,30 0,36 0,45

Rigidez Dielétrica (kV/mm) 8 10 15 18 25

A figura A2.9 mostra um estator com Nomex nas ranhuras.

Figura A2.9 – Estator com NOMEX como isolação contra massa nas ranhuras. Após as ranhuras isoladas as bobinas inseridas nas ranhuras é necessário

impregnar o isolamento para preencher todos os espaços vazios com resina

dielétrica.

A impregnação nas bobinas de fio circular é feita de duas formas:

• Por gotejamento

• Por imersão

Na impregnação por imersão, o estator, já com as bobinas nas ranhuras, é

pré-aquecido e em seguido submergido no tanque contendo a resina dielétrica.

Quando os espaços vazios estão completamente cheios de resina, o estator é

retirado e levado para estufa para que a resina seja curada. A resina dielétrica de

impregnação é a base de poliéster imídico insaturado, cuja rigidez dielétrica é de 60

kV/mm.

115

A impregnação por gotejamento é feita com o estator na horizontal, já com as

bobinas nas ranhuras, onde ele é pré-aquecido. Em seguida o estator é montado

sobre rolos inclinados. O estator ficará girando enquanto a resina é gotejada sobre a

cabeça de bobina no lado mais alto, fazendo com que a resina vá aos pouco

escoando ao outro lado do estator. Após esta etapa o estator é levado ao estufa para

curar a resina. A resina utilizada no gotejamento é a base de epóxi cuja rigidez

dielétrica é de 20 kV/mm.

Apesar da resina epóxi apresentar uma menor rigidez dielétrica que a resina à

base de poliéster, é mais efetiva no isolamento da máquina porque no processo de

isolamento por gotejamento o preenchimento dos espaços vazios é melhor. No

processo por imersão, durante o processo de cura da resina uma parte dela escoa

podendo deixar espaços vazios no interior da ranhura.

A1.3.2 - Isolação principal para bobinas pré-formadas

A isolação para a massa das bobinas pré-formadas desempenha um papel

importante para a vida útil da máquina. Normalmente a bobina pré-formada é usada

em máquinas de média tensão da ordem de até 15 kV. Para estes níveis de tensão o

material dielétrico deve apresentar propriedades dielétricas muito boas. O processo

de fabricação deste isolamento deve garantir a repetibilidade das características do

isolamento.

O processo de fabricação das bobinas pré-formadas apresenta três etapas

distintas:

Conformação da bobina;

a) Isolamento da bobina;

b) Impregnação das bobinas.

A conformação da bobina é feita a partir do fio retangular já isolado, enrolando

os fios na forma trapezoidal ou forma de peixe conforme mostrado na figura A2.10. O

número de voltas do fio nesta forma da bobina é definido pelo número de espiras por

bobina necessárias ao enrolamento.

A bobina uma vez enrolada na forma trapezoidal é submetida a uma

prensagem para garantir o alinhamento e a compactação dos condutores. A figura

116

A2.10 mostra a prensa onde as bobinas estão submetidas à prensagem de

compactação.

Figura A2.10-Fabricação da bobina na forma trapezoidal ou forma de peixe.

Figura A2.11 –Prensagem de compactação da bobina pré-formada

Com os condutores devidamente compactados, a bobina está pronta para ser

expandida e conformada na sua forma definitiva. Esta expansão deverá garantir as

dimensões finais da bobina para que ela possa ser inserida nas ranhuras atendendo

o passo especificado. A figura A2.12 mostra a máquina de expansão da bobina e

uma bobina expandida.

117

Figura A2.12 – Expansão da bobina pré-formada.

A segunda etapa no processo de fabricação de uma bobina pré-formada

consiste na aplicação da fita de mica. A isolação principal de uma bobina pré-

formada é feita com um material produzido com papel de mica tipo muscovita não

calcinado reforçado em um dos lados com tecido de fibra de vidro e impregnado com

baixo teor de resina epóxi, sendo que a fita contém o acelerador responsável pelo

início do processo de gelatinização e cura da resina de impregnação. A fita é

pigmentada na cor avermelhada para identificação. Na figura A2.13 é mostrada uma

amostra da fita de mica aplicada no isolamento da massa.

