UNIVERSIDADE DE SÃO PAULO ESCOLA DE ENGENHARIA DE SÃO CARLOS

DEPARTAMENTO DE ELETRICIDADE

Princípios de Comunicação

(Modulação Angular)

José Carlos Sartori Marcelo Basilio Joaquim

São Carlos, maio de 2006

CONTE® O

1 - Modulação Angular

1.1 Modulação em fase

1.2 Modulação em freg_uência

1.3 Modulação por um único tom

1.3.1 Em fase

1.3.2 Em freg_uência

2 - Espectro de um sinal FM

2.1 Potência de um sinal FM

2.2 Largura de faixa de um sinal FM

2.3 Modulação com faixa estreita

3 - Geração de ondas moduladas em freg_uência:

3.1 Método indireto

3. 2 Método di:r·eto

3.2.1 Modulador de Reatância

3.3 Diagrama em blocos do transmissor

4 - Detetores de FM

4.1 Detetor Travis ou Discriminador diferencial

4.2 Discriminador Foster-Seeley

4.3 Detetor de Relação

4.4 Demodulação FM com Phase Locked Loôp

4.4.1 Princ~pio de operação do PLL.

4.4.2 Modelo Matemático

4.4.3 Análise no dominio da freg_uência

4.4.4 O PLL como demodulador de FJ!i[

4.4.5 Estudo do comportamento do Sistema

4.4.6 Eg_uação de malha para alguns filtros

4•4•7 Algumas considerações de projeto

4.4.8 Exemplo de Projeto

4.5 Deteção Digital de FM

4.6 Detetor de Quadratura

4.6.1 Detetor de coincidencia usando porta E.

- 1 -

5 - Receptores de FM

5-l Amplificador de RF

5.2 Conversor de frequência

5.3 Amplificador de FI

5·4 Limitador

5.5 Discriminador

5.6 Controle automático de frequência (CAF)

5.7 Pré-ênfase e de-ênfase

6 - FM estéreo

6.1 Introdução / transmissão

6.2 Recepção estereofÔnica

6.3 Decodificador de FM estéreo utilizando circuito integrado

- 2 -

1. :MODULAÇÃO .ANGULAR

A modul.ação angular é = tipo de modul.ação na qual o ângulo

de =a portadora senoidal é variado de acordo com o sinal modulante,

e a amplitude máxima da portadora é mantida constante. Uma importan­

te característica deste tipo de modulação é que ela apresenta uma ~

lhor discriminação contra ruídos e interferências do que a modul.a.ção

em amplitude, contudo a largura de faixa necessária pa.ra a transmis­

são é muito maior.

Existem dois métodos de modul.ação angular.. que sao mui to r~

laciona.dos entre si: modulação ~ fase e modulação em freguência.

Uma ênfase maior sera dada a modulação em frequênoia que e a mais usada· comercialmente.

Podemos e:xpressar uma onda modul.ada em ângulo, no domínio do

tempo,como segue:

onde: A0

: amplitude da portadora

ei(t): valor instantâneo do ângulo de fase da onda portadora

A frequência instantânea da onda portadora s(t) é dada por:

= l

21!'

A modulação em frequência e a. modul.ação em fase podem ser

descritas no domínio do tempo como segues

1.1. l~dulação em fase (PM):

É uma forma de modulação angular, na qual o ângulo de fase

instantâneo é igual à fase da portadora não modula~, mais uma compo­

nente variante no tempo, que é proporcional ao sinal modulante apli­

cado, assim:

fase da portadora não modulada

sinal de informação (modulante)

Kp : sensibilidade de fase do modulador

- 3 -

Assim a frequência instantânea do sinal PM fica dada :por:

i'i(t) 1 à:8i(t) 1 ~(t) = = f + K

2fl' dt c 21Y :p dt

A equação do sinal modulado em fase é

O fndice de modulação do sinal fl~ é definido como:

1.2. Modulação em frequência (FM):

~ uma for~ de modulação angular, na qual a frequência an­gular instantânea wi(t) é igual à frequência da portadora não modu­

lada mais uma componente variante no tem:po que é :pro:poarcional ao

sinal modulante aplicado.

ou w.(t) = w + 21'fk..,m(t) l. c ...

sensibilidade de frequencia do modulador ( HZ/volt)

Podemos escrever a equação do sinal modulado em frequência t

:por: ( )t como: 6i(t) = ) ( w

0 + 21l'kfm(t~ dt = w

0t + 2Tík.f m(t)dt

o o

~(t) = A0 cos (wct + 21'fkf ~: m(t) dt]

O {ndice de modulação do sinal FM é definido como:

Podel:los observar que na modulação em fS:se, a frequência

instantânea varia linearmente com a derivada do sinal modulante, e

na modulação em frequência, a frequência instantânea varia linearme~

te com o sinal modulante.

- 4 -

As formas de onda da figura seguinte mostram uma portadora

modulada em frequência e em fase por um tom de audio senoidal. Oose~

ve que a distinção entre a modulação em frequência e em fase só pode ser feita quando comparamos com o sinal modulante.

' l\ (\ \ r~ r. ~ ~

'\ r\ I '

',j \ v ! I \ v ~ \ \, J v v v l \

c

e

(a) portadora, (b) sinal modulante, (c) onda modulada em amplitude,

(d) onda modulada em frequência, (e) onda modulada em fase.

- 5 -

1.3. Modulação por um único tom.

onde:

1.3.1. Modulação em fase:

A fase instantânea é.dada por:

assim o !ndice de modulação será

1.3.2. Modulação em frequência

A freg_uência angular instantânea da resultante onda FM será:

onde:

6.1: =

+ 2'1'1' k-A cos2'll' f t = w0 rm .m

é chamado de desvio de frequência, .

e representa o ma-

ximo deslocamento de frequênoia do sinal fll a partir da freg_uêncià

da portadora • Note que o desvio de frequência é proporcional à ampl!

tude do sinal modulante, mas é independente da freg_uência deste ·sinal.

O ângulo de fase instantâneo do sinal FM será dada por:

61(t) w1(t)dt = w0 t + senwmt --~t0 2Wât 2'11 fm

Assim o !ndice de modulação para o sinal FM será:

~ FM = I =

O !ndioe de modulação é muito identificado na prátic~por

- 6 -

Dependendo do valor do fndice de modulação ~odemoa ter dóis

casos de modulação em frequência.

a) FM de faixa estreita mf ~equeno com~arado com um radiano (mf~0,2)

o) FM d.e faixa larga. mf grande com~axa.do com um radiano.

Para FM de faixa estreita teremos que. a largura da fai­

xa do sinal ~ara a transmissão é a~roximadamente 2 vezes a largura de

faixa do sinal modulante, enquanto que ~ara faixa larga a largura de

faixa necessária irá exceder este valor, podendo-se extender até o

infin:i. to.

2. ESPECTRO DE UM SINAL FM.

Vimos anteriormente que quando uma portadora era modulada

em amplitude ~or um tom de auaio cossenoidal, o e~ectro de frequên­

cias deste sinal consistia de ~ par de bandas laterais em torno da

~ortadora, mas. se a ~ortadora for modulada em frequência· por um tom

de aud:i.o cossenoidal teoricamente um número infinito de bandas later~

is sao gerados em torno da portadora.

Considere o sinal modulante um tom de audio cossenoidal

m(t) = Amcoswmt , assim a correspondente onda modulada em frequên cia é dada por:

s(t) = A0 cos [w0 t + mfsenwmt]

Podemos colocar este sinal na seguinte forma:

onde Re = ~arte real

A função e~(jmf senwmt) é uma. função periÓdica portanto ~odemos desenvolvê-la em série e~onencial de Fourier.

=

obtenção dos termos An

- 7 -

•

l

T

1

21Y

e wenO.o terell!Os:

Á integral acima é reconhecilia co~o a ~unção de Bessel de

primeira espécie e n-ésima ordem, com ars~nto ~· Esta integral é

''~.:; :,,:;..,(~''',:::::::,::(:'::.) .,_ ltr

Á seguinte equação pode ser aplicada para se resolver a

integral acima.:

Jn(m:r) ~ n r l (~/2)2 = ( '""'2""') n ! - l!(n+l)!

.,.

l portanto An = Jn(m:r)

Propriedades da função de Bessel

2) Jn(nf)-) O

3) Jn(mf)-'7 O

l para n-=100

para m., -~ 00 -'"

Czn:r/2)4 (~/2)6

+ ···] 2!(n+2)! 3!(n+3)!

A tabela a sesxir ~ornece a solução da eq~ação acima para

alguns índices de modulação.

- 8 -

TAllELA DAS FUNÇ0ES DE BESSEL DE PRIJ.IEIRA ESPIWIE

( mr) Jo J1 J2 J3 J4 J5 J6 J7 Ja J9 J10 Jll Ji2 J13 J14 J15 J16

o.oo 1.00 - - M - - - - - - - - - - -0.25 0.98 0.12 - - - - - - - - - - - - - -0.3 0.94 0.24 0.03 - - - -1.0 0,77 0,44 o.u 0.02 - - - - - -1.5 0.51 Oo56 0.23 o.o6 o.o1 - - - - - - - - - - -2.0 0,22 o.sa 0.35 0.13 o.o3 - - - - - - - - -

"' 2.5 -0.05 0.50 0.45 0.22 0.07 0.02

3.0 -0,26 0.34 0.49 0.31 0.12 0.04 o.o1

4·0 -0.40 -0.07 0.36 0.43 0.28 0.13 0.03 0,02

5.0 -0.16 -0.33 0,05 0.36 0.39 0.26 0.1) o.o5 .o.o2

6.0 0.15 -0.28 -0.24 o.n 0,)6 0.36 0.25 0.13 0.06 0.02

1·0 0.30 o.oo -0.30 -0.17 0,16 0.35 0.34 0.23 0.13 o.o6 0.02 - - - - - -a. o 0.17 0,23 -0.11 -0.29 -0.10 0.19 o.34 0.32 0.22 0.13 o.o~ o.o3 - - - - -9.0 -0.09 0.24 Ool4 -0,18 -0.27 -0.06 0,20 0.33 0.30 0.21 0,12 o.o6 0,03 o.o1 - - -

w.o -0.25 0.04 0.25 o.o6 -o.22 -0.23 -o.o1 0,22 0.31 0.29 0.20 0.12 0,06 0.03 o.o1 - -12.0 o.o5 -o.22 -o.oa 0.20 0.18 -0.07 -0.24 -0.17 0.05 0.23 0.30 0.27 0.20 0.12 0.07 0.03 o.o1

15.0 -0.01 0.21 0.04 -0.19 -0.12 0.13 0.21 0,03 -0.17 -0.22 -0,09 0.10 0.24 0,28 0,25 0.16 0,12

A equação para o sinal F1J torna-se portanto:

s(t) = R [A ejwct L .Jn(~). ejnwmtl e c n=-00 ~

[ 00

ej(•o + "'•)'] = .A.c Re L Jn(m:r) n=-00

= Ao . L Jn(mi') cos ( w0 + nwm J t n=-OO

A equação acima é a representação em série de FOURIER de um

sinal FM modulado por um único tom, assim o espectro do sinal de FM torna-se:

s(i') = .A.c 2

f c- 3 fm

·L n:c-oo

fc-fm --------r-----7fc--~2~f~m-----.-------f~cL-----fc--+~fm----7fc--+727fm--~f~c~+~3~f~m----- f

i'ig. espectro de um sinal FM de i'aixa larga.

Pelas equações acima podemos i'azer as seguintes observações:

O espectro de uma onda FM contém a componente da portadora, e

um conjunto ini'inito de i'requências laterais espaçadas simetricamente

em ambos os lados da portadora, com separação de fm' 2fm , 3fm , •••

Este resultado é bem diferente do obtido em sistemas AM onde para mo­

dulação com um único tom, sómente um para de bandas laterais é gerado.

- 10 -

2.1. Potência de um sinal FM

A amplitude da compone~te da portadora varia de acordo com

o Úldice de modulação (.T0(lll.f')) .uma explicação f!sica. para esta. pro -

priedade é que a envoltÓria de um sinal FM é constante, assim a pot~n

cia média de tal sinal desenvolvida através de um resistor de lohm é

também constante e vale:

p = 1

2

A potência em cada. componente lateral é proporcional ao

quadrado do coeficiente de Bessel associado. Uma vez que a envoltÓria

do sinal permanece constante (com ou sem modulação), a potência total

de um sinal FM permanece constante.

Assim a potência média de um sinal FM pode ser determin~

da a partir da equação:

s(t) = A0 • L Jn(lllt').eos [ w0 + nwm J·t n=-oo

e va.l.e:

A 2 p = c

onde: 2 A c

2

2

é a potência média de cada faixa lateral

Como a potência de um sinal FM permanece constante, algum

aumento na potência da banda lateral deve ser a custo da potência da

portadll:ra.

Podemos verificar isto atraves da tabela da fUnção de Eessel.

