Sensores e Interfaces com Aplicações em Motor Mancal · Resumo Relevantes pesquisas vêm sendo...

UNIVERSIDADE DO RIO GRANDE DO NORTEFEDERAL

UNIVERSIDADE FEDERAL DO RIO GRANDE DO NORTE

CENTRO DE TECNOLOGIA

PROGRAMA DE PÓS-GRADUAÇÃO EM ENGENHARIA ELÉTRICA

Sensores e Interfaces com Aplicações em MotorMancal

João Coelho de Sousa Filho

Orientador: Prof. Andrés Ortiz Salazar - UFRN - CT - DCA

Natal, RN, Dezembro de 2011

UNIVERSIDADE DO RIO GRANDE DO NORTEFEDERAL

UNIVERSIDADE FEDERAL DO RIO GRANDE DO NORTE

CENTRO DE TECNOLOGIA

PROGRAMA DE PÓS-GRADUAÇÃO EM ENGENHARIA ELÉTRICA



Orientador: Prof. Andrés Ortiz Salazar - UFRN - CT - DCA

Dissertação de Mestrado apresentada aoPrograma de Pós-Graduação em Engenha-ria Elétrica da UFRN (área de concentração:Automação e Sistemas) como parte dos re-quisitos para obtenção do título de Mestreem Engenharia Elétrica.

Natal, RN, Dezembro de 2011

Seção de Informação e Referência

Catalogação da Publicação na Fonte. UFRN / Biblioteca Central Zila Mamede

Sousa Filho, João Coelho de.Sensores e interfaces com aplicações em motor mancal / João Coelho de

Sousa Filho. - Natal, RN, 2011.105 f.

Orientador: Andrés Ortiz Salazar

Dissertação (Mestrado em Engenharia Elétrica) - Universidade Federal doRio Grande do Norte. Centro de Tecnologia - Programa de Pós-Graduação emEngenharia Elétrica e Computação.

1. Mancal - Dissertação. 2. Máquinas sem mancais - Dissertação. 3. Mo-tor mancal - Dissertação. 4. DSP - Dissertação. I. Salazar, Andrés Ortiz. II.Universidade Federal do Rio Grande do Norte. III. Título.

RN/UF/BCZM CDU 62-233.2



Dissertação de Mestrado aprovada em 19 dezembro de 2011 pela banca examinadoracomposta pelos seguintes membros:

Prof. Dr. Andrés Ortiz Salazar (orientador) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . DCA/UFRN

Prof. Dr. José Álvaro de Paiva . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . IFRN/RN

Prof. Dr. Alexandre Magnus. F. Guimarães . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . DCA/UFRN

A minha prima Maria da Gloria Barbosa (in memória)

Agradecimentos

A Deus, pela Vida.

Ao meu orientador, Prof. Dr. Andrés Ortiz Salazar, pela sólida orientação, estímulos ecobranças.

A minha Família, pelo apoio permanente.

Ao Prof. Jefferson Doolan Fernandes por sua contribução, paciência e disponibilidade.

Ao Prof. Valci F. Victor pela participação nas pesquisas.

A Anderlane R. de Souza por suas palavras incentivadoras.

Aos colegas dos: Laboratório de Avaliação dos Processos de Medição de Vazão e BSW- LAMP; Laboratório de Automação em Petróleo - LAUT e Laboratório de EngenhariaComputação e Automação - LECA.

À CAPES, pelo apoio financeiro por meio do programa PIQDTEC.

A toda a comunidade do IFTO.

E, a todos que contribuiram de forma direta e indireta neste trabalho.

Resumo

Relevantes pesquisas vêm sendo desenvolvidas em máquinas elétricas sem mancaismecânicos ou rolamentos e que são, genericamente, denominadas máquinas sem mancaisou, em caráter específico, motor mancal. Neste trabalho faz-se uma abordagem intro-dutória sobre as máquinas sem mancais e apresentação de seus dispositivos periféricosenfatizado o projeto e implementação de sensores e interfaces necessários ao controle deposicionamento radial do rotor e rotação da máquina. Os sinais oriundos da máquina sãocondicionados às entradas analógicas do DSP TMS320F2812 e utilizados no programade controle.

Este trabalho tem por proposta elaborar e implementar um sistema envolvendo senso-res e interfaces compatíveis as entradas e saídas do DSP TMS320F2812, para controle deum motor mancal, tendo como foco a modularidade, simplicidade de circuitos, reduçãodas fontes de alimentação, melhoria na imunidade a ruídos e melhor resposta em frequên-cia acima de 10 kHz. O sistema é testado em um motor de indução de 3,7 kVA modificadopara operar como uma máquina sem mancais com bobinado dividido.

Palavras-chave: DSP - Digital Signal Processor, Máquinas sem Mancais, MotorMancal, Sensores e Interfaces.

Abstract

Relevant researches have been growing on electric machine without mancal or bea-ring and that is generally named bearingless motor or specifically, mancal motor. In thispaper it is made an introductory presentation about bearingless motor and its periphericaldevices with focus on the design and implementation of sensors and interfaces needed tocontrol rotor radial positioning and rotation of the machine. The signals from the ma-chine are conditioned in analogic inputs of DSP TMS320F2812 and used in the controlprogram.

This work has a purpose to elaborate and build a system with sensors and interfacessuitable to the input and output of DSP TMS320F2812 to control a mancal motor, bearingin mind the modularity, simplicity of circuits, low number of power used, good noiseimunity and good response frequency over 10 kHz. The system is tested at a modifiedordinary induction motor of 3,7 kVA to be used with a bearingless motor with dividedcoil.

Keywords: DSP - Digital Signal Processor, Bearingless Motor, Mancal Motor, Sen-sors and Interfaces.

Sumário

Figuras iv

Tabelas viii

Lista de Símbolos e Abreviaturas ix

1 Introdução 11.1 Objetivos Específicos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 21.2 Organização do Trabalho . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3

2 Máquinas com Mancais Magnéticos e sem Mancais 42.1 Histórico . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 52.2 Máquinas com Mancais Magnéticos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 82.3 Máquinas sem Mancais . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 9

2.3.1 Máquinas sem Mancais com dois Enrolamentos Distintos no Estator 112.3.2 Máquinas sem Mancais com Enrolamento Único no Estator . . . 12

2.4 Modelo de uma Máquina de Sem Mancais . . . . . . . . . . . . . . . . . 132.5 Controle de uma Máquina sem Mancais . . . . . . . . . . . . . . . . . . 152.6 Conclusão do Capítulo 2 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 19

3 Periféricos de uma Máquina sem Mancais 203.1 Conversor CA-CC . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 213.2 Inversor de Frequência . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 223.3 Unidade de Controle . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 24

3.3.1 Gerador de Sinais PWM . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 253.3.2 Conversor Analógico/Digital ou ADC . . . . . . . . . . . . . . . 263.3.3 Interface de Comunicação Serial - SCI . . . . . . . . . . . . . . 263.3.4 Portas de I/O de Propósito Geral - GPIO . . . . . . . . . . . . . . 27

3.4 Conjunto de Interfaces . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 27

i

3.4.1 Interface para Transmitir os Sinais PWM da Placa eZdspT MF2812para o Inversor de Frequência . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 27

3.4.2 Interface de Recepção dos Sinais PWM para os Drivers SKHI 23/17 343.5 Conjunto de Sensores . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 35

3.5.1 Sensores de Corrente . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 363.5.2 Sensores de Tensão . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 413.5.3 Sensor de Rotação . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 443.5.4 Sensores da Posição Radial do Rotor da Máquina sem Mancais . . 47

3.6 Conclusão do Capítulo 3 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 52

4 Apresentação e Análise de Resultados 534.1 Ensaios com as Interfaces de Transmissão e Recepção de Sinais PWM . . 53

4.1.1 Sinais PWM Gerados pela Placa eZdspT MF2812 e Monitoradosnas Saídas das Interfaces de Transmissão . . . . . . . . . . . . . 53

4.1.2 Sinais Monitorados nas Saídas dos Drivers SKHI 23/17 do Inver-sor de Frequência . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 55

4.2 Ensaios com o Conjunto de Sensores . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 564.2.1 Sinais dos Sensores de Corrente . . . . . . . . . . . . . . . . . . 574.2.2 Sinais dos Sensores de Tensões . . . . . . . . . . . . . . . . . . 584.2.3 Ensaios com o Sensor de Rotação . . . . . . . . . . . . . . . . . 614.2.4 Ensaios com os Sensores de Posição Radial do Rotor da Máquina

sem Mancais . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 624.3 Conclusão do Capítulo 4 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 64

5 Conclusões Finais e Sugestões 655.1 Conclusões Finais do Trabalho . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 655.2 Sugestões para Trabalhos Futuros . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 65

Referências Bibliográficas 67

Anexos 68

Anexo 01: Amplificador Operacional TL 084 69

Anexo 02: Drivers SKHI 23/17 do Inversor de Frequência 75

Anexo 03: IGBT SKM 75GB 176 DN 87

ii

Anexo 04: Motor de Indução com Rotor em Gaiola 90

Anexo 05: Sensor de Corrente LTS 6-NP 95

Anexo 06: Sensor de Posição Radial do Rotor Model AEC 5505-04 99

iii

Lista de Figuras

2.1 Motor de indução com rotor em gaiola em vista explodida. [Smith 2003]. 52.2 Protótipo de máquina sem mancais construído a partir da integração de

dois motores de indução trifásicos. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 72.3 Estrutura simplificada de um motor mancal construído a partir de um mo-

tor de indução com rotor em gaola. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 82.4 Estrutura simplificada de um mancal magnético. . . . . . . . . . . . . . . 92.5 Estrutura simplificada de uma máquina sem mancais. . . . . . . . . . . . 102.6 Rotor de uma máquina se mancais denotando os graus de libertade. . . . . 102.7 Distribuição dos dois conjuntos de enrolamentos nas ranhuras do estator

para uma máquina sem mancal. [Hiromi et al. 2007] . . . . . . . . . . . 112.8 Rotor bobinado usado em uma máquina trifásica sem mancais. . . . . . . 122.9 Configuração do estator com bobinado dividido. . . . . . . . . . . . . . . 122.10 Posição entre estator e rotor para uma máquina sem mancais com dois

graus de liberdade. [Hiromi et al. 2007] . . . . . . . . . . . . . . . . . . 132.11 Modelo para a posição radial de uma máquina trifásica sem mancais de

quatro pólos com bobinado dividido. [Ferreira 2006]. . . . . . . . . . . . 142.12 Diagrama de blocos de uma máquina trifásica sem mancais de quatro

pólos. [Ferreira 2006]. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 152.13 Bloco representando a função de transferência de um máquina sem mancais. 162.14 Sistema de controle em malha fechada . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 162.15 Diagrama de blocos para controle de posição radial e rotação de uma

máquina sem mancais. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17

3.1 Conjunto de periféricos de uma máquina sem mancais com bobinado di-vidido. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 20

3.2 Diagrama de blocos dos periféricos para uma máquina trifásica sem mancais 213.3 Retificador trifásico utilizado para alimentar o inversor de frequência da

máquina sem mancais. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 223.4 Associações entre IGBT’s SKM 75GB do inversor de frequência. . . . . . 23

iv

3.5 Disposição entre as seis chaves com IGBT’s do inversor de frequênciaque alimenta a máquina sem mancais. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 23

3.6 Diagrama de bloco funcional do DSP TMS320F2812 da Texas Instruments. 243.7 Placa eZdspT MF2812 em diagrama de blocos. . . . . . . . . . . . . . . . 253.8 Interface anteriormente usada para enviar os sinais PWM da eZdspT MF2812

para o inversor de frequência. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 293.9 Circuito para análise de polarização pela malha de base do transistor. . . . 303.10 Circuitos com amplificadores operacionais nas configarações de amplifi-

cador inversor e não inversor. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 323.11 Topologia do circuito adotado para enviar sinais PWM da Placa eZdspT MF2812

para o inversor de frequência. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 333.12 Desenho da placa referente ao circuito da Figura 3.11. . . . . . . . . . . . 333.13 Circuito implementado referente à Figura 3.11. . . . . . . . . . . . . . . 343.14 Circuito para recepção de sinais PWM e geração do complementar, PWM. 353.15 Configurações das bobinas do motor de 3,7 kVA em dupla estrela. . . . . 353.16 Posicionamento do motor de indução para facilitar o controle do eixo de

rotação. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 363.17 Relação entre a corrente nominal primária e a tensão de saída para o sen-

sor de efeito Hall LTS 6-NP. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 383.18 Circuito de condicionamento de sinais do sensor LTS 6-NP para as entra-

das analógicas do conversor A/D da placa eZdspT MF2812. . . . . . . . . 383.19 Circuito melhorado de condicionamento de sinal usado com o sensor LTS

6-NP. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 393.20 Desenho da placa de circuito impresso para três circuitos iguais ao apre-

sentado na Figura 3.19. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 403.21 Implementação de circuitos eletrônicos de condicionamento de sinais de

correntes junto com sensores LTS 6-NP. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 413.22 Circuito para possibilitar o condicionamento de sinais de tensões às en-

tradas dos canais A/D da placa eZdspT MF2812. . . . . . . . . . . . . . . 423.23 Desenho da placa de circuito impresso para seis circuitos de condiciona-

mento de sinais de tensões. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 433.24 Implementação de seis circuitos de condicionamento de sinais de tensões

aplicados aos canais A/D da placa eZdspT MF2812. . . . . . . . . . . . . 443.25 Estrutura do encoder usado para medição de velocidade do eixo da má-

quina sem mancais. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 453.26 Sinal ideal de saída do encoder. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 45

v

3.27 Circuito de tratamento do sinal do encoder para ser utilizado na placaeZdspT MF2812. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 46

3.28 Representação do rotor de uma máquina sem mancais com os eixos imá-ginários X, Y e Z para controle de posição. . . . . . . . . . . . . . . . . . 47

3.29 Base utilizada para fixação das ponteiras do sensor AEC 5505-04. . . . . 483.30 Circuito condicionador de sinais do sensor de posição para os canais do

conversor A/D da placa eZdspT MF2812. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 493.31 Comportamento gráfico de Vsensor x Deixo. . . . . . . . . . . . . . . . . . 493.32 Circuito eletrônico utilizado com o sensor AEC 5505-04 em substituição

ao circuito da Figura 3.30. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 503.33 Desenho da placa de circuito impresso para condicionar os sinais dos sen-

sores de posição, do eixo da máquina sem mancais, aos canais A/D daplaca eZdspT MF2812. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 51

3.34 Implementação do circuito referente a Figura 3.32. . . . . . . . . . . . . 52

4.1 Sinal PWM monitorado em uma das saídas das interfaces de transmissãoem um instante de tempo t1. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 54

4.2 Sinal PWM monitorado em uma das saídas das interfaces de transmissãoem um instante de tempo t2. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 54

4.3 Sinal monitorado em uma das saídas dos drivers SKHI 23/17 em um ins-tante de tempo t3. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 55



4.6 Formas de onda dos sinais de correntes com carga resistiva alimentadapela rede elétrica. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 57

4.7 Formas de onda dos sinais de correntes com o motor de indução alimen-tado pelo inversor de frequência. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 57