Figura A2.13- Amostra da fita de mica.

118

A fita é flexível, de fácil aplicação e ótima moldabilidade, sendo que o teor de

resina baixo, permite grande capacidade de absorver a resina no papel de mica,

apresentando assim ótimas características mecânicas e elétricas. A fita apresenta

classe térmica “F”.

A aplicação da fita é feita através de uma máquina garantindo o espaçamento

e a pressão adequada. Na figura A2.14 é mostrado uma bobina já expandida e

devidamente isolada.

Figura A2.14- Bobina expandida e isolada com fita de mica.

A tabela A2.3 mostra as características técnicas da fita de mica empregada no

isolamento para a massa das máquinas elétricas com tensão até 15 kV.

Tabela A2.3: Características técnicas da fita de mica.

Propriedades Normas Especificação

Espessura (mm) IEC-371.2 0,15 +/- 0,03

Gramatura total (g/m²) IEC-371.3 200 +/- 20

Gramatura Papel de mica (g/m²) IEC-371.4 160+/- 16

Gramatura do Tecido de vidro

(g/m²) IEC-371.5 23 +/- 2

Teor de resina (g/m²) IEC-371.6 12 a 14

Teor de acelerador (g/m²) - 4 +/- 1

Resistência à tração linear (N/mm) ASTM D-828/60 mín. 8

119

Uma vez as bobinas expandidas e isoladas são introduzidas nas ranhuras e

devidamente ligadas formando as três fases do enrolamento.

A terceira e última etapa no processo de fabricação das bobinas consistem no

processo de impregnação, denominado “Global Vaccum Pressure Impregnation

GVPI”.

O processo GVPI tem se mostrado altamente eficiente e confiável na

impregnação das máquinas elétricas girantes para as mais diversificadas aplicações.

Este sistema é aplicado em máquinas de baixa, média e altas tensões que utilizam

bobinas pré-formadas de 380 a 15.000V. Neste processo pode ser impregnado o

estator e o rotor completo ou apenas as bobinas ou barras quando for o caso.

A resina de impregnação aplicada é à base de epóxi cujas características

técnicas se encontram na tabela A2.4.

Tabela A2.4: Características técnicas da resina epóxi de impregnação GVPI.

Propriedades Normas Especificação

Resistência a flexão (N/mm²) ISO 178 125-130

Deformação da superfície (%) ISO 178 4.5-5.5

Temperatura de transição vítrea (°C) IEC 1006 135-150

Rigidez dielétrica kV/mm IEC 243-1 25-30

Classe de isolação IEC 85 H

Os parâmetros da tabela A2.4 foram obtidos em corpo de prova não

reforçados na temperatura de 23°C. A cura com 24h na temperatura de 80°C, com

tempo adicional de 10h na temperatura de 140°C.

A qualidade do isolamento de máquinas até 15 kV depende fortemente do

processo de impregnação. Portanto nesta terceira etapa é preciso seguir

rigorosamente o procedimento e os parâmetros definidos no processo GVPI.

O processo GVPI de impregnação é dividido em 4 etapas conforme segue:

120

1) A peça a ser impregnada, é pré-aquecida na estufa, e em seguida é colocada

no tanque de impregnação. É feito um vácuo da ordem de 0,5 mbar, que é

mantido por aproximadamente 30 minutos, conforme mostra a figura A2.15.

Figura A2.15.- Inicio da impregnação, vácuo de 0,5mbar por 30 minutos.

2) Na segunda etapa a resina de impregnação é introduzida no tanque até que

toda a peça a ser impregnada esteja coberta. A figura A2.16 mostra a resina

de epóxi sendo adicionada no tanque.

Figura A2.16- A resina epóxi de impregnação é introduzida no tanque.

121

Nesta etapa o vácuo da primeira etapa é mantido por três horas, e a

capacitância da isolação começa a ser monitorada. A figura A2.17 mostra a

variação da capacitância durante o processo de impregnação. A rampa inclinada

a partir da 9h30min, indica que a resina começa a ser inserida, e assim segue

crescendo a medida que a resina ocupa os espaços vazios do isolamento.