Para um n!vel de modulação oaixo, a amplitude (e potência) das frequên­

cias laterais é muito baixa e a amplitude da portadora é alta.

Para indice de modulação menor que o.s, sómente a frequência

lateral de 12 ordem tem amplitude significante, enquanto que ·a amplitu­

de da portadora é quase igual ao valor não modulado.

- 11 -

Com o aumento do indioe de modulação mais a mais potência é trans~erida para as fre~uências laterais, aumentando assim suas ampli

tudes, e as componentes de maior ordem vão se tornando signi~icantes •

por exemplo, com um índice de: :modulação igual a 9, a amplitude da po;::

tadora cai para men.os ~ue lo% do seu valor não modulado; a amplitude

do par de fre~uências de 4~ ordem é o triplo do valor da portadora; a

amplitude do par de fre~uências de 7~ ordem é quase quatro vezes a ~

plitude da portadora; e agora até o par de ~requênoias de 12~ ordem

tem valor signi~icante.

Na figura aoaixo vemos o espectro de ~requências normaliza­

do de uma onda FM para alguns valores do :Índice de modulação e da

frequências do sinal modulante.

a) -m~ = O

f f c

' I I I I I I I I

E E E f c E E E .... .... .... .... ~ -ro ({) I + ro

I I u u u + u u - .... .,__ u '+- .... ....

2.6 F

BT

o) mf = 10 e ~m = 7,5 KE:z

I 21l. f= 150KHz

illlilllilllilllil li 1 i

f c

B=210KHz

- 12 -

d) ~ = 2 rm = lOKRz 1Af=40K I

I I I I I f c

8=80 KHz

Para m:f = o o desvio da portadora # zero e nenhuma :fa:ixa lateral e ,

produzida., e

Para mr = 5 e :fm = 15 KRz .1'!.{2 = 75KRz

Pela tabela das funções de Bessel, para m:r = 5 até a componente

de s~ ordem é produzida com amplitude maior que 1% da portadora não

modulada. O coeficiente de Bessel s9

(mf) é bem menor do que 0,01 de

modo a ser considerado despres!vel.

Através da tabela de funções de Bessel podemos notar que o número

de componentes significativas maior do que 1% da unidade, aumenta com o Índice de modulação e, diminue com o aumento da frequência do sinal

modulante, mantendo a amplitude do sinal de audio constante.

2. 2. I·ar~a de faixa de um sinal FM.

Na teoria de faixa de um sinal PM contém um número infinito de -

fa:ixas laterais, na prática, contudo, um sinal de FM pode ser limita­

do a um n2 significante de faixas laterais compatível com uma quanti~

de de distorção especificada. A princípio, poderíamos pensar que a 1~

gura de faixa necessária para se transmitir um sinal de FM, deveria ser

igual a duas vezes o máximo desvio de frequência. Mas examinando os

espectros de frequênoias mostrados nas figuras anteriores, vemos que o

número significante de faixas laterais extende-se além de !6f• mas

as faixas ·laterais distanciadas de f0

por uma quantidade maior do que

!J.f., decaem rapidamente para zero. Assim podemos definir uma largura de

faixa aproximada para a transmissão de uma onda FM como segue'

Esta relação é conhecida como reg;e. de Carlson.

- 13 -

Pode~os também definir uma largura de faixa como aquela que trans­

mite todas as faixas laterais cuja amplitude seja maior do que 1% da

portadora não modulada. Assim=

.BT = 2.nmax fm

onde nmax é um valor de n tal que IJn (mf)!~ o.ol

O valor de nmax varia com o Índice de modulação mf como mostra a ta

bela abaixo:

m.., n2 significante de faixas laterais (2 n ) • max

0,1 2

0,3 4 0,5 4 1.0 6

2.0 8

5·0 16 10.0 28

20.0 50

30.0 70

À medida que aumentamos a frequência do sinal modulante, o Índice

de modulação diminue quando o desVio de frequência é mantido constante,

assim a largura de faixa tende a permanecer constante para diferentes -

frequências do sinal modulante.

No caso de um sinal modulante m(t) qualquer com espectro de fre -

quências limitado em w(Hz), Uma estimativa da largura de faixa necessá­

ria para a transmissão é feita considerando o pior caso, onde definimos

uma largura de faixa considerando a maior componente de frequência do

sinal (w).

Exemplo

Nas transmissões de FM comercial o máximo desvio de frequência

permitido é de 75KHz, e a máxima frequência do sinal modulante é t{pi­

camente de 15KRz. Encontre o correspondente Índice de modulação.

LH = = 5

15 X 103

- 14 -

A largura de fa:i.xa para a transmissão usando a regra de Carlson # sera:

=180KHz

Por outro lado se quizermos transmitir componentes de frequência.

com valor de 1% da portadora a largura de faixa deverá ser:

16 X 15 = 240 KHz

Na prática as transmissões de FM ocupam uma largura de fa:U:e. de

200 KRz, co=espondendo a um desvio de :!: 75 K:Hz em torno da portadora,

mais 25 KHz de banda de guarda superior e inferior para. se evitar -

interferência entre estações adjacentes, e minimizar a distorção.

200KHz

f c~

2.3. Modulação oom faixa estreita

Vamos considerar o caso de modulação em frequência por um único

tom,m(t) = Ãm coswmt 1 onde o :!ndice de modulação é menor que 0.2

<mr-<, o,2). Neste caso os coeficientes de B&ssel tornam-se:

Jo(m.r)~ l

Jl (mf) ~ mf/2

Jn(mf) = 0 1

- 15 -

ass:im:

A c

Espectro do sinal mfAc

1 f fc-fm !c fc fm

-mfAc

A partir da equação acima observa-se que uma onda FM de faixa

estrei~a pode ser gerada usando um integrador seguido de um. modula­

dor de produto oomo mostra o diagrama em olocos.

m (t)

MODULADOR INTEGRADOR DE

PRODUTO

AcsenWc t

PORTADORA

Expandindo a equação acima teremos

1

2

- + +

DESLOCADOR -DE FASE 90°

- # ' , Esta expressao e bem semelhante a correspondente onda AM que e

dada por:

SAM(t)=Accoswct + ~m Ac. ( cos(wc+wm)t + cos(wc- wm)t J

diferindo sómente no sinal correspondente à faixa lateral inferior.

Assim para FM de faixa estreita a largura de faixa. para a trans­

missão é a mesma para o sinal _fiM isto é 2fm

?odemos representar uma onda FM de faixa extreita com diagrama

fazorial mostrado abaixo7 éonsiderando a portadora como referência, O diagrama fasorial do sinal AM também é mostrado abaixo para efeito de

comparação.

- 16 -

s(t)

;}Wm

~Wm FM

CLS

,3. GERAÇÃO DE Ol'IDAS MODULADAS EM FREQuÊNCIA

Existem dois métodos básicos para a geração de ondas moduladas

em frequências, que são: FM direta e FM indireta.

,3.1 Método indireto

Por este método, o sinal modulante primeiro é integrado e então

usado para produzir um sinal FM de faixa extrai ta, após a modulação é

feita uma multiplicação de frequência para se aumentar o desvio de

.frequência a. um n!vel desejado. O diagrama em blocos deste sistema é

mostrado na figura abaixo.

sina I MODULADOR DE MULTIPLICADOR s (t)

INTEGRADOR FASE DE FAIXA modulante

ESTREITA SI (t) DE FREQUENCIA sinal FM

OSCILADOR

A CRISTAL

- 17 -

seja. s1(t) a. sa.ida do modulad.or de fase,

s1(t) = ~ cos [2Trflt + 2'!Íkf ): m(t) dtJ

onde:

fl: freg_uência do oscilador a cristal

k!': constante

Para uma modulação por um único tom s1 ( t) é dada por

m:f'l < 0,5 radianos para a distorção ser minilllQ..

A saida do modulador de fase é multiplicada n vezes pelo multipli

cador de frequência, produzindo desse modo o sinal FM de faixa larga:

s(t) = Acoos. ( 2Tífct + 2n 11 kf ) : m( t) dt)

onde

f c = :nfl

No caso de modulação por um ún:ico tom teremos:

s(t) = A0 cos ( 2 iTfct + m:r sen2 W fm t)

Assim escolhendo n:adequadamente podemos estabelecer o valor des~

jade para o fndice de modulação mf.

Exemplo : A figura abaixo mostra o diagrama em blocos simplificado de

um transmissor FM, g_ue é usado para tra.nsmi tir sinais de audio conten­

do frequências entre 50Hz e 15KHz. O modulador de fase é alimentado

com uma portadora de :f'reg_uencia .t1 = 200 KHz. O sinal desejado de

FM na saída do tranamissor, tem uma portadora de freg_uenoia f0

= 90MHz,

e desvio máximo de freg_uênoia & = 75KHz.

Para o modulador de rase de faixa estreita operar satisfatoria -

mente, devemos restringir o fndice de modulação mfl a um·valor má:x:imo

de 01 5 radianos, ocrrespondendo à menor freg_uência do sinal modulan­

te. Desse modo

!::,_ f1 = 0,5 X 50 = 25Hz.

- 18 -

Para produzirmos na saida do transmissor o máximo desvio de fre­

quênoia de 75KHz, devemos fazer uma multiplicação total de frequên -

aia por 3000. Contudo se fizermos isso di:t·e·bamente, a frequência da

portadora, será muito maior do que o valor desejado, que é 90MHz. Pa

ra evitarmos isso, usamos dois estágios de multiplicação de frequên­

oia com estágio intermediário de conversao, como mostra o d5.agrama -

abaixo onde: 6

f

nl , n2 = f 6 1

m(t) --

. 75000

25

M®U~AVOR J>E FASE FAI )<A

õSTREITA

= 3000

MULTIPLICA

DE l'RE~UENCit\

n1

~·~-~

@ . .::::._ MISTUI(ADOil

-···~· ~·~··~

® MtJLIIPLICAl:ül(

DI'

HEQ\JENGIA

n2

fi: o, 2.MHz tz:: i0,9251"!Hz

OSCILAJXR ()S(.l~ADOR

A A C.í<ISTI),L C!< i,; TAL

Na saida do misturador temos a frequênoia

r3

= (n1f 1 - f 2) multiplicando por n 2, este valor, deveremos ter na

saida f0

for n2:f.'3 = n2(nlfl-:f.'2) = 90 !11Hz

Pelas equações

{

n1n2 = 3000

n2(n1:f.'1-:f.'2) = 90

(1) (2) O, 2IVIHz 12, 8miiz

1,56KHz

n1 = 64,3"' 64

n 2 = 46,7 ~ 4 7 :> 48

(3) (4) 1, 895l'ITIIz 90MHz

1,56KHz 75KHz

- 19 -

3.2. Mêtodo direto

Neste sistema, a frequência instantânea da onda portadora é vari~ da diretamente;de acordo com o sinal modulante, pÓr meio de um dispo­

sitivo conhecido como oscilador controlado a tensão (voa) •

Um modo de implementar tal dispositivo é usar um oscilador Hartley

cujo esquema é mostrado abaixo, onde o componente capacitivo da rede

de determinação de frequência. consiste de um capacitar fixo em para­

lelo com um capacitar variável com a tensão (comumente chamado de va­

ractor ou varicap).

L~

c ( t) A frequência de oscilação do oscilador acima é dada por:

1

Sendo o sinal modulante um sinal senoidal de frequência fm, a ca­

pacitância C(t) será dada por:

C(t) = C0

+ Li c cos2Tii'mt

onde: C 0

é capaci tância na ausencia do sinal modulante

6c é a máxima mudança na capacitância variável.

Desse

:ti(t)

onde

sendo

modo teremos:

=

f o

:r o [ J -1/2 1 + ~c cos2~ i'mt

=

..6.c c o

211

o 1

vc~ + L2) c ' o

- 20 -

A expressão para fi(t) pode ser aproximada por:

fi ( t) = f 0 [ l - 6r; cos2'fl' .fmt J 2 qo

definindo

b.c 2 c

o

teremos:

A equação acima ~ a relação desejada para a .frequência :instantâ­

nea de uma onda F!L

3.2.1. MOdulador de Reatância

O modulador de reatânoia é um meio muito popular para geração de

ondas PM. Considere o circuito da .figura abaixo.:

e

c

R Reatância Equivalente

Assumindo que a corrente de gata do JFET é zero teremos: e

e = g --'l

R.e

R- j X e

Portanto a imped.ância Z' vi.sta entre os terminais dreno e te=a

é dada por:

z .. e l =

- 21 -

j:X.c

~R

l ( l j Xe )

R

Se os valores de R e C forem escolhidos de tal forma ~ue

XC'_:$> R ( X0 _).10 R) a expressão acima se reduz a:

-j X 1 1 z = c = = gm. R 2í'(f ~RC iiYf c eq.

portanto teremos:

C6 q = gm. RC

Portanto a impedância Z pode ser vista como uma capaoitância ,

cujo valor é dado acima. Caso a transcondutância gm variar com a

tensão de ga.te aplicada a capacitância equivalente irá variar com a

tensão aplicada.