4.8 Formas de onda dos sinais de tensões para carga resistiva alimentada pelarede elétrica. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 58

4.9 Formas de onda dos sinais de tensões - motor alimentado pelo inversor defrequência. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 59

4.10 Formas dos sinais de correntes e tensões para carga resistiva alimentadapela rede elétrica. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 59

vi

4.11 Formas de onda dos sinais de tensões e correntes para carga resistiva ali-mentada pelo inversor de frequência. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 60

4.12 Formas dos sinais de tensões e correntes para o motor de indução alimen-tado pela rede elétrica. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 60

4.13 Fixação do encoder ao eixo do motor de indução. . . . . . . . . . . . . . 614.14 Pulsos produzidos pelo encoder fixado no eixo do motor de indução. . . . 624.15 Posicionamento dos sensores de posição radial do rotor com o eixo da

máquina. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 634.16 Sinais dos sensores de posição radial do rotor da máquina amostrados

como figura de Lissajous. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 64

vii

Lista de Tabelas

3.1 Saídas PWM’s da placa eZdspT MF2812 utilizadas no sistema de controleda máquina sem mancais. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 25

3.2 Canais do conversor A/D usados no sistema de controle da máquina semmancais. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26

3.3 Sinais e pinos relacionados a SCI da placa eZdspT MF2812 . . . . . . . . 273.4 Portas de I/O, da placa eZdspT MF2812, usadas no sistema de controle da

máquina sem mancais. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 273.5 Dados de placa do motor de indução trifásico utilizado como máquina

sem mancais . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 37

viii

Lista de Símbolos e Abreviaturas

Fext : força externa - [N]

RR: resistência de cada bobina do rotor - [Ω]

[LR]: matriz de indutâncias do rotor

[LS1R]: matriz de indutâncias mútuas entre o primeiro conjunto de bobinas do estator erotor

[LS2R]: matriz de indutâncias mútuas entre o segundo conjunto de bobinas do estator erotor

[x]∗: conjugado de x

∆i: variação de corrente - [A]

ℑm[x]: parte imaginária de x

δ: função normalizada do deslocamento radial do rotor

µ: permeabilidade do meio

µ0: constante de permeabilidade do ar - [H/m]

ωmec.: velocidade mecânica do rotor - [rpm]

..X : derivada de segunda ordem de X em relação ao tempo

iS: vetor de corrente modulada do estator

g0: entreferro quando a posição X for igual a zero - [mm]

imR: corrente de magnetização que representa o fluxo do rotor - [A]

k1: constante dependente do deslocamento radial do rotor

A: área eficaz atravessada pelo fluxo - [mm2]

ix

CMOS: Complementar Metal Oxide Semiconductor

dq: eixos direto e de quadratura

DSP: Digital Signal Processor

FET: Field Effect Transistor

GPIO: General Propurse Input Output

I: corrente de referência - [A]

IGBT: Isolated Gate Bipolar Transistor

J: momento de inércia - [Kg.m2]

kVA: kVolt.Ampère

LED: Light Emissor Diode

LPT1: One Line Print Terminal

LSI: large-Scale Integration

m: massa do rotor - [kg]

mM: torque elétrico - [Nm]

N: número de espiras da bobina

PC: Personal Computer

PD: controle Proporcional e Derivativo

PI: controle Proporcional e Integral

PID: controle Proporcional, Integral e Derivativo

PWM: Pulse Width Modulation

rpm: rotações por minuto

SCI: Serial Communication Interface

SCR: Silicon Controlled Rectifier

x

SLSI: Super Large Scale Integration

ULSI: Ultra-Large-Scale Integration

VLSI: Very Large-Scale Integration

xi

Capítulo 1

Introdução

O avanço da tecnologia tem alavancado novos desafios cada vez maiores para quese produzam produtos e bens de consumo com elevado grau de segurança, qualidade,robustez, preços competitivos e ecologicamente corretos. Isto pode ser percebido, porexemplo, no campo da engenharia de máquina elétricas rotativas que vem melhorandosensivelmente em qualidade, bem como nos métodos de controle buscando uma operaçãootimizada.

Nas últimas décadas, graças ao grande desenvolvimento da microeletrônica aliadaa engenharia computacional e de controle aplicados as máquinas elétricas rotativas decorrentes alternadas, estas passaram a ter maior demanda industrial, principalmente asde rotor em gaiola por serem mais robustas, apresentarem melhor índice dimensões xpotência, simplicidade de construção, baixos custos e necessitarem de pouca manutenção.

Um dos problemas mais comuns apresentados pelas máquinas elétricas é o desgastedos mancais ou rolamentos, que servem para sustentar, centralizar, balancear e reduziros níveis de atrito entre o rotor e estator. Esses elementos que têm seus desgastes influ-enciados pela temperatura, forças de atritos, sujeiras, qualidade do lubrificante, esforcosde carga, ainda contribuem para o aquecimento, nível de ruidos e perdas por atrito damáquina. Para minimizar esses aspectos negativos comuns a qualquer máquina rotativatradicional têm surgido algumas inovações nessa área, como os motores elétricos commancais magnéticos e motores elétricos sem mancais e motor mancal [Gomes 2007].

O funcionamento adequado de uma máquina sem mancais exige controles de posi-ção, rotação e torque do eixo do rotor que são conseguidos por inversores de frequênciascontrolados por softwares implementados, geralmente, em DSP ou computador. Estasformas de controle são obtidas graça ao conhecimento de vários parâmetros da máquina,tais como: número de pólos, rotação nominal, corrente nominal, frequência de operação,indutâncias do rotor, indutâncias do estator, indutâncias mútuas entre rotor e estator, e,resistências do rotor e estator. Além dos parâmetros da máquina é necessário se conhecer,

CAPÍTULO 1. INTRODUÇÃO 2

em tempo real, a posição e rotação do eixo do rotor em relação ao estator, correntes, flu-xos magnéticos e tensões. Isto é conseguido por meio de sensores associados à máquina,que são de fundamental importância para a aplicação de um controle eficiente. Assim,os sensores devem ser projetados e implementado visando minimizar os níves de ruídos,interações entre sinais e respostas de lineridades aceitáveis para um bom desempenho dasvariáveis que se deseja controlar.

Um aspecto que também merece atenção especial em um sistema que envolve umamáquina sem mancais são as interfaces que condicionam os sinais de controle aos driversde um inversor de frequência, que, em geral, são usados na alimentação deste tipo demáquina. O condiciomento destes sinais, da mesma forma que os sinais dos sensores,deve ser o mais linear possível. Dessa forma, com uma boa qualidade dos sinais dossensores da máquina e dos sinais enviados aos drivers do inversor de frequência, combase no modelo matemático da mesma [Martins 2006] ou conhecendo seu comportamentodinâmico ou ambos, é possível se projetar e implementar um sistema de controle PD, PI,PID, ou até um controle robusto.

O uso de sistemas microprocessados (microcontroladores, DSP’s e PC) tem sido deextrema importância para o controle das máquinas sem mancais. Por meio deles se con-segue maior flexibilidade no controle da máquina, redução de hardware e mudanças dealgoritmos de controle, conforme a conveniência.

A nível de hardware, a utilização de sensores e interfaces associados a módulos decontrole para máquinas sem mancais já é uma tecnologia bastante consolidada. Con-tudo, novas propostas e implementações estão sempre surgindo sejam: para atender umanecessidade especial controle/motor; pela adoção de dispositivos de estado sólido maiseficientes, robustos e confiáveis; ou, para recriar uma plataforma de uma máquina semmancal. Entretanto, as pesquisas mais recentes vêm sendo desenvolvidas pela aplicaçõesde DSP’s e nos algoritmos de controle, entre eles, controle PD, PI e controle por redesneurais [Álvaro Paiva 2007]. Outros pontos importantes nessas pesquisas é a utilizaçãodo motor de indução em gaiola como máquina sem mancais, denominado motor mancal;aplicação de filtro de Kalman no controle dessas máquinas bem como a adoção de téc-nicas que dispensam o uso de sensores de posição e rotação do eixo, conhecidas comosensorless [Martins 2006].

1.1 Objetivos Específicos

O principal objetivo deste trabalho é contribuir com uma estrutura de hardware envol-vendo sensores e interfaces associados ao DSP TMS320F2812 para um motor de indução

CAPÍTULO 1. INTRODUÇÃO 3

em gaiola de 3,7 kWA modificado para operar como motor mancal. A estrutura antesexistente estava condicionada as características específicas de uma máquina sem mancalem particular. Procura-se também contribuir com um sistema de hardware mais modular,adoção de fontes chaveadas na alimentação dos circuitos bem como propostas e implem-tação de circuitos que apresentem boas respostas em frequências e compatibilize melhoros sinais dos sensores para a unidade que controla o motor por meio de um inversor defrequência. Além disso, esta estrutura operando adequadamente servirá de base para tra-balhos futuros de controle em máquinas elétricas sejam elas com ou sem mancais.

1.2 Organização do Trabalho

Este trabalho de dissertação de mestrado está dividido em 4 capítulos organizadosconforme descrito abaixo.

No Capítulo 2 é feita uma abordagem sobre máquinas com mancais magnéticos emáquinas sem mancais, apresentando suas diferencas básicas, bem como um modelo ma-temático de um tipo de máquina sem mancais, também conhecido como motor mancal eos princípios básicos necessários para se implementar um controle do tipo PD.

No Capítulo 3 são apresentados os periféricos que integram uma máquina sem man-cais, bem como os que foram utilizados em um protótipo de motor mancal nos trabalhosde [Ferreira 2006] e [Álvaro Paiva 2007]. Além disso, ainda neste capítulo, são incluídasas mudanças necessárias nos periféricos, isto é, no conjunto de sensores e interfaces, paraaplicação específica em um motor mancal de indução trifásico de 3,7 kVA com rotor emgaiola.

No Capítulo 4 são apresentados e analisados os resultados obtidos.As conclusões e sugestões para trabalhos futuros são apresentadas no Capítulo 5.

Capítulo 2

Máquinas com Mancais Magnéticos esem Mancais

Os motores elétricos, são constituídos, basicamente, por uma parte móvel e outra fixa,sendo a parte móvel denominada rotor e a parte fixa, estator. Tanto o rotor quanto o esta-tor apresentam conjuntos de bobinas1 que podem ser alimentados em corrente contínua,corrente alternada ou uma combinação de ambas, para a geração de campos magnéticosnecessários ao funcionamento da máquina. Também podem ser encontradas máquinasrotativas onde parte dos campos magnéticos é obtido por meio de ímãs permanentes pre-sentes no rotor ou estator. Quando a alimentação é feita somente em corrente contínua omotor é classificado em motor de corrente contínua e quando a alimentação é por meiode corrente alternada, é classificado em motor de indução de corrente alternada, podendoser monofásico ou polifásico2.

Os motores de indução podem apresentar o rotor com bobinas constituidas por N espi-ras de fios de cobre ou alumínio, ou apenas uma espira. No primeiro caso são classificadosde motores com rotor bobinado e no segundo, motores com rotor em gaiola de esquilo,que são bastante difundidos no campo industrial e apresentam inúmeras vantagens quandocomparados com os demais tipos de motores elétricos, como, por exemplo, robustez, ma-nutenção reduzida, simplicidade construtiva, baixo custo, mais indicados para operar emambientes de atmosfera explosiva, etc.

Na Figura 2.1 é mostrado, em vista explodida, um clássico motor de indução comrotor em gaiola. O rotor, mecanicamente, apresenta seu enrolamento caracaterizado porbarras paralelas, em geral, de alumínio ou cobre, engastadas em ranhuras de um núcleocilíndrico constituido por empilhamentos de láminas de ferro-silício. Nas extremidadesaxiais do núcleo do rotor as barras paralelas são curto-circuitadas entre si, fechando um

1As bobinas, em geral, são constituidas por espiras de fios de cobre esmaltados em formato cilíndricocujo diâmentro está relacionado com a corrente elétrica da máquina.

2Os motores de indução polifásicos mais comumente encontrados são trifásicos.

CAPÍTULO 2. MÁQUINAS COM MANCAIS MAGNÉTICOS E SEM MANCAIS 5

caminho para a corrente induzida.Um dos problemas mais comuns presente na grande maioria das máquinas rotativas

tem sido o desgaste dos rolamentos, mancais ou buchas devido ao atrito entre as partesfixas e móveis. Estes desgastes são influenciados principalmente por: cargas no eixo damáquina, vibrações, aquecimento, acúmulo de sujeiras e volatização do lubrificante. Paracontornar este problema, em anos recentes tem surgidos novos conceitos entre os motoreselétricos: são os motores desprovidos de rolamentos mecânicos, buchas ou mancais emseus eixos de rotação. Estas máquinas podem ser classificadas em dois grupos distintos:máquinas com mancais magnéticos e máquinas sem mancais. Mesmo com ausência derolamentos, buchas ou mancais mecânicos, estas máquinas devem ser providas de anéis de”ancoragem” de tecnil, poliuretana ou outros materiais, na carcaça do estator para evitarcontato físico com o rotor.

Figura 2.1: Motor de indução com rotor em gaiola em vista explodida. [Smith 2003].

2.1 Histórico

O final do século XIX foi marcado pelo aparecimento das primeiras máquinas rotati-vas de indução, cujos princípios de indução eletromagnéticas haviam sido postulados pelo


físico e químico inglês, Michael Faraday, no mesmo século. Estas máquinas passaram adinamizar o contexto industral, bem como as formas de geração e transmissão de energiaelétrica [Kundur 1994]. Gradativamente foram substituindo as máquinas de corrente con-tínua e ao mesmo tempo evoluindo na qualidade do material empregado na sua fabricaçãoe nos detalhes construtivos, como as máquinas de indução com rotor em gaiola.

Os motores de indução, até a primeira metade do século XX, apresentavam desvan-tagens em relação ao motores de corrente contínua no controle de torque e rotação. Oscircuitos de acionamentos com válvulas termoiônicas, aplicados aos motores de correntealternadas, eram volumosos e dispendiosos tanto em preço como em consumo de energia.Entretanto, a partir da segunda metade do século XX, com o surgimento do retificadorcontrolado de silício, o SCR, seguidos pelo transistor bipolar de junção de potência eo transistor bipolar de porta isolada, o IGBT, com a utilização de técnicas de controleusando modulação por largura de pulso, PWM, ocorre uma revolução na tecnologia deacionamentos elétricos. A partir de então os motores de indução com rotor em gaiola,com aplicação de técnicas de controle de rotação e torque, passam a ocupar ainda mais oespaço dos motores de corrente contínua.

O surgimento dos microprocessadores na década de 1970 e suas aplicações em con-trole de corrente de partida, rotação e torque, para os motores de indução, contribuiramde forma decisiva na restrição do uso de motores de corrente contínua pelos motores decorrente alternada.

Uma preocupação que surgiu e tem acompanhado toda uma evolução de máquinasrotativas, tem sido o desgaste dos rolamentos entre as partes fixas e móveis devido avários fatores já citados neste trabalho. Assim, vários esforços de pesquisas vêm sendofeitas para contornar este problema com novas propostas e soluções.