Figura A2.17 – Gráfico da capacitância do isolamento durante o processo de

impregnação.

3) A terceira etapa começa após três horas de vácuo sobre a resina. Neste

momento é aplicada uma pressão de 7bar sobre a resina com o objetivo de

garantir a penetração total da resina no isolamento fazendo com que

compacto, homogêneo e principalmente isento de bolhas de ar. Neste

momento a capacitância do isolamento sofre um aumento abrupto conforme

mostrado no gráfico da figura A2.17. Uma vez atingida a capacitância máxima

o processo de penetração da resina está completo. A pressão é mantida por

mais 30 minutos. A figura A2.18 mostra esta etapa.

122

Figura A2.18 – Aplicação da pressão de 7 bars sobre a resina. 4) A quarta e última etapa consistem em retirar a resina do tanque. Em seguida o

tanque é aberto e ventilado com o estator por aproximadamente 10 minutos

para iniciar o processo de cura. Todos os materiais para isolação de

máquinas, que utilizam o processo de impregnação a vácuo e pressão

precisam necessariamente de acelerador para agilizar ao processo de cura.

Catalisador este que já está adicionado na fita de mica. A figura A2.19 mostra

a abertura do tanque e a ventilação.

123

Figura A2.19- Abertura do tanque de impregnação.

O processo de impregnação a vácuo GVPI é um processo de impregnação que

garante que o isolamento da bobina apresente um alto grau de compactação

evitando espaços vazios no interior do isolamento, que são extremamente

prejudiciais.

A1.4 - Proteção contra descargas parciais e efeito corona.

Em bobinas pré-formada, para tensão acima de 4 kV, descargas parciais podem

ocorrer entre a superfície das ranhuras e a isolação principal. Essas descargas

parciais (PDs) podem ser chamadas de efeito corona, embora alguns autores

defendam a posição que esta denominação esta incorreta, pois segundo o dicionário

da IEEE (IEEE normas 100-1996), o efeito corona é uma forma de PDs, onde o ar

circundante da região é ionizado. Porém neste trabalho será aceito a expressão

efeito corona como descarga parcial.

As PDs são criadas pela alta tensão sobre a isolação principal. Se uma pequena

bolha de ar existir na isolação principal, esta se comporta como um capacitor de

pequena capacitância e como está em série com a capacitância do isolamento, a

124

região da bolha fica submetida a uma alta diferença de potencial. Esta tensão pode

atingir níveis que pode provocar a ionização do ar contido na bolha ocorrendo então

uma descarga parcial. A continuada repetição destas descargas acabará causando a

danificação da isolação principal, levando-o ao colapso após um certo tempo de uso.

Alguns aspectos físicos sobre este processo e alguns métodos de evitar as

PDs serão discutidos a seguir.

A ruptura de uma isolação é semelhante à falência mecânica de um material.

Por exemplo, a resistência elástica de um material depende de sua natureza,

especialmente de sua composição química, e da seção transversal do material. A

falência mecânica acontecerá quando houver a ruptura do material onde ocorre o

stress mecânico. A tensão de cisalhamento dada em kPa de um material é definido

em termos de força aplicada em kN, por unidade de área dada em m². Diferentes

materiais possuem diferentes resistências elásticas. A resistência elástica do aço

excede a do cobre, que por sua vez é maior que a resistência do papel.

A rigidez dielétrica de um material é uma propriedade de cada material que

constitue o meio dielétrico. A rigidez dielétrica corresponde ao maior valor do campo

elétrico que pode ser aplicado ao meio dielétrico sem ocorrer a ionização do mesmo.

O módulo do campo elétrico E entre duas placas planas paralelas, pode ser

determinada por:

dVE = (A2.2)

Onde V é a tensão aplicada entre as placas em Volt, e d é a distancia entre as placas

em m.

A ruptura do dielétrico ocorre quando o campo aplicado E ultrapassar a rigidez

dielétrica do meio isolante.

Para descobrirmos a tensão de ruptura do material, basta aumentar a tensão

aplicada gradativamente até acontecer a ruptura, como mostrado na equação acima.