Essa capacitância, é colocada terminais do circuito tanque de um

oscilador, para se obter o gerador de FM. O dispositivo ativo a ser

usado pode ser um JFET uma válvul.a ou um .BJT (transistor ~ipolar).

3.3. Dia~ama em blocos do tr~~smissor

Para gerar uma onda FM de fai%8. larga com um determinada desvio

de frequência, podemos usar a configuração mostrada abaixo.

O diagrama consiste de um voe como mostrado anteriormente, se­

guido por uma série de multiplicadores e misturadores. Esta configura­

ção permite a obtenção de boa estabilidade do oscilador, constante pr~

porcionalmente entre a mudança na frequência de saída e a mudança na

tensão de entrada, e também a necessária largura de faixa do modulador.

m (t) MULT. MULT. v co FREQ. MIXER FPF FREQ. FPF ondaFM

OSCILADOR

Um transmissor utilizando um método direto como mostrado acima,

tem a desvantagem de que a frequênoia da portadora não é obtida apartir

de um oscilador com alta estabilidade de frequência. Portanto e necessá

rio utilizar a configuração abaixo para a. estabilização de .frequência -

do modulador.

- 22 -

m (t) ONDA FM vco --------

ESTABILIZADA

F.P.B.e DISCRIMINA OSCIL. DO~DEFRE MIXER A

AMPLIF. QUENCIA CRISTAL

O oscilador a cristal, providencia a desejada estabilização na

portadora da onda FM.

Na saída do misturador é extraido o têrmo diferença de frequ~

cia entre o sinal FM e o oscilador, e é aplicado ao discriminador, c~

ja tensão de sa!da é proporcional a frequência instantânea da onda

FM aplicada em sua entrada. Quando a frequência da portadora da onda

FM tem o valor correto a saida do disoriminador é zero. Contudo os

desvios de frequência, a partir do valor exato da portadora são dete­

tados pelo disoriminador que fornece uma tensão DC que irá modificar

a frequência da portadora do voo para o seu valor exato.

- 23 -

4 • DETETORES DE FM

Sabemos que num sinal modulado em frequência a portadora sofre

deslocamentos acima e abaixo da sua frequência de repouso de acordo

com a amplitude do sinal de áudio modulante. Na recepção para reti­

rarmos a informação contida na portadora devemos transformar as va­

riações de frequência em variações de amplitude. Assim, a fu_~ção b~

sica de um detetar de FM é fornecer em sua saída um sinal de áudio

proporcional aos desvios instantâneos da frequência da portadora.

O detetor de FM mais simples é mostrado na figura seguinte. O

detetor consiste de um circuito sintonizado e um detetor de envoltó

ria. O circuito sintonizado se encarrega de transformar as variações

de frequencia da portadora em variações de amplitude, conforme pod~

mos observar através da sua curva de resposta, onde a frequência da

· portadora é centrada no ponto B. Por esta razão este detetor é co­

nhecido como detetar de sintonia deslocada.

A região da curva entre A e C deve ser o mais linear possível

para que o sinal seja recuperado com o mínimo de distorção. A for­

ma de onda na saÍda do circuito sintonizado é uma portadora modula­

da em frequência e amplitude. Como neste ponto a envoltÓria é pro -

porcional ao desvio instantâneo da portadora, basta agora, que esse

sinal passe por um detetar de envoltÓria que somente é sensível .às

variações de amplitude não o sendo para variações de frequências.

FILTRO PASSA ALTA DETETOR DE AM

I cl Cz

i 111----.---11--.---1*---r--.....-YI--1

I ENTRADA I

L FM I I

I I

I

!\}\

- 24 -

[\í\ v

SAlDA DE AUDJO

SAlDA DO FILTRO

-.t.F I I I I I I I

(\_;

I I

A I --~-----

I

I I

--i---J --·---- --------------1 I .

•+AF f

rv· rv

Este detetar nao é frequentemente utilizado .. , pelo fato de que a

região linear da curva de sintonia é pequena c que limita o uso do me~

mo apenas para desvios da portadora muito pequenos.

4.1 Detetar Travis ou Discriminador diferencial

Anteriormente dissemos que o. detetor do tipo sintonia deslocada -

era limitado a sistemas em que o desvio da portadora é pequeno, isto

porque a região linear da inclinação da curva de sintonia é pequena, e

um desvio grande da portadora resultará numa séria distorção harmônica.

O detetar Travis opera em "push-pull". sa·be-se qc:.e através da teo

ria dos amplificadores de potência que circuitos funcionando em push­

pull eliminam toda ordem de distorção harmônica. Além disso esse tipo

de detetar tem uma região linear de trabalho muito maior que o ante

ri.or.

- 25 -

Do Limitador A D1

)eAB RL )e1 cl CP el-e2

c2 ) 8cs R,} c

02

Se são considerados circuitos separ~

dos então cada um representa um detetor de envoltória, comandados por

seus respectivos circuitos sintonizados (L1 , c1

) e (L2 , c2). O cir -

cuito sintonizado do primário do transformador (Lp , Cp) é amplamente

sintonizado para aceitar as variações completas da portadora, ou sej~

deve ter uma largura de faixa de 200KHz mais ou menos. L1 e L2 sao

acopladas indutivamente a Lp , mas essencialmente não existe acopla -

mente magnéticos entre L1 e L2 • Estes enrolamentos com seus capacit~

res em pa:ralelos constituem dois circuitos sintonizados em frequências

diferentes.

O circuito sintonizado converte variações de frequência da por­

tadora de amplitude constante, em uma sa{da tendo amplitude e frequên­

cia variáveis que é aplicada a um detetor de envoltÓria, cuja tensão -

de saida representa a informação, ou seja, o sinal de áudio.

A figura seguinte mostra a resposta de cada circuito sintonizado,

uma invertida em relação à outra. Essa inversão é necessária para que

se tenha na sa{da e1 - e 2 • L1 -c1 está sintonizado em f 2 e L2 -c2

em f 1 , a frequencia central da portadora aparece no meio, entre f1

e

f2. A curva caracter{stica composta é obtida

duas curvas entre os limites FI e Fs • A curva

pontos u-v-w-o-x-y-z) é conhecida como curva

detetores de FM.

- 26 -

pela combinação das

resultante (entre os

S e é t{pica de todos

SAlDA DO DETETO R

(volts)

RESPOSTA DE

Y /L~- c~

X 1 Z

I I

CARACTERlSTICA

COMPOSTA

I I ___ _! __ _

SINAL DE AUDIO

[ (Tempo)

u

RESPOSTA DE

L2- c2

w

;I I :

I I ·I

o, f I I I 2

-- \ I fel

-1--'-- ---- -------·--1 I I

I I 1 I I I I I I I I

I I I

f

I I '\J+M

'\; PORTADORA DE AMPLITUDE

--- CONSTANTE E FREQUÊNCIA VARIÁVEL

A

FREQUENCIA CENTRAL

I I CURVA li S li DA SAlDA DOS DOIS DETETORES DE ENVOLTORIA

- 27 -

Se a portadora se desviar além dos pontos x ou w , teremos na

sa{da grande distorção harmônica, porque a curva além desses pontos

já não é linear.

Para um desvio da portadora igual a zero, não deveremos ter si­

nal de áudio. Nestas condições a tensão entre A e .t; ( e AE) deve .. ser

igual a tensão entre B e C (e.t;C). Neste instante a frequência da po~

tadora é fc,e as tensões. eAB e eBC são iguais e em oposição de

fase, a tensão instantânea através de R1 , deverá ser igual à tensão

socre R2 • Como a sa{da é tomada através dos dois resistores, e como

( I e. 1 ! = I <Z 2 1), está deverá ser nula.

À medida que a portadora se desvia acima da sua frequência de

repouso, a sa{da de 11 -c1 , será maior do que a sa{da de L2-c2, o

que faz com que a tensão e: 1 seja maior g_ue· IZ 2•

Dessa forma, uma mudança na frequência instantânea da portadora

resulta numa mudança linear na tensão de sa{da.

A amplitude d.a tensão de sa{da é proporcional ao desvio de fre­

quência e a frequência em que esta sa{da varia é igual a frequência

de modulação.

A desvantagem deste detetor é a dificuldade de sintonização dos

ci:r·cui tos ressonantes.

4.2. Discriminador Foster - Seeley

Este é um dos discriminadoresfrequentémente usados nos recepto­

res de FM.

Como este detetor também responde a variações de amplitude, é

necessário usar um estágio limitador antes de ser retirada a inforl!J§. -çao do sinal.

Na figura

gem importante

seguinte temos um detetar Foster-Seeley. Uma vanta -

deste detetar em relação a.o de Travis é o fato

de possuir um alinhamento mais fácil.

- 28 -

Do Limitador A Cz c Dl

R;; )e;; SAlDA

cP_ Lp B Ls Cs DE ep

R0e4 AUDIO

D CJ.

I +VCC LJ.

na -

~re~uencia central da portadora. O circuito tan~ue (Lp-Cp) é amplame~

te sintonizado, tendo uma largura de ~aixa s~iciente para aceitar t~

das as variações da portadora.

Os capacitores c1 • c2 • c3 e c4

possuem reatâncias muito pe~ue-

nas na fre~uência da portadora (lO,TMHz). Devido a isso o extremo in­

~erior do circuito tan~ue do primário, para fre~uência da portadora ,

está aterrado e os pontos A e B estão ao mesmo potencial. Isso faz com

~ue a tensão ep

Essa tensão

. . . do prJ.marJ.o seja aplicada toda em L1 , ou seja

eL 1 como é essencialmente igual em módulo e

ep , é tomada como re~erência.

Os capacJ."ores c2 • c3 e c4

estão representados como curto-cir­cuito uma vez que as suas reatâncias sãc muito pe~uenas em relação

Xr,l • No secundário se desenvolve uma corrente :i.s ~c;;.e desenvolve uma

tensão eT através de Ls (eT não é a tensão :induzida).

- 29 -

Do Limitador

PARA OS DIODOS

c

1 ~-) : , I

1 ~l ~ 1?T :~ _ _...!.._ l >- 2 --r-

~ >-+ + ; Cs CP ep " ' ' ' '

T Lp• .,-r~ !jo ~

r ~'" e >- e L~

:L I 2

I+ 2 I

I l I -'- ~, -- - -

As tensões do extremo superior e do extremo inferior de Ls em 11 I?

relação ao center-tap estão defasadas de 180º e valem

lei I

- 30 -

A seguir vemos o diagrama fasorial das tensões e correntes no c ir-

cui.to.

LJ.'é?LJ.

~ CP Lp ep Ls Cs

ep eL .. ..

L ..

J. J. is é?j ePJ. eLJ.

ip

is eT

)- e2T --y + -------- Cs

) ei is é?j ePJ. eLJ. eT +

2

)eLJ. ip

A tensão eLl é igual e em fase com ep • O enrolamento secundário

do transformador é tal que a tensão induzida e. J. e a tensão do primá -

rio ep estão defasadas de 180Q e ei está em fase com i8

• Como o se-

cundário do transformador é um circui.to sintonizado na frequência de A • ressonancJ.a comporta-se como se fosse puramente resistivo, por isso

ei e i8

estão em fase.

- 31 -

A tensão desenvolvida sobre Ls está adiantada em relação a is.

A tensão aplicada em cada diodo é então o vetor soma das tensões

de L1 e atraves das metades do enrolamento secundário eonforme segue:

eDl eLl + (-eT) 2

eD2 = eLl + eT

2

estas somas devem ser vetoriais.

---------I eDJ. I I I

I ~----~--~----------~~~eL, is t'i 1 •

I

'e D2.

Na fre~uência de ressonância de L -C e L -C , as tensões p p s s

e aplicadas aos dois diodos sao iguais em amplitude, e as

correntes ~ue circulam atraves de R3

e R4

são iguais e como essas co~

rentes circulam em sentidos opostos as tensões desenvolvidas sobre

R3

e R4

são iguais e

defasagem entre eEl

opostas cancelando-se portanto.O fato de existir

e eD2 nao importa, por~ue o ~ue realmente in-

teressa é a tensão correspondente à envoltória do sinal, ~ue se desen

volve em R1 c3

e R2c4

•

Verifica-se assim ~ue se a portadora nao sofrer desvio algum, o

~ue e~uivale a modulação igual a zero, não teremos sinal de áudio na

sa:lda.

Vamos agora considerar o caso em ~ue a portadora se desloca aci­

ma da sua fre~uência de repouso. A tensão ep e a tensão induzida per­

manecem as mesmas. Mas a esta frequência o circuito secundário sai f~

ra da ressonância, e a tensão induzida enxerga agora um circuito ind~

tive, porque a reatância indutiva é maior que a reat~~cia capacitiva

e as duas reatâncias não se cancelam. Neste caso a corrente is está

atrasada em relação a tensão induzida de um ângulo e. Como no secun­

dário ainda a corrente flue através de Ls , a corrente is permanece

em quadratura com eT.