Em 1842 [Earnshaw 1842] provou que a estabilidade de suspensão para um sistemaconstituido por três eixos magnéticos não poderia ser alcançado usando somente ímãpermante passivo. Para a estabilidade, no mínimo, um eixo necessitaria ser ativamentecontrolado.

Na primeira metade da década de 1970 [Hermann 1973] fez uma proposta de ummotor com rolamentos magnéticos formados por eletroímãs de P pólos, com o estatorconstituído com enrolamentos de P+2 pólos. Contudo a aplicação de teorias de controlepor campo orientado ainda dependia de um sistema eficiente e rápido para aquisição eprocessamentos de dados. Assim, a estabilidade do sistema era difícil de ser alcançada.

No final da década de 1970 e inicio da década de 1980 com o avanço da microele-trônica com LSI, VLSI, ULSI, SLSI, entre outras tecnologias de integração de circuitoseletrônicos de estado sólido, surgiram os primeiros microprocessadores de 8 bits e ra-


pidamente evoluiram e continuam a evoluir em velocidade, aquisição e manipulação dedados, capacidade de endereçamentos, etc. E nesta linha evolutiva também surgiram osmicroprocessadores com aplicações específicas, como os microcontroladores e DSP’s.Acompanhado este progresso, do estado da arte da microeletrônica, a tecnologia em má-quinas sem rolamentos, ou máquinas sem mancais, ”ganhou fôlego”, sendo propostosinúmeros sistemas sem rolamentos mecânicos, como em [Okada et al. 1998], [Yahia &Hennerberger 1998] e [Chiba et al. 2005]. Também são pesquisadas modificações nasconfigurações dos enrolamentos do estator com o número de pólos das máquinas de in-dução convencionais para fazê-las funcionarem como máquinas sem mancais. Para astécnicas de controle, de máquinas sem mancais, se passou a utilizar as teorias de controlepor campo vetorial que, conforme [Li 2007], se iniciaram no final da década de 1980 einício da década 1990, cujas aplicações podem ser encontradas em [Chiba et al. 1994]e [Schob & Bichsel 1994].

Nas pesquisas envolvendo modificações nas configurações dos enrolamentos do es-tator com o número de pólos das máquinas de indução convencionais, para transformá-las em máquinas sem mancais, tem sido destacados os trabalhos de [Salazar & Stephan1993], [Santisteban et al. 1996], [Ferreira 2006], [Álvaro Paiva 2007], etc. Estes padrõesde máquina tem recebidos conceitos de ”máquinas sem mancais com bobinado dividido”ou ”motor mancal”.

Os trabalhos de [Ferreira 2006] e [Álvaro Paiva 2007] foram baseados em um pro-tótipo de motor mancal construído a partir da integração de dois motores de indução decorrente alternada trifásicos (vide Figura 2.2), de potência fracionária3 com rotor bobi-nado e enrolamento de estator modificado.

Figura 2.2: Protótipo de máquina sem mancais construído a partir da integração de doismotores de indução trifásicos.

3Um motor elétrico é dito de potência fracionária quando sua potência nominal for inferior a 1,0 CV.


Em 2009, um tipo especial de motor mancal com bobinado dividido, construído a par-tir de um motor de indução trifásico com rotor em gaiola, foi proposto por A. O. Salazar4

(vide Figura 2.3) e vem sendo pesquisado. Estas pesquisas visam aliar aspectos positivosdo motor de indução com rotor em gaiola e motor mancal. Além das modifições físicasefetuadas na máquina, como: supressão dos rolamentos do eixo e reconfigurações dasbobinas do estator, foram feitas várias adaptações envolvendo circuitos de sensores e in-terfaces, tema deste trabalho, para possibilitar a operação eficiente do sistema de controle.

Figura 2.3: Estrutura simplificada de um motor mancal construído a partir de um motorde indução com rotor em gaola.

2.2 Máquinas com Mancais Magnéticos

Neste tipo de máquinas, também conhecidas como máquinas com mancais magné-ticos ativos, os rolamentos, mancais ou buchas são substituidos por ímãs ou conjuntode eletroímãs com a finalidade de gerar forças magnéticas e fazer com que o eixo damáquina permaneça centralmente equilibrado. Este equilíbrio é conseguido por meiode um sistema de controle capaz de aplicar correntes adequadas nas bobinas dos eletroí-mãs [Schweitzer & Maslen 2009]. A estrutura física de um mancal magnético é mostrada,de forma simplificada, na Figura 2.4.

4Porfessor titular do DCA-CT/UFRN na área de controle, automação e instrumentação eletrônica.


Figura 2.4: Estrutura simplificada de um mancal magnético.

As máquinas com mancais magnéticos devem ser capazes de compensar três forçasbásicas: peso, força tangencial ao eixo (esforço de carga) e força radial ao eixo (esforçode equíbrio do rotor) e seus aspectos positivos são:

• apresentam baixos níveis de ruído e atrito;• menos manutenção;• possibilidade de desenvolver maior rotação5;• podem ser melhor aplicadas em ambientes inóspitos e de acesso difícil, astronáu-

tica, aeronáutica, fontes de energia, ciências biomédicas, etc.

Segundo [Schweitzer & Maslen 2009] as limitações das máquinas de mancais mag-néticos são devido a duas razões principais:

1. O estado da tecnologia atual no desenho e material;2. Relações físicas básicas.

2.3 Máquinas sem Mancais

As máquinas sem mancais são máquinas onde a sustentação do rotor é conseguida porcampos magnéticos produzidos por conjuntos de bobinas presentes no estator. Da mesmaforma que as máquinas com mancais magnéticos, as máquinas sem mancais são capazesde compensar três forças básicas: peso, força tangencial (esforço de carga) e força radialao eixo.

Na Figura 2.5 é mostrada a estrutura simplificada de uma máquina sem mancais.

5Na indústria são encontradas máquinas com mancais magnéticos com rotações de até 6 kHz.


Figura 2.5: Estrutura simplificada de uma máquina sem mancais.

Como no item 2.2, as máquinas sem mancais, além de apresentarem as mesmas van-tagens sobre as máquinas com rolamentos ou buchas, fisicamente tem menor peso e di-mensões quando comparadas às máquinas com mancais magnéticos e podem apresentaraté 5 graus de liberdade6, conforme a Figura 2.6, que são:

1. na direção de Y1;2. na direção de Y2;3. na direção de X1;4. na direção de X2;5. na direção de Z.

Figura 2.6: Rotor de uma máquina se mancais denotando os graus de libertade.

Duas filosofias construtivas diferenciadas se destacam entre as máquins sem mancais.São elas:

1. com dois enrolamentos distintos no estator;2. com enrolamento único no estator.6Esta característica também pode ser estendida às máquinas com mancais magnéticos.


2.3.1 Máquinas sem Mancais com dois Enrolamentos Distintos noEstator

Este tipo de máquina é construida com dois tipos distintos de conjuntos de bobi-nas no estator, um para possibilitar o posicionamento central do eixo do rotor e ou-tro para o torque de rotação. Estas topologias de máquimas são abordadas em [Chibaet al. 2005], [Yahia & Hennerberger 1998] e [Okada et al. 1998]. Para operar adequada-mente, o sistema de controle depende do número de pólos produzido pelos dois enrola-mentos que deve satisfazer a Equação 2.1 conforme [Okada et al. 1995].

M−N =±2 (2.1)

Onde:

• M - número de pólos produzido pelo enrolamento de torque de rotação;• N - número de pólos produzido pelo enrolamento de sustentação do eixo do rotor.

Para o caso de um motor trifásico sem mancais é apresentada na Figura 2.7 uma formacomo os dois conjuntos de enrolamentos podem ser distribuidos nas ranhuras do estator esatisfazer a Equação 2.1. As bobinas N2 originam dois pólos e N4 originam 4 pólos.

Figura 2.7: Distribuição dos dois conjuntos de enrolamentos nas ranhuras do estator parauma máquina sem mancal. [Hiromi et al. 2007]

O rotor usado nas máquinas sem mancais, em geral, é bobinado seguindo um arranjoparticular, cuja finalidade é possibilitar uma melhoria na força de sustentação e centra-lização do eixo do rotor. O bobinamento também deve atender as condições do númerode pólos, ranhuras e circuitos. Na Figura 2.8 é mostrado um exemplo de rotor bobinado


usado em uma máquina trifásica sem mancais. O rotor em gaiola também pode ser utili-zado em máquinas sem mancais, conforme [Gempp 1996] e [Hiromi et al. 2007].

Figura 2.8: Rotor bobinado usado em uma máquina trifásica sem mancais.

2.3.2 Máquinas sem Mancais com Enrolamento Único no Estator

Neste tipo de máquina não existe distinção entre enrolamentos de levitação e de torquede rotação, isto é, um mesmo enrolamento do estator é responsável pela força de suspen-são e torque de rotação simultaneamente. Estas máquinas também são conhecidas comomáquinas sem mancais com bobinado dividido, [Salazar & Stephan 1993], [Santistebanet al. 1996], [Ferreira 2006], ou motor mancal [Gomes 2007] e são obtidas a partir de ummotor de indução genérico por meio de alterações no conjunto de bobinas do estator parapossibilitar torque rotacional e controle de posição radial simultâneos (vide Figura 2.9).O rotor utilizado, em geral, é semelhante ao apresentado na Figura 2.8.

Figura 2.9: Configuração do estator com bobinado dividido.


2.4 Modelo de uma Máquina de Sem Mancais

O modelo matemático de uma máquina sem mancais é obtido a partir do modelo deuma máquina de indução genérica considerando os graus de liberdade adotados e parti-cularidades construtivas do estator e rotor. Na maioria dos casos, se procura modelar asrelações entre as correntes do motor (I), rotação (ω) e posição do eixo do rotor (x,y,z).Nos modelos mais simples se considera apenas dois graus de liberdade, X e Y, conformemostrado na Figura 2.10.

Figura 2.10: Posição entre estator e rotor para uma máquina sem mancais com dois grausde liberdade. [Hiromi et al. 2007]

Para o caso específico de uma máquina sem mancais trifásica de quatro pólos combobinado dividido e rotor bobinado [Ferreira 2006] apresenta o modelo matemático paraa posição radial, o torque e correntes do rotor.

O modelo matemático da posição radial de uma máquina trifásica sem mancais dequatro pólos com bobinado dividido, pode ser melhor obtido usando transformações tri-fásica para bifásica e conforme [Ferreira 2006] este modelo pode ser expresso pelas Equa-ções 2.2 e 2.3 abaixo.

..X= Ka.x+Kb.∆ix+

Fextx

m(2.2)

..Y= Ka.y+Kb.∆iy+

Fexty

m(2.3)

Onde: Ka, Kb e K são equações paramétricas expressas por:

Ka =4Km

I2

g30

(2.4)

Kb =4Km

Ig2

0(2.5)


K =14

N2µA (2.6)

Na Figura 2.11 é apresentado o modelo, em diagrama de blocos, da posição radial deuma máquina trifásica sem mancais de quatro pólos com bobinado dividido com base nasEquações 2.2 e 2.3.

Figura 2.11: Modelo para a posição radial de uma máquina trifásica sem mancais dequatro pólos com bobinado dividido. [Ferreira 2006].

A Figura 2.12 mostra a representação, em diagrama de blocos, de uma máquina trifá-sica sem mancais de quatro pólos com bobinado dividido, com base nas nos modelos detorque e correntes segundo [Ferreira 2006].


Figura 2.12: Diagrama de blocos de uma máquina trifásica sem mancais de quatro pólos.[Ferreira 2006].

2.5 Controle de uma Máquina sem Mancais

Para se controlar uma planta comumente se recorre à sua função de transferência, istoé, seu modelo matemático, para possibilitar a implementação de um sistema de controle.No caso específico de uma máquina de indução sem mancais, o controle deve atuar tantono posicionamento do eixo do rotor como na rotação. Isto torna o sistema de controlebastante complexo por envolver o desacoplamento das variáveis do modelo da planta eimplementar um controlador para cada uma delas. Outra forma de controle que pode serutilizada são as redes neurais, conforme trabalho apresentado por [Álvaro Paiva 2007].

Seja uma máquina sem mancais com bobinado dividido, cuja função de transferênciada planta é representada pelo diagrama de blocos da Figura 2.13:


Figura 2.13: Bloco representando a função de transferência de um máquina sem mancais.

Onde:

• U(s) - Sinais de referência aplicados à entrada da planta:

– posição do rotor P(X,Y,Z)– velocidade do rotor - ω

• G(s) - Função de transferência da planta:

G(s) =Y (s)U(s)

(2.7)

• Y(S) - Sinais de saída da planta.

Utilizando as teorias de controle clássico, após a definição das variáveis a serem con-troladas é feita a escolha e implementação do controlador para operar em malha fechada,em geral, PI ou PID. O sistema envolvendo controlador e planta é representado pelo dia-grama de blocos da Figura 2.14. C(s) representa a função de transferência do controlador

Figura 2.14: Sistema de controle em malha fechada

que pode ser expressa pela Equação 2.8, para controle PI ou Equação 2.9 para controlePID.

C(s) = Kp(1+1

Tis) (2.8)

C(s) = Kp(1+1

Tis+Tds) (2.9)

Onde:

• Kp - ganho do controle proporcional;• Ti - ganho do controle integral;• Td - ganho do controle derivativo.


Por meio do diagrama de blocos da Figura 2.14, a função de transferência do sistemaenvolvendo controlador e planta, T(s), pode ser expressa pela Equação 2.10.

T (s) =C(s)G(s)

1+C(s)G(s)(2.10)

Para o caso específico onde se deseja controlar apenas a posição radial P(X,Y) do eixodo rotor, de uma máquina de indução trifásica sem mancais de quatro pólos com bobinadodividido, são utilizadas as Equações 2.2 e 2.3 que, pela aplicação de Transformada deLaplace, resultam:

X =Kb.∆ix+ Fextx

mS2−Ka

(2.11)

Y =Kb.∆iy+

Fextym

S2−Ka(2.12)

Com base nas Equações 2.11 e 2.12 percebe-se que o controle da posição radial deuma máquina sem mancais está associado tanto a uma força de ação externa como a va-riações de correntes nos enrolamentos. Na Figura 2.15 é apresentado um típico diagramade blocos simplificado do controlador e planta para controle de posição radial e rotaçãode uma máquina sem mancais.

Figura 2.15: Diagrama de blocos para controle de posição radial e rotação de uma má-quina sem mancais.