A ruptura envolve uma explosão negativa de elétrons que estão nas órbitas

dos átomos que estão livres nas moléculas dos isolantes. Estes elétrons são atraídos

pela placa positiva, e este processo é chamado de ionização. Os elétrons são

125

acelerados em direção a placa positiva sob o campo elétrico, e quando colidem com

outros átomos no caminho estes também são ionizados. Uma multidão de íons

positiva vai posteriormente viajando até a placa de cargas negativas. Os elétrons e

íons encurtam a tensão entre as duas placas. E o resultado é a ruptura do isolante.

Um exemplo de ionização do ar é a lâmpada florescente.

Para o ar na temperatura de aproximadamente 20°C e 1 atm (100 kPa) de

pressão, baixa umidade, a rigidez dielétrica é de 3 kV/mm. Como a rigidez dielétrica

de um gás depende da pressão e umidade, se o ar estiver a 300 kPa a rigidez

dielétrica será de 9 kV/mm, que para a mesma distância entre as placas é o triplo da

resistência dielétrica a 1 atm (100 kPa). A rigidez do ar e do hidrogênio é igual. A

rigidez de alguns isolantes como epóxi e poliéster é da ordem de 300 kV/mm.

A presença de bolhas de ar entre a isolação principal e a ranhura pode

provocar a ruptura desta isolação, esse processo é chamado de descarga parcial.

Para entender esse processo, considere a isolação da figura A2.20, onde é mostrada

alguma bolha de ar. Para ocorrer a ruptura dielétrica do ar na bolha, é necessário

que o campo aplicado na região da bolha seja superior à rigidez dielétrica do ar

contido na bolha.

Considerando a bolha como um capacitor de placas planas e paralelas a sua

capacitância aC pode ser calculada por:

a

aa d

AC 0ε= (A2.3)

Onde a área da seção transversal da bolha é representada por aA . A distância

entre as placas ad é a largura da bolha , 0,5 mm no exemplo mostrado na figura

A2.20. Onde 0ε é a permissividade elétrica do vácuo valendo mF /10854.8 120

−×=ε .

Considerando também o isolante da bobina como um capacitor de placas

planas a sua capacitância iC pode ser calculada por:

i

iii d

AC

ε= (A2.4)

126

A permissividade iε do material dielétrico é normalmente representada por:

0εεε rii = (A2.5)

Onde irε é chamado de permissividade relativa do material dielétrico e 0ε é a

permissividade do vácuo. Para a maioria dos materiais isolantes a constante

dielétrica é da ordem 0,4=riε . Onde a área da seção transversal do isolante é

representada por iA . A distância entre as placas id corresponde a espessura do

isolante.

Figura A2.20 - (a) Secção transversal de uma bobina com bolha de ar na isolação

principal.(b) Circuito equivalente para este caso. Como a capacitâncias da bolha e do isolamento estão em série, conforme

mostrada na figura 3.4.1 a tensão aV na região da bolha de ar pode ser calculada:

0VCC

CV

ia

ia += (A2.6)

Onde V0 é a tensão alternada aplicada e ao enrolamento da máquina.

Dependendo da relação entre as capacitâncias da bolha de ar e do isolamento da

bobina a tensão aV pode assumir valores que ultrapassam a rigidez dielétrica do

127

material isolante, causando a ionização do ar da bolha e conseqüentemente gerar

uma descarga parcial.

A descarga acontece somente na bolha de ar, pois a parte onde temos o

isolante a tensão aplicada é menor que a rigidez dielétrica do material isolante. Esse

bombardeio de íons provoca efeitos químicos que aceleram a degradação do

isolante, haja vista que a tensão de ruptura do isolante é da ordem de 300 kV/mm, o

que indica que DP no isolante seria quase impossível, porém essa degradação

acelerada reduz a vida útil do isolante.

Além das bolhas de ar entre os isolantes, o acoplamento entre a bobina

isolada e a parede da ranhura não é perfeito, ou seja, existem pequenos espaços

vazios, onde podem acontecer as DP. A figura A2.21 ilustra a região onde podem

ocorrer descargas parciais da bobina para a parede da ranhura.