3 2 -

Nota-se que eDl é maior que eD 2 ,sendo assim o diodo D1 conduzi~á

mais que o diodo D2, desenvolvendo uma tensão em R3

maior que R4.Po~ tanto se o desvio de frequência aumenta o ângulo e de atraso da co~

rente aumenta e a amplitude da safda aumenta.

Consideremos agora o caso em que a portadora se desloca abaixo da

sua frequência de repouso. Como no caso anterior e e e. permanecem -p ~

as mesmas.

Para essas frequências o circuito secundário sai da ressonância e

a tensão induzida enxerga agora um circuito capacitivo, uma vez que

a reatância capacitiva supera a indutiva.

Assim, a corrente is fica adiantada em relação à tensão induzida

de um ângulo e

A tensão eD2 agora é maior que a tensão eDl , fazendo com que a

tensão e4

seja maior que a tensão e3

•

A caracterfstica, tensão de safda x frequência deste discrimina -

dor é mostrada a seguir, também conhecida como curva s.

- 33

TENSÃO DE

SAlDA

p

f c

M

FREQUÊNCIA

O desvio da portadora poderá ser dar entre P e M.

4. 3 Detetor de. Relação

Os circuitos detetores vistos até agora necessitavam de estágio

limitador, mas o circuito ~ue passaremos a estudar, faz a limitação

do sinal por si mesmo.

Entretanto seu desempenho poderá melhorar muito se alguns est~

gios limitadoxes forem previamente adicionados.

Na figura seguinte vemos um circuito do detetor ~ue iremos es­

tudar.

As maiores diferenças entre o detetor Foster-Seeley e o oircui

to a seguir sao: O diodo n1 está colocado ao contrário; um terceiro

enrolamento no transformador detetor LT (considerando como uma oobi­

na terciária); e um capacitor eletrolÍtico colocado em paralelo com

- 34 -

DJ.

cPl ep Cs c:=:l c3 Ls +

M\ +

LT Dz

I SAlDA

+ Vcc CAI

A operação do detetar é a seguinte:

O enrolamento LT , efetua uma adaptação de impedância entre

a alta impedância do estágio precedente e a impedância relativamen­

te baJ.xa do circuito detetar. Se a cone~ão fosse feita diretamente

do primário para o secundário, através de um capacitar (como no

Foster Seeley) o amortecimento no primário seria excessivo devido

ao baixo valor da resistência equivalente do secundário.

Por meio de indução, o primário induz uma tensão em LT que

é usada para desequilibrar o circuito quando a portadora se desvia

da sua posição de repouso.

Como no discriminador Foster-Seeley no enrolamento secundá­

rio teremos tensões eT/2 e -eT/2 com mesma amplitude e oposição de

fase, de modo que , o que foi explicado anteriormente vale aqui ta~

bém.

O enrolamento terciário é fortemente acoplado ao enrolamen­

to primário (K~l) e a tensão induzida é dada por:

~ onde a ~

- 35 -

Então, teremos:

eDl ; aep - e~

2

eD2 ; aep + eT.'

2

Os diagramas fasoriais das tensões e correntes são iguais aos

anteriores:

- eT 2

A portadora na sua frequên­

cia de repouso.

Como as duas tensões eDl e eD 2 são iguais em módulo os dois

diodos conduzem igualmente. Nos primeiros ciclos de RF, o capaci -

ter c3 carrega-se (aproximadamente) ao valor de pico da tensão so-

bre Ls. Esta é a vantagem do detetor de relação, as Variações de

amplitude devido ao ru:Í:do ou outras intereferências causam· muito

pouco efeito na carga do capacitar c3 e a tensão sobre este oircui

to de constante de tempo grande permanece const~~te.

- 36 -

Portanto a tensao sobre R1 + R2 e sobre c1 e c2 permanecem a es­

te valor, como a saída não e afetada pelas variaçÕes de amplitude

quando se utiliza o detetar de relação não há necessidade de se uti­

lizar circuitos limitadores.

Entretanto grandes variações na amplitude poderão causar sufici­

ente mudança na saída, por isso alguns fabricantes incluem circuitos

limitadores mesmo com o detetar de relação.

Uma vez que a tensão estabilizadora es é mantida constante, os

capacitares c1 e e2 carregam-se aos valores de pico de eDl e eD2

respectivamente. A corrente que

carga de áudio é constitu±da de

circula através

duas componentes

tas duas corrente estão em direções opostas.

da impedância

(r'. e r'. ) e i 2

de

es-

Come eDl = eD2 quando o desvio da portadora é zero ( ~ F= o),

- 'd (r', essas duas correntes sao iguais em mo ulo e por isso - I\ ::: 2

o )

Como a tensão de saída de áudio é ' 1 (I, -I;) 1 2

saÍda é zero para a condição de desvio zero.

A

/ /

/ -'8

', I ' ' 2 ',

- //.1

+ / 2 ~:.

', / ' / ' / 'v

/+ 2Cs /

1 a tensão

Se a frequencia instantânea da portadora se desviar pal'a uma

frequência acima, então eDl será maior que eD,2 e o diodo DJ1 condu-

zirá mais que D2 •

- 37 -

de

O capacitor c1

se carrega a um potencial maior ~ue c2 , assim I{

é maior ~ue I• 2 e a corrente diferencial (I{- I~) através de Ca d~

senvolve uma tensão de sáida EAB" Essa tensão é positiva em relação

ao terra com amplitude proporcional ao desvio da portadora.

e ------ D~ I

's I I

2

desvio da portadora acima da

fre~uência de repouso

b) desvio da portadora abaixo

da fre~uência de repouso.

Se a portadora tiver sua fre~uência instantânea deslocada aba~

xo da fre~uência de repouso, JeD2 j será maior que JeD1 J e o diodo

·n2 conduzirá mais e o capacitar c2 ser carregará a um potencial ma

ior do que c1• A corrente diferencial (I{ -I~) em ~a aparece ago­

ra em sentido contrário e Ca se carrega com polaridade oposta. A te~

são através de Ca é agora negativa em relação ao terra e ainda pro­

porcional ao desvio da portadora.

A razão para este circuito ser chamado detetor de relação -e

que as variações na sáida do detetor e stá'D relacionadas com relação e~

tre e3

e e4

que varia enquanto a soma (e3

+ e4

) permanece const~

te sobre uma faixa considerável.

Nos modernos sintonizadores de F11, bem como nos aparelhos de

TV, os circuitos detetares estão sendo substituídos por circuitos L~

teg:rados.

- 38 -

4.4 Demodulação FM com Phase Locked Loop

O e.>tudo da técnica de "Phase-lock" data desde 1932, mas,

sómente com o avanço na construção de circuitos integrados é que e~

ta técnica. começou realmente a ser utilizada, já que o PLL tem sido

construído em um único circuito integrado monolítico. O PLL é muito

utilizado na recepção de sinais FM onde ele é usado no controle au­

tomático de frequência e na deteção.

DefiniçÕes e abreviações principais

"PLL" - phase locked loop,

"VCO" - Oscilador controlado por tensão,

"free-running frequency" - frequência de oscilação livre do VCO com

a entrada aterrada (f0 ),

"Lock-range" (hold in range) - intervalo de variação em torno de f 0

do vco no qual o PLL permanece amarrado ao sinal de entrada,

"Capture-range" (lock

f0

do vco tal que o

in range) - L~tervalo de variação em torno de

PLL se amarra ao sinal de entrada, supondo

o inicialmente não amarrado.

4.4.1 - PrincÍpio de Operação do PLL

O PLL é um sistema de realimentação negativa constituído de

um detetor de fase, um filtro passa baixas e um oscilador oontr9lado

a tensão, arranjados de uma maneira como mostra a figura abaixo:

I

DETETOR DE FASE

0 ve( t) y2(t)

F. P. B

I V C O I

Diagrama em blocos do PLL

- 39 -

~ ?

Com nenhuma tensão aplic;l-da à entrada do PLL, a tensão de saída

Vs(t) é igual a zero, e o vco opera em sua frequência pré-estabele­

cida (f0 ). Aplicando um sinal v1(t) ~ entrada do PLL, o detetor de

fase compara a fase e a frequência deste sinal com a frequência do

vco, e gera uma tensão de erro v (t) que é filtrada, amplificada, e . . e depois aplicada à'entrada do vco, de maneira a reduzir o erro de fre

quência entre o sinal de entrada e o sinal do vco. Quando a malha es

tá "amarrada", a frequência do vco é igual à frequência do sinal de

entrada. Observe que um erro de fase deve sempre existir para mru1ter

o vco fora de sua frequência de oscilação livre e igual a frequência

do sinal de entrada; esse erro de fase é tanto menor quanto maior for

o ganho da malha.

4.4.2 Modelo Matemático

Na análise matemática do PLL vamos considerar o detetor de fase

como um multiplicador ~~alÓgico e q~e o sinal de entrada e o sinal do

vco sejam respectivamente dados por:

v1 (t) = v1 sen (w1 t +h (t))

v 2(t) = v2cos (w2t + ~ 2 (t))

entrada

v.c.o

O sinal da saída do detetor de fase será dado por:

v v = v1 (t).v2(t) = ~ 2{sen((w1+w2)t+~1(t)+~ 2 (t))+sen((w1-w2 )t +

O filtro passa baixas elimina o termo de alta frequência(soma­

das frequências) da equação acima, deixando passar sómente o termo -

de frequência baixa (diferença entre as freq·J.ências).

Sendo h(t') a resposta impulsiva.do filtro passa baixas, tere -

mos em sua saída (após o amplificador):

onde: K1

= v1 .v2

2

- 40 -

Caso o PLL estiver em lock (amarrado) então w1 = w2 e portanto

vs(t) = ~h(t)* sen(~1 (t)- ~2 (t))

sendo ~d(t) = ~1 (t)·- ~2(t)

Quando o erro de fase ~d(t) é zero o PLL é dito estar com f~

se amarrada (em phase lock). Quando o erxo de fase é pequeno para to­

do tempo comparado com um radiano 1 o PLL é di to estar próximo da "f'a­

se amarrada". Neste caso podemos usar a seguinte aproximação.

• e portanto

Desse modo o PLL está trabalhando na região linear 1 podemos

assim1 definir um modêlo linear para o PLL.

4.4.3 Análise no domínio da frequência

A variação da frequência de oscilação do vco é proporcional

à tensão aplicada em sua entrada.

Aw = k v (t) = o s d

dt ~2 ( t)

Aplicando Laplace à equaçao acima teremos:

(I)

- 41 -

Sabemos que:

e que:

Pelas equaçoes acima I , II , .. e III obtemos:

~d(s)

hCs) =

=

1

1 + AK R(s)/s

AK R(s)

ih ( s) s + AK R( s)

onde: K = K K.. 0--l.

(IV)

(v)

A equação (V) é conhecida como equação do PLL do modelo linea-

riado e a figura abaixo mostra o diagra

rizado para o PLL.

clicsl + d (s)

- ....._+ AK1H(s)

cpz(s)

koj5 vco

modélo linear para o PLL.

- 42 -

em blocos do modelo linea-

4.4.4 O PLL como demodulador de FM

O PLL pode ser usado na deteção de sinais FM, com faixa larga

ou estreita, com maior linearidade do que a obtida por outros meios.

Se o PLL está "amarrado" a um sinal modulado em frequência, o

vco segue a frequência instantânea do sinal de entrada, desse modo

a tensão de erro filtrada, que força o vco a manter o "travamento da

malha" (lock) com o sinal de entrada torna-se então a saída demodul.§:

da da onda FM. A linearidade deste sinal demodulado, depende sómente

da linearidade da característica de transferência tensão de contr.ole

contra frequência do vco.

Considere a fase do sinal de entrada como:

(t 41 ( t) = 211'Kf )

0

m( t) dt

Assim o sinal aplicado à entrada do PLL é um sinal modulado

em frequência.

como: pd(s) = 1 -----,,...-,--, . h ( s)

l+AKH(s)/s

temos que:

H(s) ;r, ( v;;Cs) = AKl ---- . 'fl s)

l+AKH(s)/s

considerando I AK I >> 1 temos que:

Então rici"domínio do tempo K

';(t)=--.l:.~4(t) = K dt 1

logo

m(t)

teremos:

K1 d [ -·- 211'Kf K dt

- 43 -

~: m(t) dt j

Isto significa que a sa{da do PLL é aproximadamente o mesmo si­

nal que originou a onda FM na entrada, a menos de uma constante, logo

a demodulação é executada.