Conforme [Gomes 2007], considerando que o controlador utilizado seja PD, as fun-ções de transferências para as posições X e Y serão dadas pelas Equações 2.13 e 2.14abaixo:

T (s)x =(TdKb∆ix+Td

Fextxm )s+KpKb∆ix+Kp

Fextxm

s2 +(TdKb∆ix+TdFextx

m )s+KpKb∆ix+KpFextx

m −Ka(2.13)

T (s)y =(TdKb∆iy+Td

Fextym )s+KpKb∆iy+Kp

Fextym

s2 +(TdKb∆iy+TdFexty

m )s+KpKb∆iy+KpFexty

m −Ka

(2.14)


As equações características das funções de transferências 2.13 e 2.14 são expressaspelas Equações 2.15 e 2.16.

s2 +(TdKb∆ix+TdFextx

m)s+KpKb∆ix+Kp

Fextx

m−Ka = s2 +2ζωns+ωn

2 (2.15)

s2 +(TdKb∆iy+TdFexty

m)s+KpKb∆iy+Kp

Fexty

m−Ka = s2 +2ζωns+ωn

2 (2.16)

As frequências naturais de oscilação, ωn, e os fatores de amortecimento, ζ, para ocontrole das posições radiais X e Y, como base nas Equações 2.15 e 2.16 são dadas por:

ωnx =

√KpKb∆ix+Kp

Fextx

m−Ka (2.17)

ωny =

√KpKb∆iy+Kp

Fexty

m−Ka (2.18)

ζx =TdKb∆ix+Td

Fextxm

2√

KpKb∆ix+KpFextx

m −Ka

(2.19)

ζy =TdKb∆iy+Td

Fextym

2√

KpKb∆iy+KpFexty

m −Ka

(2.20)


2.6 Conclusão do Capítulo 2

Neste capítulo foi feita uma abordagem genérica sobre máquinas com mancais mag-néticos e sem mancais. Foram apresentadas as principais características das máquinassem mancais e os tipos mais comuns. Após uma contextualização histórica se apresentouum modelo matemático para uma máquina sem mancais em particular, isto é, com bobi-nado dividido, e um procedimento para aplicação de uma forma de controle clássico dotipo PD.

Capítulo 3

Periféricos de uma Máquina semMancais

Uma máquina sem mancais necessita de um conjunto de periféricos que dá suporte aoseu funcionamento, conforme o diagrama de blocos apresentado na Figura 3.1, para umamáquina trifásica sem mancais com bobinado dividido.

Figura 3.1: Conjunto de periféricos de uma máquina sem mancais com bobinado dividido.

Na Figura 3.1 os dois blocos destacados com bordas em amarelo correspondem aspartes fundamentais que serviram de base para o desenvolvimento deste trabalho.

O conjunto de periféricos de uma máquina sem mancais, em geral, é constituido por:

• conversor CA-CC;

CAPÍTULO 3. PERIFÉRICOS DE UMA MÁQUINA SEM MANCAIS 21

• inversor de frequência;• unidade de controle;• conjunto de interfaces;• conjunto de sensores.

Neste capítulo é feita uma reavaliação dos periféricos mostrados na Figura 3.2 comdestaque para os blocos sombreados de amarelo e que foram utilizados no trabalho de [ÁlvaroPaiva 2007], com máquinas sem mancais. Também são apresentadas as modificações ne-cessárias para adequá-los a uma máquina sem mancais com bobinado dividido, obtida pormeio de um motor de indução trifásico com rotor gaiola com potência de 3,7 kVA.

Figura 3.2: Diagrama de blocos dos periféricos para uma máquina trifásica sem mancais

3.1 Conversor CA-CC

O conversor CA-CC é constituido por um clássico retificador trifásico em ponte comdiodos e apresenta em sua saída um circuito de acionamento (vide Figura 3.3) para reduzira corrente de pico na energização devido a presença de capacitores de filtragem. Esteretificador alimenta o inversor de frequência conectado à máquina sem mancais.

O acionamento do circuito da Figura 3.3 funciona da seguinte forma:

1. pressiona-se a chave de acionamento manual SOQ;


Figura 3.3: Retificador trifásico utilizado para alimentar o inversor de frequência da má-quina sem mancais.

2. pressiona-se a chave de acionamento com retorno automático S2Q;3. a bobina eletromagnética do contator K1A é energizada;4. os contatos principais 1/2, 3/4, 5/6 e auxiliares 13/14 e 43/44 de K1A fecham auto-

maticamente;5. a sinalização H1H é ativada;6. a bobina do relé de tempo K1T é energizada;7. o capacitor C é energizado por meio da ponte retificadora trifásica composta pelos

diodos D1, D2, D3, D4, D5 e D6;8. após um intervalo de tempo ∆T o contato do relé de tempo K1T fecha;9. a bobina do relé do contator K1R é energizada;

10. os contatos principais de K1R 1/2, 3/4, 5/6 fecham;11. o resistor R1 é bypassed pelos contatos principais de K1R;12. pressionando-se a chave de acionamento com retorno automático S1Q o retificador

é automaticamente desligado.

3.2 Inversor de Frequência

O inversor de frequência exerce papel fundamental no acionamento de motores elétri-cos. Por meio dele é possível se fazer o controle de rotação e corrente de um motor deindução.

O inversor de frequência utilizado na alimentação da máquina sem mancais com bo-

1O resistor R é utilizado para reduzir a corrente de pico nos diodos da ponte retificadora


binado dividido recebe sinais PWM da unidade de controle e por meio de driver SKHI23/17 (vide Anexo 02) aplica estes sinais a grupos de IGBT’s, de referência SKM 75GB176 DN (vide Anexo 03), associados conforme a Figura 3.4. A carga é alimetada atravésdos IGBT’s SKM 75GB 176 DN que são agrupados de modo a constituir um inversor defrequência composto por seis chaves, como mostra a Figura 3.5.

Figura 3.4: Associações entre IGBT’s SKM 75GB do inversor de frequência.

Figura 3.5: Disposição entre as seis chaves com IGBT’s do inversor de frequência quealimenta a máquina sem mancais.


3.3 Unidade de Controle

O controle da máquina sem mancais foi implementado via software processado emDSP. Para isto se utilizou o DSP TMS320F2812 da Texas Instruments, cujo diagrama debloco funcional é mostrado na Figura 3.6.

Figura 3.6: Diagrama de bloco funcional do DSP TMS320F2812 da Texas Instruments.

O DSP TMS320F2812 da Texas Instruments disponibiliza muitos recursos para con-trole de motores elétricos tais como: múltiplas saídas de sinais PWM, múltiplos canaisde entrada para conversão A/D, interface de comunicação serial, várias portas de I/O depropósito geral, etc.

A utilização do DSP TMS320F2812 no controle de máquinas sem mancais é faci-litada pelo uso da placa de desenvolvimento eZdspT MF2812, mostrada na Figura 3.7,que é composta pelo DSP TMS320F2812 e apresenta recursos de software, em ambiente


Windows R©, como ferramentas para desenvolvedores.

Figura 3.7: Placa eZdspT MF2812 em diagrama de blocos.

3.3.1 Gerador de Sinais PWM

No sistema de controle da máquina de indução trifásica sem mancais são usados doisconjuntos de 3 canais (com seus complementares) de sinais PWM da placa eZdspT MF2812,cujas amplitudes dos pulsos são moduladas senoidalmente, sendo os sinais defasados de120o. Além da modulação senoidal, os sinais também são modulados em fase. Tudo isto érealizado pelo programa de controle da máquina. Na Tabela 3.1 são mostradas as portas2

utilizadas como saídas para os sinais PWM.

Tabela 3.1: Saídas PWM’s da placa eZdspT MF2812 utilizadas no sistema de controle damáquina sem mancais.

Saídas de Sinais PWMPorta Pino Função

9 PWM110 PWM2

P8 11 PWM312 PWM413 PWM514 PWM6

2Os sinais PWM apresentam saídas em nível lógico alto em 3,3 Vcc


3.3.2 Conversor Analógico/Digital ou ADC

O DSP TMS320F2812 apresenta conversor A/D de 12 bits multiplexado para 16 ca-nais de entradas3 com taxas de conversão de 80 ns. As conversões A/D são suportadasapenas para tensões positivas aplicadas nas entradas dos canais. No sistema de controle damáquina sem mancais foram utilizados 14 canais da placa eZdspT MF2812, sendo 6 paraleituras de correntes, 6 para tensões e 2 para posição radial rotor da máquina, conformemostra a Tabela 3.2.

Tabela 3.2: Canais do conversor A/D usados no sistema de controle da máquina semmancais.

Sinais Canal A/D Pino PortaI1 ADCINA0 2I2 ADCINA1 4

Correntes I3 ADCINA2 6I4 ADCINA3 8I5 ADCINA4 10 P9I5 ADCINA5 12

Posição X ADCINA6 14Posição Y ADCINA7 16

V1 ADCINB0 1V2 ADCINB1 2V3 ADCINB2 3

Tensões V4 ADCINB3 4 P5V5 ADCINB4 5V6 ADCINB5 6

3.3.3 Interface de Comunicação Serial - SCI

Este recurso, de comunicação serial do DSP, foi utilizado para enviar informações develocidade do eixo do rotor da máquina para um sistema supervisório4 implementado emum PC em plataforma LabVIEW R©. Os dados de velocidade são recibos pelo PC atravésde uma porta de comunicação serial RS 232. O gerenciamento e envio dos dados develocidade são partes das rotinas do programa que controla a máquina. Os sinais e pinosrelacionados à SCI da placa eZdspT MF2812 são mostrados na Tabela 3.3.

3Cada canal de entrada para o A/D suporta uma tensão máxima de 3,3 Vcc.4O sistema supervisório, por meio de uma placa de aquisição de dados, mostra, em tempo real, os sinais

de correntes, tensões, posição radial do eixo do rotor e velocidade da máquina.


Tabela 3.3: Sinais e pinos relacionados a SCI da placa eZdspT MF2812

Porta de comunicação serialSinal Porta Pino FunçãoTX P8 3 SCITXDARX P8 4 SCIRXDA

3.3.4 Portas de I/O de Propósito Geral - GPIO

No controle da máquina sem mancais foram utilizadas duas GPIO da placa eZdspT MF2812,uma para possibilitar a medição de velocidade do eixo do rotor e outra para mudar a açãodo programa de controle da máquina, isto é, da condição de torque constante para torquevariável (vide Tabela 3.4).

Tabela 3.4: Portas de I/O, da placa eZdspT MF2812, usadas no sistema de controle damáquina sem mancais.

Porta Sinal Pino FunçãoP8 Rotação 6 CAP1/QEP1P8 Respostas a variações de torque 5 XINT1n/xBIOn

3.4 Conjunto de Interfaces

Uma análise dos circuitos de interfaceamento entre inversor e unidade de controle(usados em trabalhos anteriores de máquinas sem mancais) foi feita com o propósitode verificar se atendia às condições de aplicação na máquina trifásica de 3,7 kVA semmancais com bobinado dividido. Pela análise feita, novas interfaces foram reprojetadas eimplementadas conforme as subseções abaixo.

3.4.1 Interface para Transmitir os Sinais PWM da Placa eZdspT MF2812para o Inversor de Frequência

Esta interface foi redesenhada e implementada buscando melhorias de hardware nosseguintes aspectos:

1. Eliminar a presença de reguladores de tensão e adotar fontes chaveadas para alimen-tar os circuitos eletrônicos. A utilização de reguladores de tensão da série 78XX e


79XX, adotados nas interfaces anteriores é simples, requer um mínimo de compo-nentes e apresenta proteção interna contra curto-circuito mas, dissipa uma potênciaexpressa pela Equação 3.1.

P = (Vi−Vr).I (3.1)

Onde:

• Vi - tensão de entrada;• Vr - tensão regulada aplicada à carga;• I - corrente drenada pela carga.

Considere que o regulador de tensão deve apresentar uma tensão de entrada mínimade 2,5 Vcc acima do valor a ser regulado e que cada driver SKHI 23/17 drena umacorrente típica de 0,32 mA. Para o regulador com uma tensão de entrada de 17,5Vcc e de saída de 15,0 Vcc, e alimentando os 6 drivers, a potência dissipada será de4,8 W, para uma corrente de 1,92 A. Nestas condições, o regular estaria operandocom sobrecarga, pois, em geral, são projetados para correntes nominais de 1,0 A.E, fazendo uma análise de como os 6 drivers SKHI 23/17 do inversor de frequênciaestavam sendo alimentados foi verificado que havia apenas um regulador de tensãopara alimentá-los. As fontes de tensões chaveadas, utilizadas em substituição aosreguladores de tensão, apresentam como vantagens: elevado índice de rendimento(superior a 90%), maior capacidade de carga para alimentar os circuitos, váriosníveis de tensões de saídas reguladas com proteções contra curto-circuitos e, sãoas mesmas utilizadas na alimentação de PC’s. Desprezando as perdas internas, arelação de potência destas fontes pode ser expressa pela Equação 3.2

Vi.Ii =Vo.I (3.2)

Onde:

• Ii - corrente de entrada;• Vo - tensão aplicada à carga.

2. Individualizar as interfaces em um bloco com circuitos eletrônicos de mesma natu-reza sendo cada sinal enviado em cabo blindado unifilar. Isto facilita a manutençãoe, em muitos casos, reduz a interação de sinais entre circuitos com propósitos dife-rentes.

3. Reduzir os níveis de correntes de excitação entre as portas de saídas de sinais PWMda placa eZdspT MF2812 e as entradas das interfaces que transmitem os sinais paraos drivers do inversor de frequência. Os circuitos eletrônicos anteriormente usados


para interfacear os sinais PWM da eZdspT MF2812 para os drivers do inversor utili-zavam uma topologia tipicamente de transistor bipolar operando como chave (videFigura 3.8).

Figura 3.8: Interface anteriormente usada para enviar os sinais PWM da eZdspT MF2812para o inversor de frequência.

Fazendo uma análise do circuito mostrado na Figura 3.8 tem-se:

a) Corrente de polarização do transistor.

Considerando que o transistor deve operar como chave, isto é, nas regiões de cortee saturação, a corrente de coletor na saturação pode ser expressa por:

Ic =Vcc−Vsat

Rc(3.3)

e a corrente de base como:Ib∼=

Ic

β(3.4)

Onde:

• Vcc - tensão de alimentação do circuito;• Vsat - tensão entre coletor e emissor do transistor na saturação;• Rc - resistência entre Vcc e o coletor do transistor;• β - ganho de corrente do transistor.

Da Equação 3.3, admitindo que Vsat=0,0 V, o valor mínimo da corrente de coletorpara o que transistor entre na região de saturação é de Ic∼=10,0 mA.

b) Impedância de entrada do circuito da Figura 3.8.

Com base na teoria de transistores aplicada em amplificadores para pequenos si-nais [Boylestad & Nashelsky 2004], por meio de parâmetros híbridos aproximados,


a impedância vista a partir da entrada do circuito da Figura 3.8 pode ser expressapela Equação 3.5.

Zi ∼= R2 +(R1//βre) (3.5)

sendo:re =

26mVIe

(3.6)

Onde:

• Ie - corrente de emissor do transistor.

Considerando Ie∼=Ic e β∼=100 para o transistor 2N2222, com base nas Equações 3.6e 3.5, a impedância de entrada do circuito será de 4,96kΩ.

c) Corrente de polarização do transistor do circuito da Figura 3.8 a partir da malhade base.

A polarização do circuito da Figura 3.8 também pode ser analisada a partir da malhado circuito de base do transistor. Neste caso se adotará o circuito da Figura 3.9. Os

Figura 3.9: Circuito para análise de polarização pela malha de base do transistor.

resistores R1 e R2 formam um divisor de tensão dado pela Equação 3.7.

VB =Vin.R1

R1 +R2(3.7)

Onde:

• VB - tensão aplicada a base do transistor;• Vin - tensão na entrada do circuito.