Figura A2.21 - Representação microscópica da interface entre bobina isolada e ranhura

Assim para motores com tensão acima de 6.000 V é utilizada uma fita

semicondutora e outra condutora sobre a isolação principal, a qual tem a função de

equalisar a diferença de potencial ao longo da superfície da bobina em contato com a

parede da ranhura. Uma segunda função da fita condutora é aterrar a superfície do

isolamento da bobina, isto é manter o potencial de terra.

128

Figura A2.22 - (a) Ampliação do contato entre bobina e ranhura com fita semicondutiva. (b) Circuito equivalente com a fita semicondutiva.

A figura A2.22 mostra o circuito equivalente do isolamento e do contato da

bobina com a parede da ranhura. Na figura A2.22 Rs representa a resistência de

contato da bobina com a parede da ranhura. A capacitância iC representa a

capacitância do isolamento e a capacitância aC representa a capacitância do espaço

ocupado por ar entre a superfície do isolamento da bobina e a parede da ranhura.

Para se evitar as DP no contato da bobina com a parede da ranhura é necessário

eliminar o ar entre as duas superfícies e fixar a bobina na ranhura.

A proteção contra efeito corona é garantida pela utilização de duas fitas, a

condutora que evita as descargas provocadas na ranhura do estator e a

semicondutora que é responsável pela equalização do gradiente de potencial no

término do pacote do estator.

A fita condutora é composta de poliéster impregnado com verniz a base de

carbono negro. Suas principais características técnicas estão na Tabela 2.5.

Tabela A2.5 – Propriedades do poliéster da fita condutora

Propriedades Especificação Espessura (mm) 0,12 +/- 0,02 Gramatura total (g/m²) 110 +/- 11 Resistência à tração linear (N/mm) mín. 8 Resistividade superficial (Ohm/m2) 200+/-50

129

A Figura A2.23 mostra a aplicação das diversas fitas no isolamento da bobina.

Observe que a fita semicondutora é aplicada na bobina na saída da ranhura com o

objetivo de diminuir o gradiente do potencial na superfície do isolamento procurando

evitar as descargas por efeito corona.

Figura A2.23 - Ilustração das fitas condutora e semicondutora.

A fita semicondutora é composta de silicone com resina de carboneto

aplicados numa base de poliéster. As principais características técnicas da fita

semicondutora estão na Tabela A2.6.

Tabela A2.6– Propriedades da fita semicondutora

Propriedades Especificação Espessura (mm) 0,22 +/- 0,03 Gramatura total (g/m²) 360 +/- 30 Resistência à tração linear (N/mm) mín. 8

130

REFERÊNCIAS BIBLIOGRÁFICAS

[1] Bose, B. K. Power Eletronic and Motor Drives – Recent Technology Advances.

In: INTERNATIONAL SYMPOSIUM ON INDUSTRIAL ELECTRONICS (July

2002). Proceedings of the ISIE 2002, v.1, p.22-25.

[2] Bose, B. K. Energy, Environment, and Advances in Power Electronics.

IEEE Trans. On Power Electronics, v. 15, n.4, p.688-701 July 2000.

[3] Stephan, R. M.; Hanitsch, R. Acionamento Eletrônico de Motores Elétricos:

História e Tendências. In: IV ENIE – Encontro Nacional de Instalações Elétricas

(Outubro / Novembro 1995: São Paulo).

[4] Gao, G.; Chen, W. Stator Insulation Systems for Medium Voltage PWM Drives

Fed Motors. R&D Center, TECO-Westinghouse Motor Company.

[5] Bonnett, A. H. Available Insulation Systems for PWM Inverter-Fed Motors.

IEEE Industry Applications Magazine, p.14-26, January/February 1998.

[6] Finlayson, P. T. Output Filters for PWM Drives with Induction Motors. IEEE

Industry Application Magazine, p.46-52, January / February 1998.