Uma caracter{stica significante do demodulador com PLL, é que

a largura de faixa do sinal modulado em frequência que está presente

na entrada, pode ser muito maior do que a largura de faixa do filtro­

de malha, caracterizado por H(f). A função de transferencia H(f) se­

ria restrita ao sinal em banda base. Então o sinal de contr.ole do vco

tem a largura de faixa do sinal modulante m(t), enquanto que a sa{da

do vco é uma onda FM cuja frequência instantânea é igual à do sinal

de en"'.;rada.

4·4·5 Estudo do comportamento do sistema

Consideremos o diagrama em blocos do PLL abaixo, que é mais us~

do do que o modelo anterior:

cf:lCt)

d

dt

DETETO R

DE FASE Kd

ch_Ct)

;

d H (s) v (t)

v co Ko

- 44-

~d.(s) s =

hCs) s + K0

Kd. H( s)

p2Cs) = K0 Kd. H(s)

K0 Ka.H(s) ~l (s) s +

O erro mais simples ele se analizar é o erro em estado estável,

~ue permanece após cs transientes terem d.esaparecid.os, este erro pode

ser avaliado pelo teorema elo valor final ele Laplace, ~ue estabelece:

lim y(t) = lim sY(s) t_.oo S-+0

Aplicando este teorema a. e~uaçao elo erro ele fase temos:

s2~1 ( s) lim ~d.(t) = lim t_,. 00 s-.o s +K

0Ka.H( s)

1º. Caso Consideremos uma mudança ~m passo, ele valor ~~' na fase

·elo sinal ele entrada assim: ~1(s) = ~~/s e

= s t.~ lim _____ _ = o (desde que H( o) f. o )

s ... o s+K0

Kd. H(s)

Desse mod.o a malha percebe uma mudança na fase elo sinal ele en­

trada e nenhum erro na solução ele estado estável é apresentado.

2º. Caso

lim ~d.(t) t~oo

Consideremos uma mudança em passo ele valort.w na fre~uên­

cia angular elo sinal ele entrad.~ desse mod.o a fase elo sinal

ele entrada seria uma rampa e:

hCs) = t::..w/ 2 s

l:::.w t.w = lim =

s ... o s + K0

Kd. H(s) Ko Ka. H(o)

- 45 -

Existe um erro de fase. que é dependente do valor do desvio de

frequência,- o produto K0

KdH(o) é frequentemente chamado de "Constan­

te de velocidade" ou " Ganho DC da malha" e é denotado por Kv·

Kv = K0Kd H(o)

o erro de frequência no regime é dado por:

wd(s) ~d(s) pois wd(t) d

~d(t) = s = dt

lim wd(t) = lim s2~d(s) = lim S. Ô.W o =

t~OO S-'>0 s .... o S+K0

Kd H(s)

Logo mesmo com um erro de fase o PLL permanece amarrado ao sinal

de entrada pois o erro de frequência no regime é zero.

a)

b)

R~

----~~r---~1~ c H(s) =

H(s)

1 4 H(o) = 1

~ H(o) = 1

Observe que, quando utilizamos os filtros de malha acima, estes,

asseguram o mesmo erro de fase 6w , a vantagem do filtro (b) é per~ Kv

tir uma maior liberdade de escolha dos parâmetros do sistema , entr~

t~~to sua baixa atenuação em altas-frequências (R2/R1

+R2

) torna-se

problemática. Essas componentes podem chegar a afetar a estabilidade

do vco.

Utilizando o PLL como demodulador o sinal demodulado é um sinal

de erro (proporcional ao desvio de frequência) e como o erro de fase

do sistema tamgém é proporcional ao desvio de frequência, este erro

- 46 -

chega a causar distorção no sinal demodulado1 da{ a necessidade de se

trabalhar com baixos desvios e alto ganho da malha. Por outro lado

um alto Kv pode diminuir. muito o ;fator de amortecimento e causar tra:g_

sientes de maior duração.

4.4.6 ~~~ção de malha para al~s filtros

a) ~1 _\

I K

b)

~ 2.

Ko

=

1/2

= ~ (--1--] Ko Kd

= ( \~d rz R~

---~~r---~n-­~ R2.

c

- 47 -

R ~

I c --

"!, = Rl {.

Zz = R2C. } H(s) = l+s'Z2

s( L 1 +~)+1

p2(s) KoKd (s 'lz + 1)/ ("Z, + "Zz) =

pl(s) s2

+s(l +k0kd ~)/(~+"Zz) + kokd/("Z,+"Zz)

l/2 /

[ kokd/"Z, + T2 J

l~ =

l/2 l

[ KoKd/- L 1· [ L 2 =

2 2, + 2

'

= 2

s + 2 S" w s + w2

n · n

c) filtro ativo

c

+ K

2 wn

H(s) =

R~

2 $wns + 2

~2(s) w,

=

pl (s) 2 2 s + 2 ~ wn + w n

4.4.7 Algumas considerações de p~jeto

I) Ganho da Malha: (Lock)

l ] ~ wn 72 ;

K 2 o d

a(sCR2 + l)

sGR2 + l +(l-A)SCR1

l/2 wn = (KoKdh:,)

J = 1Z__Ckokd/ L:, ) 2.

l/2

Como visto anteriormente este ganho afeta o erro de fase entre

o sinal de entrada e o vco • Este erro também determina a faixa

amarramento (Lock range ou Hold in Rar-ge) da malha já que o lock

mantido desde que o erro de fase fique entre~ 902.

No modelo linear considerando 'Xn degrau de frequência

como - c ~ sen ~ -<. l

- 48 -

de , e

K v

~wH = máximo desvio de frequência em torno da frequência livre de

oscilação na qual a malha permanece amarrada.

II) Captura:

Se o PLL inicialmente nao esta amarrado, a faixa de variação,

em torno da frequência livre de oscilação do vco,. na qual o PLL pode

se amarrar é daàa por:

/). wL = :!: KoKd JVI "L,+ L2.

L::.wL :!: KoKd"!Z/z,

para o filtro passivo

para o filtro ativo

Em termos de frequgncia natural·e do fator de amortecimento de

faixa de , e dada por:

:!:21w n

III) Frequência natural

A largura de faixa da malha é determinada pelos componentes do

filtro, R1 , R2,c devendo satisfazer o seguinte:

a) Largura de faixa deve ser suficientemente estreita para minimizar a

agitação de fase devido ao ruído externo.

b) Largura de faixa deve ser feita tã9 grande quanto possível para mi­

nimizar os erros devido a transientes:

Estes dois principies estão em oposição e o critério (b) deve

ser levado em conta se o PLL é usado como um demoduls,dor de FM

.Para o caso de modulação senoidal, o pico do erro de fase como

uma função do de~vio de frequência e fator de amortecimento é mostrado

na figura abaixo.

O máximo erro de fase ocorre quando a frequência modulante w m

é igual à frequência natural da malha. Deste gráfico é possível esco­

lhe:r w., para um dado desvio, e frequência modulante.

- 49 -

1.7

1.

1.

1.4

1.3

1.2

1.

1.0

6

5

1

13 0.9

~l 0.8

0.7

0.6

0.5 0.4

0.3

0.2

o. l

! ' I i 1 i i i !i\<=03 I I ' I I

I I I I i i ' I I \ I I i I I I

! I I i i I I lf I I \ I I I I I I I i I f ! I ! I j ' I ' I I I I I /i ! I I i i I I ! I ! !/r I I \! I ' I I I ! li i;-=0.5 \ I I I I I I I 1/i li!"\:\ I ' i ! I ! I I I V I \1\ ! ; I I I I l j,ft r-o7o7 \\1 . ! ! I

i ! I V li' Y:'i I ~ \\ I I ! 1///( i r- 1.0 !""~ I

i I Y/--H 1 I I ;-..._ ~"\_ i !f/i I ' I I ' ' i""-' ' ' I r l 2.0 I

! ~ i I ' ' I ~~ -· ""' ~I I I I I 1 I I- 5.0 ! ', I I

' I ' ' : ; i ' ' I

I I I '~i I·-I I

I I

I I I I I I I I 1

1

I I i

I I I I I I ' ' I

! I i I t ' I I

I ! i

' I 00.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.7 1.0 -2 3 4 > 7 lO

Pico do erro de fase em estado estável ~ara FM senoidal.

IV) Lar~a de· faixa para o ruído BL

il. largura. de faixa para o ruído é dada por ()()

BL = )

01H(f)i

2 df :n [ b + 4~ J

Para uma malha de 2ª ordem. e alto ganho

2. 5

I I

I I 2.0

~= ~,;cr+ 11•n "•

5 I __.

! '~ ' I

\I ~v I _-, I I

I I

I

1.0

0.5

-O .o 1.0 1.5 2.0 2.5 3.0 3.5 .f

- 50 -

A figura abaixo mostra o'diagrama em blocos de um circuito

com PLL operando como um multiplicador de fre~uência. A sa{da do vco

é "amarrada" a um oscilador de referência a cristal com f 1 = 100KHz.

A frequência desa{da do vco f 2 = nf1 , pode variar entre 2 a 31ffiz.

Da{ um divisor programável terá que ser usado com n variar.do de 20

a 30. A frequência livre de oscilação do vco é f = 2,5 1mz. o Escolhendo n= 20 vamos determinar os parâmetros da malha e os comp~

nentes do filtro.

Rl. ~ KD=0,5'frcd

f~ 7 r Rz

f~

wk DIVISOR

n nh

SAlDA

Neste caso o ganho 1

1<. =KKKd- = v o a n

da malha é dado por:

0,5x10x107 = 2, 5x106

20

a tensão de sa{da é dada por

2,0 - 2.5 = 0,3125v

10/2'1(

- 51 -

v co Ko= 107rad

S. V

rad/s

Vs

-

Os parâmetros do filtro R1 , R2 e C determinam as constantes da

malha wn e 3: g_ue governam o comportamento de transientes.

Escolhendo w n ; 104 rad/s e

~1 +~ Kv/ 2 ; ;

wn

"Z2 2~ 1 1.6

; ;

wn •r 104 ··v

L ; 25 - 0,1596 -v 25 ms 1

! ; 0,8 temos:

2,5 X 106

108 ; 25 ms

10-6

--- ; 0,1596 ms

2,5·

Escolhendo arbitrariamente, C = 0,5fLF • Então

= 320 Ohms

= -:t,

= 50 K Ohms c

4.5. Deteção Digttal de FM

O detetar digital de FM consiste na geração de pulsos de largura

constante durante as tr~sições positivas (ou negativas) da portado­

ra modulada em freg_uência. ApÓs a obtenção desses pulsos, ~filtro

passa baixas recupera o sinal modulante.

Este tipo de detetar consiste um .limitador seguido de um c.ife­

renciador, um multivibrador mono-estável, e um filtro passa baixas

conectados co110 mostra a fit;ura abaixo. '

5 FM(t) r------,

(a) LIMITADOR ( b)•IDIFERENCIADORI (c tiMONOESTÁVEL I~

- 52 -

O circttito limitador tem a caracter{stica de um comparador de

tensão, de tal forma g_ue o n{vel de sa{da corresponde a um nível alto,

g_uando o sinal FI~ for positivo, e apresenta uma sa{da baixa quando a

portadora for negativa.

O circuito diferenciador pode ou não ser usado, dependendo do

monoestável que está send.o usado. Se este circuito for usado, um reti

ficador de meia onda deve ser utilizado para eliminar os pulsos nega­

tivos na sáida do diferenciaa.or.

Na sáida do mono~stável a largura dos pulsos

a freg_uência de repetição desses pulsos ob~dece a

sinal de FM g_ue está sendo detetado assim.:

1

T

é constante,

mesma relação

porém

do

Estes pulsos, de largura oonst~~te, passando por um fi!

tro passa baixas irá fornecer o valor médio instantâneo destes pulses,

assim, na sa{da do filtro teremos

mas =

A~

T

1/T logo:

Portanto v (t) contém uma componente DC, mais um termo propor o -

cion:al ao sinal modulante que gerou a onda FM.

Na figura abaixo mostramos as formas de onda nos diversos po~

tos do detetar digital de FM.

- 53 -

(c) t

I I I I I I I I

(d) I I t

(e) t

Formas de onda no detetar FM digital

4.6 - Detetar de ~uadratura

O detetar de g_uadratura, mostrado na figura seguinte, , e

um circuito onde o sinal de FI, proveniente do limitador, é dividi

do em duas partes. Uma delas é aplicada a um circuito defasador

g_ue produz um deslocamento de fase de 90º, mais uma const~~te ve­

zes o desvio sofrido pela FI em relação à freg_uência central. Em

seguida, estes dois sinais, o direõo e o defasado, são aplicados a

um circuito multiplicador, tendo em sua saída um filtro passa-bai­

xas, g_ue seleciona a faixa de freg_uências de audio aí presentes.