Desconsiderando a presença do diodo do transistor e admitindo uma tensão de 3,3Vcc na entrada do circuito5, a tensão na base do transitor será de 1,05 Vcc. Nestasituação prevalece a tensão de condução do diodo, que para efeito de cálculos será

5Esta tensão de 3,3 Vcc corresponde ao nível lógico alto do sinal PWM na saída da porta do DSPTMS320F2812


considerada em VB = 0,7 Vcc. Assim, a corrente de polarização na base do transitorpode ser expressa pela Equação 3.8.

IB =Vin−0,7

R2(3.8)

que resultará em IB = 0,55 mA e a corrente de coletor teoricamente seria de 55,0mA (para β = 100) mas prevalecerá a corrente calculada no item a, isto é, Ic =10,0 mA. Em circuitos eletrônicos com transistores operando como chave, um ex-cesso de corrente de base causará dificuldades para levar o transistor de um estadoa outro e quanto maior a frequência de chaveamento maior será esse efeito, aumen-tando o retardo no tempo de resposta do sinal e consequentemente uma deformaçãodo mesmo. Como há a necessidade de enviar seis sinais PWM para fazer operaro inversor de frequência, o circuito eletrônico da Figura 3.8 é caracterizado porseis unidades iguais. Cada unidade no estado de saturação drena uma corrente deIc∼=10,0 mA que pode ser minimizada conforme o circuito adotado.

4. Simplificar o ajuste do ganho de tensão dos sinais. A adoção de amplificadoresoperacionais na topologia dos circuitos de interfaces, além de minimizar as cor-rentes de excitação de entradas, também conduzem uma maior facilidade de ajustedo ganho de tensões dos sinais. Esta facilidade se torna possível usando as con-figurações de amplificador inversor e/ou não inversor (vide Figura 3.10) para oscircuitos [Celestino & Danilow 1995]. Pela adoção de amplificadores operacionaiscom entradas FET, por exemplo, o TL0846„(vide Anexo 01), consegue-se redu-zir ainda mais as correntes de excitação nas entradas dos circuitos das interfaces emelhorar a qualidade dos sinais nas saídas.

Assim, os circuitos para receberem os sinais PWM da Placa eZdspT MF2812 e enviá-los ao inversor de frequência foram projetados e implementados com base na topologiamostrada na Figura 3.11. O sinal PWM com amplitude de 3,3 Vcc recebe uma amplifica-ção expressa por:

Vout =R f 1.R f 2.Vin

Ri1.R2(3.9)

Onde:

• Vin - tensão aplicada à entrada do amplificador do primeiro estágio;• Vout - tensão na saída do amplificador do segundo estágio;• R f 1 - resistência de realimentação do amplificador do primeiro estágio;

6Este amplificador operacinal além de possuir as entradas FET, também apresenta, sobre a maioria dosoperacionais comuns, taxa de subida SR = 13 V/µs e tensão de offset despresível.


Figura 3.10: Circuitos com amplificadores operacionais nas configarações de amplifica-dor inversor e não inversor.

• R f 2 - resistência de realimentação do amplificador do segundo estágio;• Ri1 - resistência de entrada do amplificador do primeiro estágio;• Ri2 - resistência de entrada do amplificador do segundo estágio.

Pela Equação 3.9, a tensão na saída do circuito da Figura 3.11 será de Vout = 12,22Vcc. Na prática, dependendo do fabricante do amplificador operacional, essa tensão éinferior a tensão de alimentação de 1,5 a 2,5 Vcc.

Os drivers SKHI 23/17, do inversor de frequência, são alimentados com 15,0 Vcc

sendo a amplitude dos pulsos de sinais aplicados as suas entradas entre Vpulso_min. = 13,0Vcc e Vpulso_max. = 15,5 Vcc, do contrário, entram em estado de reset e acusam erro desinal por meio de pinos específicos.

Por questões de praticidade se procurou uniformizar a alimentação da maioria doscircuitos eletrônicos por uma mesma fonte de tensão CC e em 12,0 Vcc pela fácil dispo-nibilidade dessa fonte, oriunda de PC. Com isso, os sinais em nível lógico alto na saídado circuito da Figura 3.11 não atendem as especificações dos drivers do inversor. Mesmose o circuito fosse alimentado em 15,0 Vcc e sem a presença de uma porta lógica CMOSna saída, não haveria garantia de que o nível de tensão dos sinais enviados atenderia ascondições dos drivers devido a tensão de saturação dos amplificadores operacionais, queé inferior a tensão de alimentação.


Figura 3.11: Topologia do circuito adotado para enviar sinais PWM da PlacaeZdspT MF2812 para o inversor de frequência.

Os sinais enviados ao inversor são de 12,0 Vcc em nível lógico alto. Mas os níveis desinais são compatibilizados por outra interface, presente no inversor, que recebe os pulsose os envia aos drivers SKHI 23/17. O desenho da placa para seis circuitos com a topologiada Figura 3.11 é mostrado na Figura 3.12.

Figura 3.12: Desenho da placa referente ao circuito da Figura 3.11.

A implementação dos seis circuitos com a topologia da Figura 3.11 é mostrada naFigura 3.13


Figura 3.13: Circuito implementado referente à Figura 3.11.

3.4.2 Interface de Recepção dos Sinais PWM para os Drivers SKHI23/17

Esta interface tem a função de receber os sinais enviados remotamente pela interfacede transmissão, via cabo blindado, compatibilizá-los com os níveis de tensões adequadose obter os sinais complementares para poder aplicar ambos nas entradas dos drivers SKHI23/17 do inversor de frequência.

A interface de recepção dos sinais PWM, cujo circuito é apresentado na Figura 3.14,foi analisada com propósito de se buscar possíveis melhorias.

O sinal de reset, originado pela chave de reset manual, é enviado apenas para uma dasentradas do driver, condição suficiente para bloquer o chavemento dos IGBTs e gerar umsinal de sinalização de erro.

A utilização de portas lógicas da família CMOS faz com que as amplitudes de tensõesdos sinais de saída sejam compatíveis aos drivers quando interface e drivers são alimen-tados com uma mesma fonte de tensão CC. A única alteração cabível foi em relação a


alimentação do circuito, que utilizava regulador de tensão 78157, que também servia paraalimentar os drivers SKHI 23/17. Os reguladores de tensão 7815 foram substituidos poruma fonte de tensão CC chaveada, de PC, alterada para se obter uma tensão de 15,0 Vcc.

Figura 3.14: Circuito para recepção de sinais PWM e geração do complementar, PWM.

3.5 Conjunto de Sensores

O motor de indução trifásico de 3,7 kVA, cujas as especificações podem ser encontra-das no anexo 04, recebeu modificações para operar como máquina sem mancais conformeos itens abaixo:

1. configuração das bobinas em dupla estrela, cujo circuito elétrico é mostrado naFigura 3.15;

Figura 3.15: Configurações das bobinas do motor de 3,7 kVA em dupla estrela.

7Este tipo de regulador ja foi abordado na seção 3.4.1


2. retirada de um dos rolamentos de uma das extremidades do eixo do rotor, mas comprecauções8 para que não houvesse atrito do rotor com o estator;

3. posicionamento do motor de forma que o eixo de rotação ficasse normal ao planodo solo. Isto pode ser observado na Figura 3.16 onde, ao fundo, o motor aparecepintado na cor azul. Nesta posição o controle do eixo do rotor fica mais facilitado.

Figura 3.16: Posicionamento do motor de indução para facilitar o controle do eixo derotação.

Após as alterações do motor de indução foi necessária uma gama de sensores: corren-tes, tensões, posição radial do rotor e rotação (que serão abordados nesta seção), que fazparte dos periféricos, para permitir um controle efetivo nas condições impostas à máquina.

3.5.1 Sensores de Corrente

Os sensores de correntes, assim como os demais sensores usados na máquina, sãoimportantes para que o software de controle, em tempo real, possa impor mudanças ne-cessárias para o correto funcionamento da máquina.

8Verifição se a folga entre o eixo do rotor e o cubo da carcaça estava dentro dos limites para que nãohouvesse contato físico entre as paredes externas do rotor e internas do estator.


Considerando os dados de placa do motor (utilizado como máquina sem mancais combobinado dividido) apresentados na Tabela 3.5, em condições nominais de carga, a cor-rente nominal pode ser expressa pela Equação 3.10.

Tabela 3.5: Dados de placa do motor de indução trifásico utilizado como máquina semmancais

Alimentação Potênica Parâmetros∆ Y kVA HP η Frequência Nnominal IP/IN cosϕ

220 Vca 380 Vca 3,7 5,0 0,85 60 Hz 1715 rpm 7,6 0,81

IN =PN√

3Uηcosϕ(3.10)

Onde:

• PN - potência nominal do motor;• U - tensão entre fases;• η - rendimento do motor;• cosϕ - fator de potência.

Pela Equação 3.10, a corrente nominal do motor será de IN = 8,11 A para a configura-ção das bobinas em Y. Como as bobinas do motor foram configuradas para dupla estrelaisolada, conforme a Figura 3.15, admitindo que essas bobinas estejam simetricamenteseparadas e isoladas no estator da máquina e que suas impedâncias sejam iguais, a cor-rente nominal passa a ser dividida por 2 para esses dois grupos de bobinas e será de IN =4,055 A por grupo. Esses grupos são alimentados por duas saídas trifásicas do inversor defrequência, consequentemente, a corrente a ser medida em cada fase, sob carga nominaldo motor, será de IN = 4,055 A.

Em trabalhos anteriores utilizou-se sensor de corrente de efeito Hall, especificamente,o de referência LTS 6-NP (vide Anexo 05) que pode ser configurado para os padrões decorrentes de ±2 A, ±3 A e ±6 A. Sua alimentação é em 5,0 Vcc e a relação IPNxVOUT émostrada no gráfico da Figura 3.17.

Pelo gráfico da Figura 3.17 percebe-se que o valor máximo de tensão na saída do sen-sor é incompatível com as entradas analógicas do conversor A/D da placa eZdspT MF2812além de apresentar uma tensão de offset de 0,5 V. Para solucionar este problema nos tra-balhos anteriores se usava um circuito de condicionamento de sinais, mostrado na Fi-gura 3.18.


Figura 3.17: Relação entre a corrente nominal primária e a tensão de saída para o sensorde efeito Hall LTS 6-NP.

Figura 3.18: Circuito de condicionamento de sinais do sensor LTS 6-NP para as entradasanalógicas do conversor A/D da placa eZdspT MF2812.

Analisando o circuito da Figura 3.18 verifica-se que foi utilizado um filtro passa-baixana entrada não inversora e aplicada uma tensão de offset de - 1,90 Vcc à entrada inversora.A tensão na saída do circuito pode ser dada por:

Vout =Xc√

(103)2 +X2c.(1,84.Vin)−1,9 (3.11)

Onde:

• Vin - tensão na entrada do filtro passa-baixa;• Xc - reatância do capacitor do filtro.


Pela análise do circuito da Figura 3.18 percebe-se que ele é bastante coerente para aaplicação que se fez necessária, entretanto, a placa com os sensores LTS 6-NP, no caso,seis sensores, ficou remota em relação aos circuitos de condicionamento dos sinais decorrentes. Esta situação pode aumentar a presença de ruidos nos sinais. Outro detalhe quemerece ser mencionado é a ausência de um potenciômetro para possibilitar um ajuste maispreciso para a tensão de offset de - 1,90 Vcc aplicada à entrada inversora do amplificadoroperacional. Assim, houve a necessidade de mudanças nos circuitos eletrônicos buscandootimizar os sinais de correntes provenientes das bobinas do motor.

Para superar as deficiências do circuito mostrado na Figura 3.18 uma nova topologia,cujo o circuito é apresentado na Figura 3.19, foi desenhada, testada e implementada,tomando-se o cuidado de deixar sensores e circuitos de condicionamento de sinais decorrentes na mesma placa.

Figura 3.19: Circuito melhorado de condicionamento de sinal usado com o sensor LTS6-NP.

Como a corrente máxima por bobina é de I∼= 4,055 A e o motor parte com redução decorrente, não houve necessidade de atenuação do sinal na entrada do circuito apresentadona Figura 3.19. Basicamente, o circuito se resume em um somador inversor de duasentradas, uma para ajuste da tensão de offset, e outra para a entrada do sinal do sensorLTS 6-NP. A tensão de offset foi ajustada de forma que a saída do circuito fique em Vout

= 1,5 Vcc. Assim, pela presença do diodo zener de 2,7 Vcc, no pico máximo posivo decorrente, a tensão na saída não superará 3,0 Vcc e no pico máximo negativo será inferiora - 0,7 Vcc. Por software, os sinais de correntes lidos pelos canais do conversor A/D, parao controle da máquina são expressos pela Equação 3.12.

Ilida = DadocanalA/D−200H (3.12)

Por questões de praticidade foram usados apenas os 10 bits mais significativos doconversor A/D. Portanto, na Equação 3.12, 200H corresponde a 1,5 Vcc em hexadeci-


mal. Com esta operação a corrente passa a apresentar valores nos semi-planos positivo enegativo da Figura 3.17.

Ainda com relação ao circuito da Figura 3.19 optou-se por não utilizar filtros R-C

nas entradas para não inviabilizá-lo em aplicações com cargas resistivas. Em todo caso,havendo necessidade de filtragem de sinais, isto pode ser feito pelo uso de filtros digitais.

Na Figura 3.20 é mostrado o desenho da placa de circuito impresso para três circui-tos iguais ao apresentado na Figura 3.19. Como o inversor de frequência é constituídopor duas saídas trifásicas para alimentar as seis bobinas da máquina sem mancais combobinado dividido, foi necessário a construção de duas placas.

Figura 3.20: Desenho da placa de circuito impresso para três circuitos iguais ao apresen-tado na Figura 3.19.

No desenho também se incluiu a possibilidade de alterações das configurações dossensores LTS 6-NP para outros níveis de corrente possíveis, bem como fusíveis de prote-ção em série com cada terminal de alimentação para as bobinas.

A implementação de três circuitos com topologia apresentada na Figura 3.19 é mos-trada na Figura 3.21.


Figura 3.21: Implementação de circuitos eletrônicos de condicionamento de sinais decorrentes junto com sensores LTS 6-NP.

3.5.2 Sensores de Tensão

As informações de tensões impostas à máquina sem mancais exercem papel secun-dário para a elaboração do sistema de controle. Estes sinais são usados apenas a títulode monitoramento, cálculos de defasagens entre tensão e corrente bem como para cálcu-los de potências. O controle da máquina, na realidade, é feito a partir de informaçõesde correntes, posição radial do rotor e velocidade da máquina. Contudo, há situações decontrole de velocidade de motores elétricos de indução pelo método escalar, onde tensãoe frequência são informações impressindíveis. Desse modo, as informações de sinais detensões foram mantidas.