[7] Jouanne, A. V.; Enjeti, P.; Gray, W. Application Issues for PWM Adjustable

Speed AC Motor Drives. IEEE Industry Applications Magazine, p.10-18;

September/October 1996

[8] Zhao, Y.; Lipo, T. A. Modeling and control of a multi-phase induction machine

with structural unbalance. Part I. Machine Modeling and Multi-Dimensional Current

Regulation. IEEE Transactions on Energy Conversion, v. 11, n. 3, September

1996.

131

[9] Yin, W.; Bultemeier, K.; Barta, D.; et. al. Improved Magnet Wire for Inverter-fed

Motors. Phelps Dodge Magnet Wire Company; Fort Wayne, IN 46803 USA

[10] Motor Insulation Voltage Stresses Under PWM Inverter Operation. GAMBICA:

Association For Instrumentation, Control, Automation. REMA: Rotating Electrical

Machines Association. Technical Report n.1, Second Edition, Copyright 2001.

[11] Farahani, M.; Borsi, H.; Gockenbach, E. Partial Discharge and Dissipation

Factor Behavior of Model Insulation Systems for Hight Voltage Rotating Machines

Under Different Stresses. IEEE Electrical Insulation Magazine, v.21, n.5

September / October 2005.

[12] IEC (International Electrotechnical Commission). Qualification and type tests

for Type I electrical insulation systems used in rotating electrical machines fed

from voltage converters, IEC 60034-18-41 TS Ed.1: Rotating electrical machines –

Part: 18-41 (Em processo de elaboração)

[13] IEC (International Electrotechnical Commission). Qualification and acceptance

tests for partial discharge resistant electrical insulation systems (Type II) used in

rotating electrical machines fed from voltage converters, IEC60034-18-42 TS Ed.1:

Rotating electrical machines – Part: 18-42

(Em processo de elaboração)

[14] IEEE (Institute of Electrical and Electronics Engineers). IEEE Standard Test

Procedure for Evaluation of Systems of Insulating Materials for Random-Wound

AC Electric Machinery, IEEE Std 117-1974. New York, 1973.

[15] NEMA (National Electrical Manufacturers Association). MG1 – Motors and

Generators (2003)

Part 30: Application considerations for constant speed motors used on a

sinusoidal bus with harmonic content and general purpose motors used with

adjustable-frequency controls or both.

Part 31: Definite purpose inverter-fed polyphase motors.

132

[16] Application Guide for AC Adjustable Speed Drive Systems. NEMA (National

Electrical Manufacturers Association) Standards Publication Copyright 2001.

[17] IEC (International Electrotechnical Commission). Technical Specification

60034 – Rotating Electrical Machines

Part 17: Cage induction motors when fed from converters – Application guide

2002.

Part 25: Guide for the design and performance of cage induction motors

specifically designed for converter supply (2004).

[18] Kaufhold, M.; Börner, F.; Eberhardt, M. et al. Failure mechanism of the

interturn insulation of Low Voltage Electric Machines Fed by Pulse-Controlled

Inverters. IEEE Electrical Insulation Magazine, v.12, p. 9-16, September / October

1996.

[19] Cochran, P. L. Polyphase Induction Motors Analysis, Design and Application.

Marcel Dekker, Inc. – New York and Basel – 1989.

[20] Bonnett, A. H. Analysis of the Impact of Pulse-Width Modulated Inverter

Voltage Waveforms on AC Induction Motors. IEEE Transactions on Industry

Applications, v.32, n.2, p. 386-392, March/April 1996.

[21] Contin, Mário Célio. Generalizacao de Caminhos Paralelos de Corrente para

conformacao de FMM em Maquinas Eletricas – Anexo 2. Florianópolis, 2005.

Tese (Doutorado em Engenharia Elétrica) – Centro Tecnológico, Universidade

Federal de Santa Catarina.

[22] Technical Guide, Induction Motors fed by PWM frequency converters,

Research and Development of Product Department – WEG Equipamentos

Elétricos S.A., Motors Division, Revision: September 2006.

133

[23] Relatório de Teste da WEG Automação: Comparação Motor Média Tensão

(2.500 CV) Ligado Direto à Rede versus Acionado por Inversor MVW01 - (Data:

08/2006).

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