- 54 -

V c FILTRO :':>

PASSA l=l 6AlX'AS

Ctt<:C.VtTO

- 1----llE ~ASAJ)Ol< Vs

Sendo w0

a frequªncia central da FI e w a frequência ins­

tantânea, para que ocorra a d:emod~lação, o deslocamento de fase

( L:!.6 ) sofrido pelo sinal F1'1l, deve ser dado por:

como as entradas do multiplicador sao:

Na saída do multiplicador teremos: 2

~ 2

sen(

2 v

2wt-k~w )+ _o_sen( 2

Na saída do filtro passa-baixas, teremos

sen(kô..w) 2

K ô..w)

Para k~w 40,25 radianos~ senk~w ~ k~w, e assim a saída do fi:J:.

tro proporcional ao desvio do sinal, e a demodulação é realizada.

Um circuito capaz de fornecer a defasagem necessária é mostrado

na figura abaixo, onde o circuito t~~que L-C2 está sintonizado na

frequência central w0

•

- 55 -

Vs

R L

FILTRO PASSA BAIXAS

A diferença de fase l>6 entre Vs e Ve é dada por:

_ 6G

Impondo que c1 ~ c2 a equação acima torna-se:

sendo Q = e

onde Q é o fator de qualidade

Simplificação do denominador da equação acima

Q = Q b.w. [

SAlDA.

O desvio máximo de frequência (t~ = 75KHz) é muito pequeno q~

do comparado com a frequência interm~diária (fo = 10,7MHz), assim

podemos fazer a seguinte aproXimação:

- 56 -

1 1 N

w + Aw wo o

logo Ql. ( :0 - :o J ,..., 2 Q;

Âw· wo

Q. 2 il' i' wo como = =

2 'lí B 21! B

onde B é a largura de faixa do circuito sintonizado

onde k = 1/f( B

po:rtanta

= 1

lrB

ll.e ~ a.xc.+o~­.;::, 1<6W

"TC" 2

= K /:).. w

~ possivel obter um valor da largura de faixa do circuito t~

que tal que KAw <(_0,25rad, desse modo:

t:,.erv 1[ 2

Q.ue é o valor que queriamos obter para o circuito executar a

demodulação FM.

4.6.1 - Detetar de coincidência usando porta E

Nos detetares de quadratura integrados, o multiplicador anali

gico é substituído por uma porta digital E, que fornece em sua s~

ida um nivel de tensão (5V), sómente quando ambas entradas i' o:? em

positivas caso contrário sua saida será nula, por isso, frequente­

mente este circuito é denominado"deteto:t' de coincidência".

- 57 -

::~ E

I :3 vl v2 v3

>O >0 5 <o >O o >o <o 9 <O· <o o

porta "E" idealizada

t=I

C.z. E

ON.PA. S.ENOI,.DA-1..

DE. F'-S>Al>A

R L

Detetar de coincidencia usa~do porta E.

No detetar de coincidência o sinal de FI é transformado numa

onda quãd.rada, e o sinal defasado, aplicado à outra entrada d.a

porta, é um sinal senoidal;devido ao Q; alto do circuito resso­

nante do deslocador de fase.

Na figura abaixo é mostrado as formas de onda das duas entr~

das e da sa{da da porta E. Observe que esta sa{da é da forma de

um trem de pulsos retangulares cuja largura varia conforme a de­

fasagem entre os dois sinais de entrada.

- 58 -

J I I I • t

1\f'v 68=45° t

(W>Wo) Sai da

da o o Porta E. • t

=J I I I t

~ 68=90°

• t (s~m modulação) s~~a

.O o Porta f • t.

I I I > t

~ 69=135° • t

(w(wo) Sai da

da o o Porta E • t

Se a saida da porta alimenta um circuito integrador RC, sua -

sa{da será então proporcional ao valor médio do trem de. pulsos de

entrada e portanto ao desvio de fre~uência do sinal.F1L Desse mo

do a sa{da do integrador reproduz o sinal modulante.

5. RECEPTORES DE FM

Um receptor de FM basicamente opera conforme o diagrama de

blocos,mostrado a seguir, utilizando também o princÍpio superhete­rodino.

- 59 -

r­I I I

f I I I 1 I

l L

\ 17

.. AMPLIFICADOR

DE R F -

AMPLIFICADOR MISTURADOR -

DE FI LIMITADOR DISCRIMINADOR

----- -------- _t_ ---º-~G_- _j

CAF

OSCILADOR [D- AMPLIFICADOR DE ENFASE

LOCAL DE AUDIO

DIAGRAMA DE BLOCOS DE UM RECEPTOR DE FM

5.1. ~~LIFICADOR DE RF

Os receptores de radiodifusão em ~~ operam satisfatoria­

mente sem o estágio amplificador de RF, o que não ocorre com os recepto

res de FM. A razáo disso é que o fator de ruído do dispositivo ativo

usado como misturador é alto e se o sinal recebido for aplicado direta­

mente ao estágio misturador a relação sinal-ruído será muito baixa, de~

truindo a inteligioilidade da informação. Portanto, é necessário ampli­

ficar o sinal recebido para aumentar a relação sinal ruído. Nos recept~

res em AM o estágio amplificador de RF é prescindível, uma vez que o

ruÍdo externo ao receptor, na faixa de operação, supera o ruído gerado

internamente.

O uso do amplificador de RF reduz a interferência da fre

quência imagem, pois assim teremos v~ circuito sintonizado antes do am­

plificador de RF e um antes do misturador, produzindo tuna atenuação

maior na frequência interferente.

O sinal gerado pelo oscilador local pode ser facilmente ir

radiado pela antena receptora, mas isto também pode ser evitado com a

utilização do amplificador de RF.

60

Os receptores de boa qualidade utilizam FET9

como amplifi­

cadores de RF pelo fato de que estes transistores apresentam caracte­

rísticas de transfe:rência quadrática. Esses dispositivos apresentam­

na saÍda um sinal com componentes de frequências igual ao sinal de

entrada e uma pequena distorção com frequência duas vezes a de entra­

da enquanto que outros dispositivos como, válvulas a vácuo e transis­

tores bipolares, apresentam muito mais componentes de distorção, sen­

do que algumas delas ocorrem bem próximas ao sinal desejado.

Quando um amplificado~ de RF utiliza um dispositivo que

apresenta distorção de 3ª ordem, se uma emissora de sinal fraco for

sintonizada e uma emissora adjacente de sinal forte conseguir alcan -

çar a entrada desse amplificador, a modulação da emissora adjacente (

não desejada) será transferida para a frequência da emissora sintoni­

zada, produzindo uma distorção chamada modulação cruzada (cross mod~

lation). Este tipo de distorção pode ser eliminada com a utilização -

de FET s como amplificador de RF.

A figura seguinte mostra um circuito amplificador de RF

utilizando um MOSFET cem porta dupla cperando em fonte comum.A uti-

lização do MOSFET com porta dupla,, permite que em uma das portas s,t

ja aplicada uma tensão para controle de ganho (CAG).

+ vcc

CHOQUE DE RF

CA ~ .:I CA J;

L2 o

R,Q CB c4

;J; D

:h c~ PORTA2 /77

PORTAl F

~ c2 #c3 L~

I i I :

- 61 -

No circuito apresentado o Sinal da antena é acoplado à porta 1 através de c1 , 11 e c2 que também fazem a sintonia do si­

nal desejado. ·o sinal de saída é obtido no dreno e acoplado ao está­

gio seguinte atravé:o: .de 12 ' c3 e c4.

Os capaci tor,es C A

RF seja aplicado à fonte de

e o choque de RF evitam que o sinal de

alimentação. O capacitar CB ligado entre

a porta 2 e c terra oferece uma baixa reatância para os sinais o.e RF que por ventura estiverem presentes naquele ponto.

5,2. CONVERSOR DE FREGDtNCIA

Com relação ao estágio conversor de frequência (misturador

) , I •

e oscilador o que ja foi menc~onado para os receptores Ali! vale aqui

também a menos da frequênoia utilizada.

A frequência intermediária padronizada para os receptores

de FM é de lO,TMHz, assim se o oscilador local fun9ionar abaixo da

frequência da emissora recebida, ocorre o seguinte:

FM,

gem

gem

Sendo 88billz a lOBMHz a faixa reservada à radio difusão em

o oscilador irá operar entre 77,3MHz e 97,3MHz. A frequênoia ima­

neste caso é obtida por f - l0,7MHz e portanto a resposta ima osc -do receptor estará entre 66,6 MHz e 86,6MHz. Esta faixa correspo~

de às frequências de canais de TV.

Desta forma o oscilador local deverá operar acima da fre­

quencia do sinal de RF sintonizado, ou seja, entre 98,7 l~z e 118,7

MHz. Neste caso a resposta imagem estará entre 109,4 e 129,4MHz.

5.3. AMPLIFICADOR DE FI

A maior parte do g~1ho num receptor, desde a antena até o

detetar é obtida pelo amplificador de FI. Este amplificador consta de

vários estágios de amplificação onde os filtros entre estágios devem

fornecer a atenuação necessária para os sinais de emissoras adjacentes,

bem como, para os espurios que aparecem na saída do misturador. Num

receptor de AM, o amplificador de FI deve apresentar dentro da faixa

de passagem, resposta plana, para receptores de FM é ncessário que o

deslocamento de fase seja linear e para TV os dois requisitos sao ne­

cessário:o. No passado e ainda atualmen·ce em alguns receptores esses

requisitos são obtidos atraves de circuitos duplamente sintonizados

ou simplesmente sintonizados, mas com o advento de circuitos ampli-

- 62 -

ficadores integrados de faixa larga, os circuitos eletrônicos se tor­

naram bastante reduzidos de modo ~ue os transformadores de FI ocupam

a maior parte do circuito. Isso tem estimulado o desenvolvimento de

filtros a cristal, cerâmicos e filtros de onda acustica de superfície

(S~W) ~ue são oem menores, não necessitam sintonia e têm caracterís­

ticas de respotas bem superiores.

A fre~uência intermediária comumente utilizada para FM

10,7MHz e a largura de faixa do amplificador ~eve ser da ordem

#

e

de

200KHz.

5.4. LIMITADOR

O limitador é um circuito cujo sinal de saída apresenta am

plitude constante para todo sinal de entrada acima de um determinado

nível. Sua função num receptor de FM é eliminar ~ual~uer variação em

amplitude causada por ruÍdo ou outra interferência. O limitador tam -

oém tem a função de CAG uma vez ~ue limita o sinal aplicado ao dis­

criminador. Em alguns receptores de FM o CAG é também obtido atra -

vés de um circuito detetar de envcltÓria, ~ue extrai sinal do ampli­

ficador de FI antes do limitador utilizando o nível de presente em

sua saída, para controlar o ganho de alguns estágios, como 12 Amplifi

cador de FI e amplificador de RF.

Na figura seguinte temos um circuito limitador onde o re -

sistor Rc limita a tensão de alimentação do coletor. Sendo a tensão

dC do coletor, baixa, o transistor será facilmente soore-excitado. A

medida ~ue o sinal de.éntrada aumenta produz cortes nos picos da cor­

rente de coletor limitando assim o sinal.

DO AMP.

DE FI

ESTÁGIO LIMITADOR

- 63 -

+ vcc

PARA O

DISCRIMI NADOR

A caracteristica de transferência do limitador é mostrada a seguir:

CORRENTE DE COLETOR

I

" '

SINAL PRESENTE -NA ENTRADA DO

LIMITADOR

SINTONIZADO

SINAL NA SAlDA

(LIMITADO)

Na saída do limitador é colocado um circuito sintonizado na

f'reg_uência central _do sinal de entrada e após este circuito teremos

um sinal limitado na forma senoidal.

5.5. DISCRibiTNADOR

O sinal modulado em freg_uencia após ser amplificado e limi­

tado é entregue ao estágio discriminador g_ue se encarrega de retirar

a informação do sinal modulado. As considerações fundamentai.s a res -

peito desta estágio foram feitas g_uando estudamos os detetores de F.M.

5.6. CONTROLE AUTOMÁTICO DE FREQUENCIA (CAF)

Se o oscilador local sofrer variaçoes em sua freg_uência, a

frequencia intermediária resultante será diferente de 10,7MHz, acar­

retando distorção no sinal demodulado.

O detetor de FM, como vimos anteriormente, apresenta uma

caracteristica tensão de saída x freg_uência (curva S) conforme a fi~

ra seguinte, onde a parte central da curva corresponde à freg_uência -

central da FI (10,7MHz).

- 64 -

Se o oscilador local sofrer um desvio na sua frequência, por exemplo

para c~ma, a FI resultante também estará ac~ma (d~gamos 10,75MHz) , aparecendo ass~m na saída do detetar um n~vel ~ proporc~onal ao de~

locamento da FI.

v

COMPONENTE DC NA

----------'!9..:ffi,l4:=j:;:;::;j:==~==:=±,..SAIDA DO DETETOR

f(MHz)

O s~nal obtido na saída do detetar após ser f~ltrado para

eliminar as componentes de audio, poderá ser aplicado ao oscilador -

local para corrigir os deslocamentos de frequência.

r +Vcc

DETETOR

DE

RELAÇÃO

SAlDA ~--------~---~-----~~ DE

PARA O CAF

R }FILTRO AUDIO DE

------~ AUDIO

hc .