Nos trabalhos anteriores, como os sinais de tensões não influenciavam no controle dasmáquinas utilizadas, não havia necessidade de enviá-los à placa eZdspT MF28129 e con-sequentemente dispensavam os circuitos eletrônicos de condicionamentos. Estes sinaiseram obtidos por meio de transformadores abaixador de tensão, cujos lados primárioseram ligados em paralelos com as bobinas das máquinas e as tensões induzidas dos ladossecundários eram enviados para uma placa de aquisição de dados em um PC executando

9os canais de entradas do conversor A/D do DSP TMS320F2812, que faz parte da placa eZdspT MF2812não suporta entradas de sinais com tensões negativas.


um programa supervisório em plataforma LabVIEW R© já mencionado em 3.3.3.Pensando na possibilidade de utilização dos sinais de tensões (para quaisquer propó-

sito) fez-se o projeto e implementação de circuitos condicionadores destes sinais para oscanais de entradas do conversor A/D da placa eZdspT MF2812.

No projeto do circuito condicionador de sinais de tensões foi usada a mesma filosofiaadotada para o circuito condicionador de sinais de correntes, isto é, adicionar tensões deoffset aos sinais para deixá-los positivos e por software subtrair estas mesmas tensões.Matematicamente, um sinal de tensão com adição de tensão de offset pode ser expressopela Equação 3.13.

Vout = F(t)+Vo f f set (3.13)

Onde:

• F(t) - sinal de tensão variável no tempo;• Vo f f set - nível de tensão C.C.

O circuito para possibilitar o condicionamento de sinais de tensões às entradas dos canaisA/D da placa eZdspT MF2812 é mostrado na Figura 3.22.

Figura 3.22: Circuito para possibilitar o condicionamento de sinais de tensões às entradasdos canais A/D da placa eZdspT MF2812.

Na saída do transformador a amplitude do sinal de tensão é ajustada e aplicada aocircuito somador inversor cuja a outra entrada é a tensão de offset. O sinal com nívelde offset é enviado ao estágio seguinte para torná-lo positivo e poder ser enviado a umcanal do conversor A/D da placa eZdspT MF2812. A tensão na saída do circuito pode serexpressa pela Equação 3.14.

Vout =−(Vin.R f 1

Ri1+

Vo f f set .R f 1

Ri2).(−

R f 2

Ri3) (3.14)

Onde:

• Vin - sinal de tensão de entrada aplicado a uma das entradas do somador inversor;


• R f 1 - resistência de realimentação do somador inversor;• Ri1 - resistência do sinal de tensão a uma das entradas do somador inversor;• Ri2 - resistência da tensão de offset a uma das entradas do somador inversor;• R f 2 - resistência de realimetação do amplificador inversor;• Ri3 - resistência de saída do somador inversor à entrada do amplicador inversor.

Pela Equação 3.14 a tensão na saída do circuito apresentado na Figura 3.22 será ex-pressa pela Equação 3.15.

Vout =Vin +1,53 (3.15)

Na Figura 3.23 é mostrado o desenho da placa de circuito impresso para seis circuitosde condicionamento de sinais de tensões com base no circuito apresentado na Figura 3.22.

Figura 3.23: Desenho da placa de circuito impresso para seis circuitos de condiciona-mento de sinais de tensões.


Na Figura 3.24 é mostrada implementação dos seis circuitos de condicionamento desinais de tensões aplicados aos canais do conversor A/D da placa eZdspT MF2812.

Figura 3.24: Implementação de seis circuitos de condicionamento de sinais de tensõesaplicados aos canais A/D da placa eZdspT MF2812.

Por questões de disponibilidade foram usados transformadores abaixador de tensão de110/220 - 24 Vca, 200 mA.

3.5.3 Sensor de Rotação

Uma máquina rotativa ao ser submetida a um torque no eixo, além de necessitar maiscorrente nas bobinas também sofre uma variação na rotação. Deste modo, para se imple-mentar um controle de rotação da máquina, é indispensável o conhecimento da rotaçãoem tempo real, assim como as correntes nas bobinas.

O método usado em [Álvaro Paiva 2007], para se medir a rotação no eixo da máquinasem mancais, foi pela adoção de um encoder constituido por um disco uniformemente


perfurado, um transistor receptor e um LED transmissor de luz infravermelho estruturadosconforme a Figura 3.25.

Figura 3.25: Estrutura do encoder usado para medição de velocidade do eixo da máquinasem mancais.

O LED transmissor infravermelho permanece continuamente energizado e quandouma ” janela” do disco permite a passagem da luz infravermelha, esta excita a base dotransistor receptor infravermelho.

Quando polarizados corretamente, LED e transistor, o sinal na saída do encoder temcomportamento próximo ao apresentado na Figura 3.26

Figura 3.26: Sinal ideal de saída do encoder.

O disco foi ”engenhosamente” confeccionado com 60 janelas pois, considerando asEquações 3.16, 3.17 e 3.18:

tpulso =Tn

(3.16)

fpulso =1

tpulso(3.17)


N =120. f

P(3.18)

Onde:

• tpulso - período de tempo de um pulso;• T - período de tempo de observações dos pulsos;• n - número de janelas do disco;• fpulso - frequência dos pulsos;• N - rotação do eixo da máquina, em rpm, quando o escorregamento s10 é nulo;• f - frequência da tensão de alimentação em Hz;• P - número de pólos da máquina.

o número de pulsos produzido pelo disco em T = 1 s será expresso pela Equação 3.19

Npulsos =120.n. 1

tpulso

P(3.19)

e para f = 60 Hz e P = 4 pólos tem-se Npulsos = 30 ou Npulsos = 1800 para T = 60 s.Na Figura 3.27 é mostrado o circuito eletrônico de tratamento do sinal do encoder

para poder ser enviado à placa eZdspT MF2812.

Figura 3.27: Circuito de tratamento do sinal do encoder para ser utilizado na placaeZdspT MF2812.

10O escorregamento para uma máquina elétrica rotativa expresso por: s = Ns−NNs

relaciona o quanto arotação nominal N varia da rotação síncrona Ns.


Pela análise feita do sensor de rotação, para uso com a máquina sem mancais, seconstatou que o mesmo atende as necessidades exigidas pelo sistema de controle (precisãoaceitável) apesar de haver sensores de rotação com melhor qualidade de sinais.

3.5.4 Sensores da Posição Radial do Rotor da Máquina sem Mancais

O controle da posição radial para uma máquina sem mancais consiste em fazer orotor ” f lutuar”, ou seja, sem que haja contato mecãnico com o estator. Assim o controleda posição radial do rotor é transcedental ao controle de rotação. Entranto o controlecompleto implica se poder controlar tanto a posição radial do rotor como sua rotação.

Para facilitar o controle da posição radial do rotor de uma máquina sem mancais, odeslocamento é considerado apenas no plano, envolvendo dois eixos ortogonais entre si eao eixo da máquina, conforme apresentado na Figura 3.28. As mudanças na posição do

Figura 3.28: Representação do rotor de uma máquina sem mancais com os eixos imági-nários X, Y e Z para controle de posição.

rotor podem ser detectadas por sensores especiais, de proximidade, que se baseiam emcorrentes parasitas. O dispositivo é composto por um amplificador e uma ponteira com


sinal de alta frequência, cujas variações de relutâncias provocam mudanças na amplitudedo sinal de alta frequência. Neste trabalho, como em [Gomes 2007] e [Álvaro Paiva2007], tem sido usado o sensor de referência Gap-sensor R© Model AEC 5505-04 (videAnexo 06). Este sensor é alimentado por tensões simétricas11 e apresenta em sua saídaníveis de tensões que variam linearmente com a distância entre a ponteira de sinal dosensor e o eixo da máquina. O contato direto entre as superfícies das duas peças faz comque o sinal na saída do sensor apresente um nível de tensão negativa próximo de - 6,0 Vcc

quando o sensor é alimentado com ±12,0 Vcc.Neste trabalho foram utilizados dois sensores AEC 5505-04, um para o eixo X e outro

para o eixo Y, conforme a Figura 3.28. Para este propósito foi necessária a construção deuma base (fixada à tampa da máquina sem mancais) para posicionar as ponteiras de sinaisde alta frequência dos sensores (vide Figura 3.29). No trabalho de [Álvaro Paiva 2007]as ponteiras eram fixadas na própria carcaça da máquina, impraticável para esse novoprotótipo de máquina sem mancais.

Figura 3.29: Base utilizada para fixação das ponteiras do sensor AEC 5505-04.

No protótipo anterior de máquina sem mancais foi usado o circuito mostrado na Fi-gura 3.30 devido a incompatibilidade dos níveis de tensões do sensor AEC 5505-04 àsentradas dos canais do conversor A/D da placa eZdspT MF2812..

Analisando o circuito da Figura 3.30 observa-se que foi utilizado um amplificadorinversor de ganho unitário, sendo a entrada, um nível de tensão DC com o sinal do sensorde posição aplicado à entrada não inversora.

11Valores máximos de ±15,00 Vcc.


Figura 3.30: Circuito condicionador de sinais do sensor de posição para os canais doconversor A/D da placa eZdspT MF2812.

A tensão de saída do circuito é expressa pela Equação 3.20.

Vout = 0,27.Vsensor +1,6 (3.20)

Neste trabalho, fazendo ensaios com o sensor de posição AEC 5505-04, foi verifi-cado que o sinal de saída tem um comportamento próximo ao gráfico apresentado naFigura 3.3112.

Figura 3.31: Comportamento gráfico de Vsensor x Deixo.

Testanto os pontos extremos na Equação 3.20 tem-se: Vout(-6) = - 0,02 Vcc e Vout(10,0)= 4,3 Vcc. Portanto, apenas a condição de maior proximidade satisfaz, em níveis de ten-

12Deixo representa a distância da superfície da ponteira do sensor ao eixo da máquina sem mancais parao AEC 5505-04.


sões para as entradas dos canais A/D do conversor da placa eZdspT MF2812. Entretanto,um ajuste prévio de distância das ponteiras dos sensores ao eixo da máquina pode ser feitopara que a tensão não supere a tensão máxima de entrada para o conversor A/D. Caso atensão supere 3,3 Vcc, o diodo zener na saída do circuito a limitará para 2,7 Vcc.

Pela análise do circuito da Figura 3.30, o mesmo foi substituído por outro com osseguintes propósitos:

1. dispensar a utilização de seguidor de tensão na entrada do amplificador inversor.Não há exigências de correntes elevadas na entrada do amplificador que justifiqueum buffer para um nível de tensão DC, isto é, uma tensão de offset a ser adicionadaao sinal do sensor;

2. substituir os amplificadores operacionais LM324 pelos TL084, por estes serem deentradas FET e apresentarem um elevado SR;

3. Individualizar os dois circuitos (para os sensores de posição dos eixos X e Y) emplacas separadas pois no protótipo anterior compartilhavam uma única placa con-tendo circuitos com propósitos diferentes;

4. permitir ajustes de tensões de offset, que se somam aos sinais dos sensores, paramelhor regulagem das tensões a serem enviadas ao conversor A/D.

Na Figura 3.32 é mostrado o circuito eletrônico utilizado com o sensor AEC 5505-04em susbtituição ao circuito da Figura 3.30, usado no protótipo anterior de máquina semmancais.

Figura 3.32: Circuito eletrônico utilizado com o sensor AEC 5505-04 em substituição aocircuito da Figura 3.30.

Como na maioria dos projetos de circuitos de condicionamento de sinais dos sensorespara entradas dos canais do conversor A/D da placa eZdspT MF2812, no circuito da Fi-gura 3.32 também foi usada a filosofia de amplificador somador. No primeiro estágio docircuito o sinal do sensor de posição é adicionado a uma tensão de offset com setpoint13

13Nivel de tensão padrão com base no gráfico da Figura 3.31.


de 6,0 Vcc para compensar valores negativos. No segundo estágio o sinal passa por umamplificador inversor cuja tensão na saída é expressa pela Equação 3.21.

Vout = 0,3.Vsensor +1,8 (3.21)

Substituindo os pontos extremos, referentes ao gráfico da Figura 3.31, na Equação 3.21,obteve-se (Vout(-6) = 0,0 Vcc e Vout(10,0) = 4,8 Vcc), resultados coerentes com a Equa-ção 3.20.

O desenho da placa de circuito impresso, para dois circuitos, com base na Figura 3.32,para condicionar os sinais dos sensores de posição AEC 5505-04, do eixo da máquinasem mancais, aos canais do conversor A/D da placa eZdspT MF2812, é mostrado nasFigura 3.33.

Figura 3.33: Desenho da placa de circuito impresso para condicionar os sinais dossensores de posição, do eixo da máquina sem mancais, aos canais A/D da placaeZdspT MF2812.

A implementação do circuito referente à Figura 3.32 é mostrada na Figura 3.34.


Figura 3.34: Implementação do circuito referente a Figura 3.32.


Neste capítulo foram abordados os periféricos básicos, em termos de hardware, quedão suporte ao funcionamento de uma máquina sem mancais ou motor mancal. O estudofoi estendido a um caso particular onde todos os periféricos da planta de uma máquinasem mancais pré-existente, com bobinado dividido, foram analisados de forma a adequá-los a um novo protótipo de máquina sem mancais, constituído a partir de um motor deindução trifásico com rotor em gaiola de uso comercial. Pela análise dos periféricos daplanta da máquina sem mancais pré-existente, percebeu-se que algumas interfaces e trata-mentos de sinais de sensores poderiam ser melhorados, não obstante terem demonstradofuncionabilidade no conjunto da planta.

Assim, considerando um novo protótipo de máquina sem mancais com bobinado divi-dido, a partir de um motor de indução trifásico genérico com rotor em gaiola, sem muitasmudanças radicais, a análise dos periféricos usados na planta anterior, feita neste capítulo,serviu de base para otimizá-los e aplicá-los em uma planta diferenciada. E estas mudançastambém são incluídas neste mesmo capítulo.

Capítulo 4

Apresentação e Análise de Resultados

O controle confiável de qualquer planta industrial está diretamente relacionado com asinformações colhidas da planta, a exatidão do modelo e os meios de aplicação do controle.As técnicas de controle são variadas e, em alguns casos, o conhecimento do modelo podeser desnecessário, mas as coletas de informações da planta precisam ser confiáveis. Porexemplo, no caso da máquina sem mancais, como uma planta, houve a necessidade desubmeter tanto os sensores como as interfaces a ensaios, aqui apresentados e analisados,com o objetivo de se verificar suas viabilidades práticas para permitir a aplicação de umcontrole eficiente.

4.1 Ensaios com as Interfaces de Transmissão e Recepçãode Sinais PWM

Este ensaio foi realizado para se verificar a integridade dos sinais PWM enviados aoinversor de frequência. Os sinais foram monitorados nas saídas das interfaces de trans-missão, recepção e drivers do inversor.

4.1.1 Sinais PWM Gerados pela Placa eZdspT MF2812 e Monitoradosnas Saídas das Interfaces de Transmissão

Por meio da placa eZdspT MF2812 conectada a um PC através da porta de comunica-ção parelela, ou LPT1 e usando um ambiente de programação específico, isto é, o Code

Composer Studio R©, versão 3.1, para Windows R©, foi possível a execução de rotinas naplaca para a geração de sinais PWM com as saídas conforme a Tabela 3.1.

Os sinais PWM foram monitorados em todas as saídas das interfaces de transmissão,em dois instantes de tempos distintos, e apresentaram comportamentos como mostrados

CAPÍTULO 4. APRESENTAÇÃO E ANÁLISE DE RESULTADOS 54

nas Figuras 4.1 e 4.2.

Figura 4.1: Sinal PWM monitorado em uma das saídas das interfaces de transmissão emum instante de tempo t1.

Figura 4.2: Sinal PWM monitorado em uma das saídas das interfaces de transmissão emum instante de tempo t2.

Pela análise dos sinais mostrados Figuras 4.1 e 4.2 é possível perceber que o nívellógico alto nas saídas das interfaces de transmissão é inferior a 13,0 Vcc, que é o nívelde tensão mínimo necessário de Vpulso nas entradas dos drivers SKHI 23/17, conformetratado em 3.4. Ao passar pelas interfaces de recepção os sinais se tornam compatíveispara serem aplicados às entradas dos drivers e também não apresentam distorções nasformas de onda.


4.1.2 Sinais Monitorados nas Saídas dos Drivers SKHI 23/17 do In-versor de Frequência

Os sinais PWM enviados pelas interfaces de transmissão foram condicionados paranível lógico alto de 15,0 Vcc pelas interfaces de recepção e aplicados aos Drivers SKHI23/17 do inversor de frequência, conforme 3.4.2.

Nas Figuras 4.3, 4.4 e 4.5 são apresentadas três amostragens dos sinais PWM, eminstantes de tempos distintos, em uma das saídas dos drivers SKHI 23/17, que excitam asportas dos IGBT’s SKM 75GB do inversor de frequência.

Figura 4.3: Sinal monitorado em uma das saídas dos drivers SKHI 23/17 em um instantede tempo t3.




Fazendo uma análise dos sinais relacionados com as interfaces e drivers, conforme asfiguras apresentadas, é possível perceber que não houve distorções nas fomas de ondasdos sinais PWM que comprometessem o funcionamento normal do inversor.

Os sinais apresentam boa resposta para uma frequência de 10,0 kHz, sem distorçõese/ou deformações de ”cristas”, requisitos básicos para um bom desempenho do inversorde frequência, e, a amostragem em cinco instantes de tempo distintos, não apresentoucoincidência por amostragem porque a largura de pulso está sendo modulada em temporeal para possibilitar a síntese de uma onda senoidal sobre a carga indutiva das bobinas damáquina sem mancais.

4.2 Ensaios com o Conjunto de Sensores

Os sensores de corrente e tensão foram testados tanto em cargas resistivas como emum motor de indução trifásico1 alimentados através do inversor de frequência (já utili-zando as interfaces de sinais PWM entre a placa eZdspT MF2812 e os drivers SKHI 23/17do inversor) e também diretamente pela rede elétrica (380 Vca, 60 Hz) trifásica. Estaescolha foi feita para possibilitar uma melhor análise do comportamento dos sinais dossensores em tipos diferentes de cargas e fonte alimentadora.

1Modificado para funcionar como máquina sem mancais com bobinado dividido.


4.2.1 Sinais dos Sensores de Corrente

Os sinais de correntes nas saídas dos sensores foram monitorados para os seguintescasos:

1. carga resistiva com alimentação pela rede elétrica (220 Vac, 60 Hz) com uso devariac.Os sinais se apresentaram como mostrado na Figura 4.6:

Figura 4.6: Formas de onda dos sinais de correntes com carga resistiva alimentada pelarede elétrica.

2. motor de indução trifásico alimentado pelo inversor de frequência.Os sinais de correntes se apresentaram como mostrado na Figura 4.7:

Figura 4.7: Formas de onda dos sinais de correntes com o motor de indução alimentadopelo inversor de frequência.


Pela Figura 4.6 pode-se observar uma tensão de offset com valor próximo de 1,5 Vcc

adicionada ao sinal de corrente, situação esta, desejada para que em níveis máximos decorrentes a tensão não supere os 3,0 Vcc de pico, conforme 3.5.1. A corrente de picono primário corresponde a Ip = 1,57 A2. Os espúrios observados no sinal mostrado naFigura 4.7 são devido ao chaveamento do inversor de frequência. A utilização de filtrosRC, tanto na saída dos sensores LTS 6-NP como nos circuitos de condicionamentos dossinais, não foram sufientes para reduzir estes ruídos. Entretanto a implementação de filtrosdigitais pode ser uma alternativa a ser testada.

4.2.2 Sinais dos Sensores de Tensões

Como tratado em 3.5.2, os sinais de tensões não são relevantes para o controle deposição radial e rotação da máquina sem mancais, entretanto, são essenciais nos cálculosde potência e defasagens entre tensões e correntes. Estes sinais foram monitorados nassaídas dos sensores de forma individualizada e também em conjunto com os sinais decorrentes conforme as situções abaixo:

1. carga resistiva alimentada pela rede elétrica (220 Vac, 60 Hz) e com uso de variac.Os sinais de tensões se apresentaram como na Figura 4.8:

Figura 4.8: Formas de onda dos sinais de tensões para carga resistiva alimentada pela redeelétrica.

2. motor de indução trifásico alimentado pelo inversor de frequência.Os sinais de tensões se apresentaram conforme a Figura 4.9:

2O sensor LTS 6-NP apresenta em sua saída uma tensão expressa por Vout = 2,5±(0,625.Ip/Ipn onde Ipé a corrente primária e Ipn = 6,0 A.


Figura 4.9: Formas de onda dos sinais de tensões - motor alimentado pelo inversor defrequência.

3. carga resistiva alimentada pela rede elétrica (380 Vcc, 60 Hz) e com uso de variac.Os sinais nas saídas dos sensores de correntes e tensões apresentaram comporta-mento como mostrado na Figura 4.10:

Figura 4.10: Formas dos sinais de correntes e tensões para carga resistiva alimentada pelarede elétrica.

4. carga resistiva alimentada pelo inversor de frequência. Os sinais de correntes etensões se apresentaram conforme a Figura 4.11:

5. motor de indução alimentado pela rede elétrica. Os sinais de correntes e tensõestiveram comportamento como na mostrado na Figura 4.12.


Figura 4.11: Formas de onda dos sinais de tensões e correntes para carga resistiva alimen-tada pelo inversor de frequência.

Figura 4.12: Formas dos sinais de tensões e correntes para o motor de indução alimentadopela rede elétrica.

Analisando os sinais amostrados dos sensores de correntes e tensões, em termos qua-litativos, observa-se que os mesmos se apresentam sem distorções tanto para cargas resis-tivas como para indutivas alimentados pela rede elétrica. Todavia, quando as cargas sãoalimetadas por inversor de frequência, os sinais se apresentam muito ruidosos, fenômenojá esperado devido a técnica de funcionamento do inversor que ocorre por chaveamnto deIGBT’s.


A utilização de filtros passivos ou ativos, se por um lado minimizam o nível de ruídodos sinais, por outro, inviabilizam a utilização desses sensores para cargas resistivas ali-mentadas pelo inversor de frequência, pois comprometem a integridade dos sinais. Opróprio transformador abaixador de tensão, como sensor de sinal de tensão, já modifica aforma de onda do sinal, como observado na Figura 4.11.

4.2.3 Ensaios com o Sensor de Rotação

A rotação do motor é uma das variáveis a ser controlada sob variações de torque.Assim, o sensor de rotação deve indicar ao sistema de controle qual a velocidade angularda máquina em tempo real.

O sensor de rotação é formado por um disco uniformemente perfurado e um sensorluminoso, constuindo um encoder, conforme tratado em 3.5.3 e foi fixado ao eixo domotor indução como mostrado na Figura 4.13.

Figura 4.13: Fixação do encoder ao eixo do motor de indução.

Os pulsos gerados pelo encoder são contados em uma janela de tempo de 1,0 s, querepresenta a rotação no eixo do motor de indução trifásico em Hz. Em qualquer rotaçãoestes pulsos apresentaram um formato como mostrado na Figura 4.14.


Figura 4.14: Pulsos produzidos pelo encoder fixado no eixo do motor de indução.

Uma análise dos pulsos produzidos pelo encoder mostra que os pontos de transiçãoapresentam várias raias. Este fenômeno é inerente a esse tipo de sensor. Contudo, nãoinviabiliza sua aplicação para medições de velocidade angular. Por meio de tratamentodigital adequado destes pulsos é possível melhorar o nível de exatidão do sensor.

4.2.4 Ensaios com os Sensores de Posição Radial do Rotor da Má-quina sem Mancais

Os sensores de posição radial do rotor foram posicionados próximos a um rolamentode esferas engastado no eixo da máquina conforme apresentado na Figura 4.15.

Com a máquina em rotação os sinais dos sensores foram amostrados como figura deLissajous3 e apresentados na Figura 4.16.

Por meio da Figura 4.16 o círculo formado pode ser devido principalmente a:

1. deformações na capa do rolamento;2. desgaste do rolamento;3. folga no eixo do rotor;4. empenamento do conjunto eixo/rolamento.

Para uma excentricidade maior do eixo, maior seria o círculo formado pela compo-sição dos sinais entre os dois sensores. Em condições ideais de centralização do eixo, ocírculo convergiria para um ponto cujas coordenadas seriam os pontos escolhidos com astensões de offset nos circuitos de saídas dos sensores.

3Este recurso foi conseguido usando os canais x e y do osciloscópio.


Figura 4.15: Posicionamento dos sensores de posição radial do rotor com o eixo da má-quina.


Figura 4.16: Sinais dos sensores de posição radial do rotor da máquina amostrados comofigura de Lissajous.


Neste capítulo foi mostrado o comportamento de vários sinais dos periféricos de umamáquina sem mancais com o propósito de se verificar a possibilidade de uma real aplica-ção a uma máquina sem mancais em particular.

As interfaces de transmissão e recepção de sinais entre a placa eZdspT MF2812 eos drivers SKHI 23/17 se mostraram bastante viáveis ao funcionamento do inversor defrequência, tanto para cargas resistivas como indutivas.

Para o conjunto de sensores, pela qualidade dos sinais nos ensaios realizados, tantopara cargas resistivas como indutivas, os mesmos podem integrar o conjunto de periféricosde uma máquina sem mancais. Contudo, para os sensores de corrente, rotação e tensãoé aconselhável a utilizaçao de filtros digitais para amenizar a presença de sinais espúriosdecorrentes do chaveamento do inversor de frequência, fenômeno sempre presente.

Assim, o funcionamento de uma máquina de indução trifásica, comumente usada naindústria, modificada para operar como máquina sem mancais, com o conjunto de interfa-ces e sensores integrados, demonstra a viabidade destes periféricos no sistema de controlede posição radial e rotação do rotor da máquina.

Capítulo 5

Conclusões Finais e Sugestões

5.1 Conclusões Finais do Trabalho

Antes do desenvolvimento do tema central do trabalho, com propósito de torná-lomais claro, houve a preocupação inicial em apresentar nocões básicas sobre máquinascom mancais magnéticos, máquinas sem mancais, suas características construtivas e osdispositivos necessários ao seu funcionamento. Também foram incluidos os fundamentosnecessários à aplicação de uma forma de controle clássico a uma máquina sem mancais apartir de sua função de transferência.

Na parte envolvendo os dispostivos de suporte para uma máquina sem mancais, comoos sensores e as interfaces, foi apresentada uma análise dos mesmos com mudanças,quando necessárias, com o propósito de adaptá-los a uma máquina sem mancais com bo-binado dividido de quatro pólos. Os sinais de cada dispositivo foram amostrados de formaque se pudesse ter uma conclusão clara do desempenho destes no sistema de controle doprotótipo da máquina.

Outro aspecto relevante foi a modularização e individualização dos dispositivos queintegram uma máquina sem mancais.

E, finalmente, com todos os módulos integrados, foi possível dotar a planta protótipo,da máquina sem mancais com bobinado dividido com rotor em gaiola, de um sistemacompacto, em termos de sensores e interfaces funcionando de modo integrado, cujos si-nais se mostraram coerentes à aplicação de um sistema de controle por meio de um DSP.

5.2 Sugestões para Trabalhos Futuros

O sensor de rotação adotado neste protótipo de máquina sem mancais, ainda pode sermelhorado, pela adoção não de um sensor de luz, mas por um sensor magnético, evitandoassim, espúrios nas transições de cada pulso do sinal de rotação, fenômeno inerente ao

CAPÍTULO 5. CONCLUSÕES FINAIS E SUGESTÕES 66

sensor luminoso.Com relação aos sensores de posição radial do rotor, o dispositivo usado para excitar

os sensores, no caso, um rolamento de esferas engastado no eixo da máquina, pode sersubstitudo por um cilindro sólido e com isso se obter um sinal de posição inerente àapenas a variações da posição radial do rotor, excluindo assim, as vibrações secundáriasno rolamento decorrentes da rotação do rotor da máquina e correntes induzidas de 60 Hz.

Como os sinais dos sensores de tensão e corrente são vulneráveis à ruídos decorrentesdo chaveamento do inversor de frequência, adotado para alimentar a máquina sem man-cais, é interessante a utilização de filtros digitais para melhorar a qualidades destes sinaisnecessários ao sistema de controle.

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Anexo 01: Amplificador OperacionalTL 084

GENERAL PURPOSEJ-FETQUAD OPERATIONAL AMPLIFIERS

.WIDE COMMON-MODE (UP TO VCC+) AND

DIFFERENTIAL VOLTAGE RANGE. LOW INPUT BIAS AND OFFSET CURRENT.OUTPUT SHORT-CIRCUIT PROTECTION.HIGH INPUT IMPEDANCE J–FET INPUTSTAGE. INTERNAL FREQUENCY COMPENSATION. LATCH UP FREE OPERATION.HIGH SLEW RATE : 16V/µs (typ)

NDIP14

(Plastic Package)

Inverting Input 2

Non-inverting Input 2


CCV -CCV

1

2

3

4

8

5

6

7

9

10

11

12

13

14

+

Output 3

Output 4


Inverting Input 4


Inverting Input 3

-

+

-

+

-

+

-

+

Output 1

Inverting Input 1

Output 2

PIN CONNECTIONS (top view)

DESCRIPTION

The TL084, TL084A and TL084B are high speedJ–FET input quad operationalamplifiers incorporatingwell matched,high voltageJ–FETand bipolar transis-tors in a monolithic integratedcircuit.The devicesfeaturehighslew rates, low inputbiasandoffsetcurrents, and low offset voltage temperaturecoefficient.

DSO14

(Plastic Micropackage)

TL084TL084A - TL084B

January 1999

ORDER CODES

Part Number TemperatureRange

Package

N D P

TL084M/AM/BM –55oC, +125oC • • •TL084I/AI/BI –40oC, +105oC • • •TL084C/AC/BC 0oC, +70oC • • •Examples : TL084CN, TL084CD

PTSSOP14

(Thin Shrink Small Outline Package)

1/11

ABSOLUTE MAXIMUM RATINGS

Symbol Parameter Value Unit

VCC Supply Voltage - (note 1) ±18 V

Vi Input Voltage - (note 3) ±15 V

Vid Differential Input Voltage - (note 2) ±30 V

Ptot Power Dissipation 680 mW

Output Short-circuit Duration - (note 4) Infinite

Toper Operating Free Air Temperature Range TL084C,AC,BCTL084I,AI,BITL084M,AM,BM

0 to 70–40 to 105–55 to 125

oC

Tstg Storage Temperature Range –65 to 150 oCNotes : 1. All voltage values, except differential voltage, are with respect to the zero reference level (ground) of the supply voltages where the

zero reference level is the midpoint between VCC+ and VCC

–.2. Differential voltages are at the non-inverting input terminal with respect to the inverting input terminal.3. The magnitude of the input voltage must never exceed the magnitude of the supply voltage or 15 volts, whichever is less.4. The output may be shorted to ground or to either supply. Temperature and /or supply voltages must be limited to ensure that the

dissipation rating is not exceeded.