- 65 -

Os circuitos de CAF normalmente utilizam um diodo (varicap)

~ue varia sua capacitância conforme a tensão reversa aplicada.

A figura seguinte mostra uma curva t{pica de_variação da Cê

pacitancia do varicap em função da tensão reversa aplicada.

CAPACITÂNCIA DO DIODO(Cd)

A seguir vemos um circuito onde o diodo varicap é colocado em paralelo com o circuito tan~ue do oscilador e em serie com os oa­

pacitores c2 e c3

• Os capacitores c2 e c3

podem ser considerados co­

mo curto-circuitos para as fre~uências de operação do oscilador. O

varicap é polarizado reversamente atraves de R1 e da tensão proveni­

ente do discriminador através de R2• Se o oscilador sofrer um desvio,

por exemplo, acima de uma fre~uência pré determinada, atraves da

curva S do discriminador verificamos a presença de um nível de posi­

tivo, diminuindo assim a polarização reversà aplicada ao diodo, au -

mentando portanto sua capacitância e consequentemente diminuindo a

fre~uência do oscilador.

CIRCUITO TANQUE

DO OSCILADOR

' .. CIRCUITO DE CONTROLE AUTOMATICO DE FREQUENCIA (CAF)

- 66 -

5•7• PR~-tNFASE E TIE-tNFASE

O ruído adicionado a um sinal recebido, modulado em frequêg

cia, provoca alterações na amplitude desse sinal que podem ser elimi­

nados no estágio limitador. Mas as alterações na frequência produzi -

das pelo ruído não podem ser completamente eliminadas. Qualquer cir -

cuito capaz de anular as variações de frequência devido ao ruído ou

qualquer outro sinal interferente, também cancelariam a modulação em

frequência produzida pelo sinal desejado.

O efeito do ruído pode ser minimizado desde que o desvio

de frequência produzido na portadora pelo sinal modulante seja muito

maior que c desvio provocado pelo ruído. Ocorre, porém, que quando

dois instrumentos produzem uma mesma nota (mesma frequência fundamen­

tal), ainda assim os dois sons são distintos. Isto pelo fato de que

cada instrumento produz além da frequência fundamental, uma série de

harmônicos. São estes harmônicos que caracterizam um determinado ins­

trumento dando-lhe o seu timbre, o mesmo acontecendo com a voz humana.

Portanto, a reprodução perfeita dos harmÔnicos é absolutamente essen­

cial para garantir a fidelidade do som reproduzido.

Como sabemos as amplitudes dos harmônicos sao menores que a

amplitude da fundamental, sendo tanto menor quanto maior for a ordem

do harmônico considerado, isto é, quanto mais alta for sua frequência.

Quanto menor a amplitude do sinal modulante, menor é o desvio provoc~

do na portadora e com isso os harmônicos provocam desvios de frequên­

cia muito pequenos, diminuindo assim a relação sinal ruído para essas

frequências. Desta forma, a reprodução adequada dos harmônicos fica -

prejudicada.

A solução adotada pa:t·a conto.rnar este problema, consiste -

em reforçar as frequências altas do sinal de audio em relação às bai­

xas, antes da modulação. Istó é conseguido através de uma estrutura

chamada pré-ênfase que é mostrada na figura seguinte. A constante de

tempo padronizada para esta estrutura é de T = RC = 75ys. Como a constante de tempo é igual a 75 }JS a frequência de

corte vale:

f 1 1 2122Hz. = = 2 i( 75.10-6 =

2T[ • RC

- 67 -

Através da. característica da pré-ênfase verificamos que e~

tre 500Hz e 15KHz. ocorre um aumento gradual no ganho até 17dB. Isto

se faz necessário para aumentar a relação sinal-ruÍdo nas frequências

altas de audio.

R~

, ,..

R o~--~~~--J[~---o

I c

o------------------~----~0 A

PRE-ENFASE R C= 75JLS DE-ENFASE RC=75JLS

GANHO (dB)

17 ------------------------·-

, ,.. PRE-ENFASE

+3,0 o r----------,~~

-3,0 ---------1-----1 I

" DE-ENFASE

-17~-~--~-~-=-~-==-~-~~-~-~-~~-~~-=-==-~-=-=-~-~-~------~ 500Hz 2,122 KHz 15KHz f

A de-ênfase é geralmente colocada na saÍda do detetor q~

do se trata da transmissão monofônica, como mostrado na figura segui~

te.

+Vcc

- 68 -

5.8 Circuito de um receptor de FM

Descrição do circuito

A figura seguinte mostra um circuito t1pico de um receptor de

FM onde a entrada poderá ser simétrica ou assimétrica, mediante a

ligação à terra do centro do primário do transformador de entrada -

constitu1do por 11 • Devido à carga da antena e à baixa impedância

de entrada apresentada pela ligação base comum do primeiro transis­

tor, o circuito sintonizado 12 , c1 e c2 é fortemente amortecido ,

fornecendo a largura de faixa necessária para a cobertura da faixa

de FM, sem a necessidade de sintonia variável.

Através do circuito de entrada o sinal da antena é aplicado -

ao emissor de T1 que funciona como amplificado:r de RF em base comum.

Este tipo de ligação normalmente é utilizado para fornecer o ganho

necessário e baixo n1vel de ru1do. A sintonia é feita no circuito de

coletor através de 13

, c4

, c5

e C6

O transistor T2 funciona como oscilador-misturador onde a fre­

quência de oscilação é determinada pelo circuito tanque 15

, c13 c14

, c15 , c16 e pela capacitancia d~ diodo vsricap D1 que é utili

zado para o CAF do oscilador.

O diodo D2 ligado ao circuito do coletor de T2 atua como CAG

Os transistores T3

, T4

e T5

são os amplificadores de FI,onde

a frequencia central e a largura de faixa necessária são obtidas

através dos transformadores sintonizados formados por 16 a 112• O

transistor T5

opera como limitador e 113

, 114

e ~5 formam o tran~

formador do detetar de relação. A estrutura de de-ênfase é formada

e

6 - FM ESTJ!lREO

6.1 - Introdução/Transmissão

Os sistemas estereofÔnicos envolvem a reprodução de dois -

sinais distintos, por exemplo: o som captado por dois microfones di­

ferentes. Estes sinais devem ser transmitidos de tal modo que no rec

ptor eles possam ser separados e amplificados pelos seus respectivos

canais de audio, denominados de canal esquerdo (E) e canal direito -

(D).

- 651 -

--'! o

A ~---..___L.Y \

Rl511 I T

RlGII

Rl8

I ,. I

L3

R3 / I

I I

Lll Ll2 -----. "''"_J_ ! ~: 1)- i

----.r: .

~~r. r L.~:::r-r--11

K.lllll I031.

C8

--• l t' \

Cl2

T2

I I

I I

I

R7

r·---R23 IL15 i I

llh41 036..J.... i ji 1 I

~--11 I Jl I

I r-w-r -- T ~-- ''

"l ~ i"" L-,:;; .J

li R21 r77 R24

L6 L7

Cl.6, ' Rll -= J.,C26

OAF R lO =-

03 R25

~ 037 r=r

C39

-=-04 I R26

C4l

L9 LlO

;;;027 J.,C28

C40

;:;ç042

SAlDA DE AUDIO

SAlDA PARAO DEOOOIFIOADOR

ESTER EO

Na radiodifusão estereofônica, os sinais E(t) e D(t) nao sao pro-' priamente transmitidos, pois os receptores ,monoa=ais devem ser capa-

zes de receber as transmissõers estereofÔnicás como monofônicas, por

esta razão são transmitidos os sinais soma (E+ D), e o sinal difere!!_

ça (E-D) utilizando a técnica de multiplexação em fre~uência, onde o

sinal (E+D) é idêntico ao sinal para transmissão monofônica e

portanto ser detetado por estes receptores.

pode

O sinal soma modula diretamente a: portadora da emissora. O sinal

diferença (E-D), é usado para modular em AMDSB/SC uma sub-portadorade

38KHz ~ue é derivada de uma portadora piloto de 19KHz.

O sinal modulado, juntamente com o sinal soma (E+D), e a portado­

ra piloto formam um sinal composto resultante ~ue modula a fre~uência

da portadora de RF. A portadora piloto é transmitida para sincronizar

a subportadcra de 38KHz do transmissor com a do receptor e assim, fa­

cilitar a demodulação do sinal (E-D). Na figura abaixo temos o diagr~

ma em blocos de um transmissor de FM estereofônico.

REDE MATRICIAL r--------~

MODULADO'!<. E(t)

1 I 35KI+?.

-I 75jJS I+ SOI'\AJ)OQ I E-D I -~ I BALANC.EA.!X) I I t- I

.. + I

I I l X2 J D(t) 75ys )+-SúMAJXlR

I E+o I I L ________ j t 19Kih:

\7 &c. A 191<h OSCJLAPo~

! ! t'lêSl"RE MODULADCR. I So"''ADOR.

J=:i"J

Transmissor de FM estereofÔnico

Os canais esquerdo e direito passam através de filtros passa-al -" tas, com constante de tempo igual a 75 }ls, onde são preenfatisados. A

rede matricial efetua a soma e a subtração destes dois sinais.

O canal (E-D) é aplicado a um modulador balanceado, juntamente com

a subportadora de. 38KHz. Esta portadora é obtida multiplicando a fre­

~uência de saida do oscilador mestre (19KHz) por dois, desse modo o

sinal (E-D) modula a amplitude da subportadora de 38KHz que é elimina

da pelo modulador balanceado, assim em sua sa{da teremos as faixas de

(E-D) deslocadas para a fr.equência de 38KHz. Este sinal, mais o sinal

(E+D) e a portadora piloto passam por um circuito somador e a

-71.-

sua saída modula a fre~uência da portadora de P~ a ser transmitida.

Uma estação de FM pode também-transmitir música funcional p~

ra restaurantes, casas comerciais etc, ~ue é denominada de SOA(su­

osidiary communication autho:rization). Esta unidade é e~uivalente a

um mini-transmisso:r de F:Nl, com suoportadora de 67KHz modulada por

um sinal de 30 a 7.50ÓRz e com desvio máxime de 7,5YJíz para cada 1~

do, portanto com um Índice de modulação igual a 1. Este sinal tam

bém é multiplexado em fre~uência no sinal modulante, e o espectro -

tct:a.l â.o sinal é mostrado abaixo:

c

100

()O Dê5V10 MÁXlKO ?<:R>\1"TH>O • =-- ---- -~

' ' ' ' ' ' o > "' 50 0 o o o ~

\Q

o ,_. • SU!>-C>-\IAL lô"-TÓ>.~o o ... ---------- r-------., . .

E+l) ' ' c. SCA CPC\ O"'~L ,_: r----:--~---;

"' o ' ' (). t-O E:-D ' '

I I I I 0,05 15 23 53 59,5 6'7 '74, 5

Espectro da banda base do sinal para a radiodifusão estereofônica

O sinal composto, em banda base, ~ue modula a fre~uência da po~

tadora é dado por: (excluindo o SOA).

V0(t) ~ E(t) + D(t) +A cos21Cfpt + [E(T) - D(t~ cos2ílfst

onde: fp ~ 19KHz (portadora piloto) e fs ~ 38KHz(subportadora)

Temos ~ue observar ~ue a máxima amplitude do sinal composto não

ocasione desvios acima do valor máximo permitido (75KHz). A portadora

piloto aparece com amplitude reduzida 8 a 4KHz acima da faixa de au­

<l.io de (E + D) e a 4KHz abaixo da faixa lateral inferior de (E-D). I.ê_

so permite facilmente a filtragem da portadora piloto e seu uso subse

~uente na deruodulação do sinal diferença.

- T2-

45%

o

95%

45%

45%

% desv.io

(a) canal esg_uerdo

(c) (E + D)

IM

(e) 38KHz modulado com

(E-D) com portadora

.suprimida

t

t

- 73-

45%

o

45%

% desv.io

c--

t

L..-

(b) canal direito

t

( d) (E - D)

(f') (E+D) faixas lateraü:

de (E-TI)

Vamos agora admitir que na entrada do canal esquerdo esteja pre­

sente um sinal senoidal, e no direito uma série de pulsos, como na

figura anterior. As riguras (a) e (b) mostram que os picos dos si­

nais de entrada podem desviar a portadora de 45% do desvio máximo, a

figura (c) mostra que o sinal soma E+D pode provocar na portadora -

um desvio de 9o% do desvio máximo.

A envoltÓria correspondente às duas faixas laterais da subporta­

dora modulada em AMDSB/SC é mostrada em (d) e o sinal modulado em

(e). Em (f) temos o sinal mostrado em (e), (E-D)cosw0

t somado com

E + D.

Podemos notar que a amplitude do sinal composto nao é maior do

que o valor de pico dos sinais (E + D) e (E - D). Assim, o desvio

provocado na portadora não irá exceder em 90% do desvio máximo, po~

tanto a adição do sinal(E-D) ao sinal (E+D) não altera o valor de pi­

co. Os 10% rest~~tes do desvio são deixados para a transmissão da

portadora piloto.

Quando o sistema SCA é também transmitido e a transmissão do

canal principal é monofônica, o canal principal modula a portadora -

com 70% do desvio máximo (52,5KHz para cada lado da frequência cen­

tral) e 30% da modulação total é deixado para o SCA.

Quando o SCA é transmitido juntamente com um sinal estereofÔni -

co, o máximo desvio permitido para o SCA é 10%

sim os lo% do desvio produzido

portadora piloto reduzem a 80%

~ + DJ+ (E- D)cosw0t.

pelo SCA mais os

do desvio total. As­

lo% produzido pela

o desvio permitido para o sinal

6.2 - RECEPÇÃO ESTEREOF0NICA

Os receptores estereofÔnicos devem fazer o processo inverso do

que foi feito nos transmissores. O sinal de frequência modulada, que

é captado pela antena, é processado de maneira análoga ao que já foi

dito anteriormente até a saída do detetar de FM, onde está presente

o sinal estereofÔnico multiplexado e que consiste do sinal soma

das faixas laterais do sinal diferença (E-D) da portadora piloto

19KHz e do sinal SCA quando existir.

E+D,

de

Se um receptor padrão sintoniza uma estação estéreo, a saída de

seu discriminador pode conter as frequências adicionais da transmis­

são estéreo, mas, como a portadora piloto e as frequências adiciona-

is estão acima da faixa de audio, os amplificadores de audio e

- 74 -

-~ \J1

--j DE.TETOR

• MONOFONICO ;----------- ---- --~ --~ I

DE'.-€.11)ff1Se e

I , r 1 f\ I'\\' L. DE. f\\.)1)10 I I I

EtP

L I --- ·--·' ....------ _ __.. __ --- • r -------·--------- ------- _§~TE:Il.E.OFONICO l ~ --------------------: : t------Jk h•P (soH> -ISKO,) i I lf>I<Ha J

I I I I I I

FM 1-----i I I

CT-1 :2!> 381<~;, 5?> .

Bft>JDA6 LR16RAI:;

E-P

I I I I I

I L,.

I

_A_ 19Kih

1----,.1 PRO C E. S:>AllOR

I I

De TE. TO R. E -.D

S I'N Cfl.O IV 0

3BKI.Jl

MF\TRI2. e

PE.·EIIIF!l:>E.

~E(t) 21X.t)

C. rltv AI :; D ( A V DI O

L_------------------------------------------~-----~---

Diagrama em blooos de um reoeptor mono-estéreo

I

mesmo os autofalantes provavelmente eliminariamessas fre~uências su­

periores. Assim o receptor padrão reproduz sómente o sianl(E + DftCOR

respondendo à radiodifusão monofÔnica.

Um filtro ~ue permite a passagem dos sinais com fre~uências até

15KHz seleciona o sinal~+ D} Um outro filtro passa-faixas selecio­

na a portadora piloto, ~ue é processada para se obter o sinal de

38KHz sincronizado com a do transmissor. Um filtro passa-faixas, sig_

tonizado em 38KHz, seleciona as faixas alterais do sinal (E - D) si t~ das entre 23 e 53 KHz, este sinal é aplicado a um detetor síncrono

juntamente com a portadora de 38KHz, obtendo-se em sua saída o sinal

diferença lE-D) de modulado.

Para ~ue seja possível

(E-D) e (E+D) são aplicados a

separar o~ canais, fazendo

mo abaixo:

(E + D ) + ( E - D) ; 2 E

(E + D) - ( E - D) ; 2 D

a separação dos dois canais, os sinais

uma rede matricial ~ue

soma e a subtração a

canal es~uerdo

canal direi to

se encarrega de

destes sinais co-

Estes sinais são então de-enfatisados, amplificados e aplicados

aos seus respectivos alto falantes.

Uma maneira para a regeneração da subportadora de 38KHz é a uti

lizaçã9 do phase locked loop (PLL) como mostra o diagrama em blocos

abaixo:

... -1 F.P.F SllJAL ?I~OTO DêT€.TOR

1'1kH~ D€. F Fi se F.P. B

l'l Kl\z

v co '-- 72 .;.2

'761(1h

5~'(;\\~ ?<'til. 'A O MOCUL.I't-

llCR ~"'L1:U,)CGI'I\lC

Sistema PLL para a regeneração da subportadora de 38KHz

- 76 -

O VCG gera um sinal de 76ICffz que passa por dois divisores de

frequência ( ~ 2) para a obtenção de = sinal de frequência de 19KHz.

Este sinal é aplicado junt~ente com a portadora piloto ao detetar -

de fase. Caso haja uma diferença de fase entre estes dois sinais, um

sinal de e=o é a.plicado ao VCO a fim de que sua saída fique sincro­

nizada com o sinal piloto de 19KHz. A subportadcra de 38KHz é retira

da da saÍda o primeiro divisor de frequência, e aplicado ao detetar

6.3 - Decodificador de FM estéreo utilizando circuito integrado.

Um circuito que substitue o diagrama em blocos da decodificação

estereofÔnica, mostrado anteriormente, é dado abaixo. Este circuito

já vem pronto em uma pastilha integrada e substit~m c6m vantagens os

circuitos discretos, pois simplficam o projeto do receptor, necessi

tam de poucos componentes externos e não necessitam de ajustes críti

cos.

V c c

Circuito decodificador de FM estéreo

- 77-

, e = onda quadxada de 38KHz, amarrada em :fase 'a

subportadora de 38KHz suprimida no transmissor. Este sinal chaveia os

t:t>ansistores Q;~ , Q.4

, Q.5

e Q.6• Q.uando Q.3

(Q.6) está saturado (condu­

zindo) Q.4

(Q.5

) está cortado, e, quando Q.4

(Q.5

) está conduzindo Q.3

(Q.6)

está cox·tado. Portanto, do exposto acima, poderíamos dizer que um si

nal da :forma G-(t) = 1 - G+(t) é que chaveia os transistores 11!:4

e Q.5

, ,

como e mostrado abaixo.

I

I -..L _:r..

2 4

. .I. _.L 2 lj

Representando estes sinais

G+(t) = 1 + 2 cosw

0t +

2 n:

G-(t) = 1 2 cosw t ---- o 2 1(

!'"'(t] I -r ..I.. "4 2

G"(t)

1

.L .1. 4 2

, de Fourier em ser i e

3 cos3w0

t + ... 21(

_3_ cos3w0t -

2TI.

t

'

t

teremos:

O sinal composto Vc(t) que é aplicad9 nas bases dos t:t>ansisto­

res Q.1 e Q.2 , como já :foi visto é dado por:

Vc(t) = (E +D) + Acosw0 t + (E - D) cosw0

t

2

Para se compreender o :funcionamento do circuito decodi:ficador e~

tereo:fÔnico, inicialmente vamos ignorar os transistores Q.2, Q.5 e Q.6 •

A corrente de coletor de Q.1 (I1) é proporcional à ·tensão aplicada em

sua base.

- 7!3 -

Quando o transistor Q3

está conduzindo a

R1 • Como Q3

é chaveado por G+(t) e r1

corrente 11 flui através de

€ proporcional a V (t) a c

tensão desenvolvida através de R1 é proporcional ao

V0(t).G+(t), assim:

produto

k ~E 2+D) + i (E-D) + têrmos de frequência altj

onde k € uma constante de proporcionalidade.

Quando Q3

está cortado Q4

está conduzindo, neste intervalo a cor

rente r 1 flui através de R2 • Como Q4

é chaveado por G-(t). A tensão

desenvolvida através de R2 é proporcional ao produto V0(t).G-(t), as

sim.

~ (E-D) + têrmos de .~requência alta~ Os têrmos de frequência alta (maiores de 15KHz) podem ser eli~

nades atrave.s de um filtro passa baixas, ou então pelo próprio ampli

ficador de au.dio dos canais esquerdo e direito.

Considerando K = 1 as equações acima tornam-se:

VE = 0,82E + O,l8D

VD = O,l8E + 0,82D

Assim, a menos da influência entre os canais, VE

mente o canal esquerdo e VD é aproximadamente o canal

mos definir a separação (S) entre os canais como segue:

S = 20 log 0,82 E

0,18 D = 20 log o,82D

O,l8E

é aproximad!!:

direito. Pod~

Para o equ.acionamento acima a separação S é da ordem de 13dE,

que é muito baixa para propÓsitos práticos •. A separação S entre os

canais pode ser aumentada atraves da aplicação de pequenas tensões de

correção fornecidas por Q2 , Q5

e Q6 , como mostra a figura anteri-

or. Neste caso a corrente de coletor· (I2) de Q2 é proporcional a

-V ( t). c

- 79 -

Como Q5

é chaveado per G-(t), I 2 contribui com uma tensão em R1

g_ue é proporcional a -V0(t).G-(t) e sua contribuição nos componen-

tes de freg_uência baixa de VE é dada por:

[o,B2D + O, 18EJ

O chaveamento de Q6 é feito por G+(t), e a contribuição da cor­

rente r 2 na tensão através de R2 é proporcional a -V0(t).G+(t), desse

modo sua contribuição na tensão sobre R2

é dada por:

VR2

= -E]_ [o,l8D + 0,82~ Desse modo teremos:

VE = 0,82E + O,l8D-IS_(0,82D+0,18E) = (0,82-K10,l8)E+(O,l8-E]_0,82)D

VIl= 0,82D + O,l8E-IS_(O,l8D+0,82E) = (0,82-IS_O,l8)D+(O,l8-K1o,82)E

Observe g_ue se K1 = 0,18/0,82 a separação entre os canais torna­

se infinita. Portanto a tensão -Vc(t) aplicada em Q2 e utilizada para

aumentar a separação entre canais. Como na prática não se consegue se

paraçao infinita, um nível desejado para as separação fica em torno -·

de 45d:B.

Um circuito integrado usado na decodificação estereofÔnico é o

LMJ.800 (phase locked loop FM st.éreo demodulador da National). A sepa-

ração da subportadora é feita internamente através de um:PLL, além

disso, uma chave eletrÔnica produz automaticamente o chaveamerito esti

reo/monoaural.

O diagrama em blocos do LM 1800 mostra o sinal composto

cado a um amplificador isolador, cuja saída (de ganho unitário )

aplicada à secção decodificadora. A segunda saída amplificada é

plada capaci tivamente a dois detetores de fas.e, uma para o PLL

outro no circuito de chaveamento estéreo. A saída do detetor de

apli-, e

a co-

e

f a-

se ajusta o VCO precisamente em 76KHz, e a subportadora regenerada

é obtida no primeiro divisor de freg_uência, e aplicada no decodifica­

dor através de uma chave eletrônica. O sinal cÓmposto amplificado, e

um sinal "em fase" de 19KHz gerado no PLL alimentam o detetei de fase

"em fase". Quando a malha está amarrada, uma

fornece uma informação da amplitude do sinal

tensão DC na sua saída -,, ,, piloto. O trigger aciona

a chave eletrÔnica, deixando passar o sinal de 38KHz para o decodifi­

cador, isto g_uando o sinal piloto é suficientemente forte para permi~

tir boa recepção estereofônica. o"trigger" alimenta também uma lâmpada

indicadora de estéreo.

- 80 -

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No modo monoaural a chave eletrônica abre, e o sinal composto pre

sente na entrada do decodificador aparece em suas duas saídas. Os si­

nais de frequências su.periores a 15KHz sao eliminados pelos capacite­

res do circuito de de-ênfase nos pinos 3 e 6 e nas duas saídas tere -

mos o sinal de informação, monofÔnico; (E+ D).

Elaboração:

Datilografia:

Desenho:

José Carlos Sartori e

Marcelo Basilio Joaquim

Antonio Y. Carneiro

Nelson Cava

- 82 -

Referências:

1- Haykin S., "Communication Systems 11 , John Wiley & Sons, 1978.

2- K:rausH.L •. , Bostian c.w., ·Raab F.H., 11Solid State Radio Engineering 11

John Wiley & Sons, 1980.

3- Cook A.B., Liff A,A., "Frequency Modulation Receivers 11 , Prentice ..

Hall, 1968.

4 - Mil ler G. M, 11 .odern Electronic Comp1unication 11 Prentice-Hall, 1978.

5 - Mandl. M., "Princip1es of E1etronic Communications" - Prentice -

Hall 1973·

6 - Me.1o J. c. "Principies de Telecomunicações" McGraw-Hi11, 1976.

7- Isbell T.D., Mish1er D.S. 11 LM1800- Phase 1ocked 1oop FM stereo ·

demodu1ator " AN81 - National.

- 83 -