Output

Non- inver tinginput

Invertinginput

VCC

VCC

200ΩΩ1 0 0

Ω10 0

1.3k

30k

35k 35k Ω1 0 01.3k

8.2k

SCHEMATIC DIAGRAM (each amplifier)

TL084 - TL084A - TL084B

2/11

ELECTRICAL CHARACTERISTICSVCC = ±15V, Tamb = 25oC (unless otherwise specified)

Symbol ParameterTL084I,M,AC,AI,

AM,BC,BI,BM TL084CUnit

Min. Typ. Max. Min. Typ. Max.

Vio Input Offset Voltage (RS = 50Ω)Tamb = 25oC TL084

TL084ATL084B

Tmin. ≤ Tamb ≤ Tmax. TL084TL084ATL084B

331

1063

1375

3 10

13

mV

DVio Input Offset Voltage Drift 10 10 µV/oC

Iio Input Offset Current *Tamb = 25oCTmin. ≤ Tamb ≤ Tmax.

5 1004

5 1004

pAnA

Iib Input Bias Current *Tamb = 25oCTmin. ≤ Tamb ≤ Tmax.

20 20020

30 40020

pAnA

Avd Large Signal Voltage Gain (RL = 2kΩ, VO = ±10V)Tamb = 25oCTmin. ≤ Tamb ≤ Tmax.

5025

200 2515

200V/mV

SVR Supply Voltage Rejection Ratio (RS = 50Ω)Tamb = 25oCTmin. ≤ Tamb ≤ Tmax.

8080

86 7070

86dB

ICC Supply Current, per Amp, no LoadTamb = 25oCTmin. ≤ Tamb ≤ Tmax.

1.4 2.52.5

1.4 2.52.5

mA

Vicm Input Common Mode Voltage Range ±11 +15-12

±11 +15-12

V

CMR Common Mode Rejection Ratio (RS = 50Ω)Tamb = 25oCTmin. ≤ Tamb ≤ Tmax.

8080

86 7070

86dB

Ios Output Short-circuit CurrentTamb = 25oCTmin. ≤ Tamb ≤ Tmax.

1010

40 6060

1010

40 6060

mA

±VOPP Output Voltage SwingTamb = 25oC RL = 2kΩ

RL = 10kΩTmin. ≤ Tamb ≤ Tmax. RL = 2kΩ

RL = 10kΩ

10121012

1213.5

10121012

1213.5

V

SR Slew Rate (Vin = 10V, RL = 2kΩ, CL = 100pF,Tamb = 25oC, unity gain) 8 16 8 16

V/µs

tr Rise Time (Vin = 20mV, RL = 2kΩ, CL = 100pF,Tamb = 25oC, unity gain) 0.1 0.1

µs

KOV Overshoot (Vin = 20mV, RL = 2kΩ, CL = 100pF,Tamb = 25oC, unity gain) 10 10

%

GBP Gain Bandwidth Product (f = 100kHz,Tamb = 25oC, Vin = 10mV, RL = 2kΩ, CL = 100pF) 2.5 4 2.5 4

MHz

Ri Input Resistance 1012 1012 ΩTHD Total Harmonic Distortion (f = 1kHz, AV = 20dB,

RL = 2kΩ, CL = 100pF, Tamb = 25oC, VO = 2VPP) 0.01 0.01%

enEquivalent Input Noise Voltage(f = 1kHz, Rs = 100Ω) 15 15

nV√Hz

∅ m Phase Margin 45 45 Degrees

VO1/VO2 Channel Separation (Av = 100) 120 120 dB* The input bias currents are junction leakage currents which approximately double for every 10oC increase in the junction temperature.

TL084 - TL084A - TL084B

3/11

30

20

25

15

10

5

0

MA

XIM

UM

PE

AK

-TO

-PE

AK

OU

TP

UT

VO

LTA

GE

(V)

100 1K 10K 100K 10M1M

FREQUENCY (Hz)

See Figure 2

= 2kΩRL

= +25° CT a m b

= 15VV CC

= 5VVCC

= 10VVCC

MAXIMUM PEAK-TO-PEAK OUTPUTVOLTAGE VERSUS FREQUENCY

30

20

25

15

10

5

0

MA

XIM

UM

PE

AK

-TO

-PE

AK

OU

TP

UT

VO

LTA

GE

(V)

100 1K 10K 100K 10M1M

FREQUENCY(Hz)

See Figure 2= +25 CTamb

= 10kΩRL

VCC= 10V

VCC= 15V

VCC = 5V


30

25

20

15

10

5

0

MA

XIM

UM

PE

AK

-TO

-PE

AK

OU

TP

UT

VO

LTA

GE

(V)

FREQUENCY (Hz)

10k 40k 100k 400k 1M 4M 10M

Ta mb = +25 C

Ta mb = -55 C

Ta mb = +125 C

RL = 2kΩSee Figure 2

VCC= 15V


3 0

2 5

2 0

1 0

5

1 5

0-7 5 - 25 2 5 7 5 125-5 0 0 5 0 -50

MA

XIM

UM

PE

AK

-TO

-PE

AK

OU

TP

UT

VO

LTA

GE

(V)

TEMP ER AT URE (° C)

V C C = 15 V

See Figure 2

R L = 10kΩ

R L = 2kΩ

MAXIMUM PEAK-TO-PEAK OUTPUTVOLTAGE VERSUS FREE AIR TEMP.

30

25

20

15

10

5

0MA

XIM

UM

PE

AK

-TO

-PE

AK

OU

TP

UT

VO

LTA

GE

(V)

0.1 0.2 0.4 0.7 1 2 4 7 10

Tamb = +25°CVCC

= 15V

See Figure 2

LOAD RESISTANCE (k Ω)

MAXIMUM PEAK-TO-PEAK OUTPUTVOLTAGE VERSUS LOAD RESISTANCE

30

25

20

15

10

5

0 2 4 6 8 10 12 14 16

MA

XIM

UM

PE

AK

-TO

-PE

AKO

UT

PU

TV

OLT

AG

E(V

)

RL = 10 kΩTamb = +25°C

SUPPLY VOLTAGE ( V)

MAXIMUM PEAK-TO-PEAK OUTPUTVOLTAGE VERSUS SUPPLY VOLTAGE

TL084 - TL084A - TL084B

4/11

100

10

1

0.1

0.01

INP

UT

BIA

SC

UR

RE

NT

(nA

)

-50 -25 0 25 50 75 100 125

TEMPERATURE(°C)

VCC = 15V

INPUT BIAS CURRENT VERSUSFREE AIR TEMPERATURE

1000

400

200100

20

40

10

4

2

1

DIF

FE

RE

NT

IAL

VO

LTA

GE

AM

PLI

FIC

AT

ION

(V/V

)

-75 -50 -25 0 25 50 75 100 125

TEMPERATURE (°C)

RL

= 2k ΩV

O = 10V

VCC = 15V

LARGE SIGNAL DIFFERENTIALVOLTAGE AMPLIFICATION VERSUS

FREE AIR TEMPERATURE

FREQUENCY(Hz)

DIF

FE

RE

NT

IAL

VO

LTA

GE

AM

PLI

FIC

AT

ION

(V/V

) 100

10

100 1K 10K 100K 10M1M

1

DIFFERENTIALVOLTAGE

AMPLIFICATION(left scale)

180

90

0

R = 2kΩC = 100pFV = 15VT = +125 C

LLCCamb

PHASE SHIFT(right s ca le)

LARGE SIGNAL DIFFERENTIALVOLTAGE AMPLIFICATION AND PHASE

SHIFT VERSUS FREQUENCY

250

225

200

175

150

125

100

75

50

25

0

TO

TA

LP

OW

ER

DIS

SIP

AT

ION

(mW

)

-75 -50 -25 0 25 50 75 100 125

TEMPERATURE (°C)

VCC = 15V

No signalNo load

TOTAL POWER DISSIPATION VERSUSFREE AIR TEMPERATURE

2.0

1.8

1.6

1.4

1.2

1.0

0.8

0.6

0.4

0.2

0

SU

PP

LYC

UR

RE

NT

(mA

)

-75 -50 -25 0 25 50 75 100 125

TEMPERATURE (°C)

VCC = 15V

No signalNo load

SUPPLY CURRENT PER AMPLIFIERVERSUS FREE AIR TEMPERATURE

2.01.81.61.41.21.00.80.60.40.20

SU

PP

LYC

UR

RE

NT

(mA

)

2 4 6 8 10 12 14 16

No signalNo load

= +25°CTamb

SUPPLY VOLTAGE ( V)

SUPPLY CURRENT PER AMPLIFIERVERSUS SUPPLY VOLTAGE

TL084 - TL084A - TL084B

5/11

Anexo 02: Drivers SKHI 23/17 doInversor de Frequência

1948 Driver Electronic – PCB Drivers 22-08-2003 © by SEMIKRON

SKHI 23/12

SEMIDRIVERTM

Medium Power Double IGBT Driver

SKHI 23/12

Features• SKHI 23/12 drives all

SEMIKRON IGBTs with VCES up to 1200 V (VCE-monitoring adjusted from factory for 1200 V-IGBT)

• Double driver circuit for medium power IGBTs, also as two independent single drivers

• CMOS / TTL (HCMOS) compatible input buffers

• Short circuit protection by VCE monitoring

• Soft short circuit turn-off• Isolation due to transformers

(no opto couplers)• Supply undervoltage

monitoring (< 13 V)• Error memory / ouput signal

(LOW or HIGH logic)• Driver interlock top / bottom• Internal isolated power supply

Typical Applications• High frequency SMPS• Half and Full bridges• Three phase motor inverters• High power UPS

Absolute Maximum Ratings Ta = 25 °C, unless otherwise specified

Symbol Conditions Values UnitsVS Supply voltage primary 18 V

ViHInput signal voltage (HIGH) (for 15 V and 5 V input level)

VS + 0,3 V

IoutPEAK Output peak current ± 8 AIoutAV Output average current ± 50 mAVCE Collector emitter voltage sense 1200 V

dv/dtRate of rise and fall of voltage (secondary to primary side)

75 kV/µs

Visol IO Isolation test volt. IN-OUT (2 sec. AC) 2500 VRGon min minimal RGon 2,7 ΩRGoff min minimal RGoff 2,7 ΩQout/pulse charge per pulse 4,8 µCTop Operating temperature - 25 ... + 85 °CTstg Storage temperature - 25 ... + 85 °C

Characteristics Ta = 25 °C, unless otherwise specified

Symbol Conditions min. typ. max. UnitsVS Supply voltage primary 14,4 15,0 15,6 VIS Supply current (max.) 0,321) AISO

2) Supply current primary side (standby) 0,12 AViT+ Input threshold voltage (HIGH) min.

15 V input level 12,5 Vfor 5 V input level 2,4 V

ViT- Input threshold voltage (LOW) max.for 15 V input level 3,6 Vfor 5 V input level 0,50 V

VG(on) Turn-on output gate voltage + 15 VVG(off) Turn-off output gate voltage - 8 V

f Maximum operating frequencysee

fig. 17td(on)IO Input-output turn-on propagation time 1,4 µstd(off)IO Input-output turn-off propagation time 1,4 µstd(err) Error input-output propagation time 1,03) µstTD Dead time 106) µsVCEstat Reference voltage for VCE monitoring 5,25) VRGon Internal gate resistor for ON signal 224) ΩRGoff Internal gate resistor for OFF signal 224) ΩCps Primary to secondary capacitance 12 pF

1) This current value is a function of the output load condition

2) Operating fsw = 0 Hz3) This value does not consider ton of IGBT

and tMIN adjusted by RCE and CCE; see also fig. 14

4) Matched to be used with IGBTs < 100 A; for higher currents, see table 4

5) With RCE = 18 kΩ, CCE = 330 pF; see fig. 6

6) Factory adjusted; other values see table 3


SKHI 23/17 ...

SEMIDRIVERTM


SKHI 23/17

Features• SKHI 23/17 drives all

SEMIKRON IGBTs with VCES up to 1700 V (VCE-monitoring adjusted from factory for 1700 V-IGBT)

• Double driver circuit for medium power IGBTs, also as two independent single drivers

• CMOS / TTL (HCMOS) compatible input buffers

• Short circuit protection by VCE monitoring

• Soft short circuit turn-off• Isolation due to transformers

(no opto couplers)• Supply undervoltage

monitoring (< 13 V)• Error memory / ouput signal

(LOW or HIGH logic)• Driver interlock top / bottom• Internal isolated power supply

Typical Applications• High frequency SMPS• Half and Full bridges• Three phase motor inverters• High power UPS

Absolute Maximum Ratings Ta = 25 °C, unless otherwise specified

Symbol Conditions Values UnitsVS Supply voltage primary 18 V

ViHInput signal voltage (HIGH) (for 15 V and 5 V input level)

VS + 0,3 V

IoutPEAK Output peak current ± 8 AIoutAV Output average current ± 50 mAVCE Collector emitter voltage sense 1700 V

dv/dtRate of rise and fall of voltage (secondary to primary side)

75 kV/µs

Visol IO Isolation test volt. IN-OUT (2 sec. AC) 4000 VRGon min minimal RGon 2,7 ΩRGoff min minimal RGoff 2,7 ΩQout/pulse charge per pulse 4,8 µCTop Operating temperature - 25 ... + 85 °CTstg Storage temperature - 25 ... + 85 °C

Characteristics Ta = 25 °C, unless otherwise specified

Symbol Conditions min. typ. max. UnitsVS Supply voltage primary 14,4 15,0 15,6 VIS Supply current (max.) 0,321) AISO

2) Supply current primary side (standby) 0,12 AViT+ Input threshold voltage (HIGH) min.

15 V input level 12,5 Vfor 5 V input level 2,4 V

ViT- Input threshold voltage (LOW) max.for 15 V input level 3,6 Vfor 5 V input level 0,50 V

VG(on) Turn-on output gate voltage + 15 VVG(off) Turn-off output gate voltage - 8 V

f Maximum operating frequencysee

fig. 17td(on)IO Input-output turn-on propagation time 1,4 µstd(off)IO Input-output turn-off propagation time 1,4 µstd(err) Error input-output propagation time 1,03) µstTD Dead time 106) µsVCEstat Reference voltage for VCE monitoring 6,35) VRGon Internal gate resistor for ON signal 224) ΩRGoff Internal gate resistor for OFF signal 224) ΩCps Primary to secondary capacitance 12 pF

1) This current value is a function of the output load condition

2) Operating fsw = 0 Hz3) This value does not consider ton of IGBT

and tMIN adjusted by RCE and CCE; see also fig. 14

4) Matched to be used with IGBTs < 100 A; for higher currents, see table 4

5) With RCE = 36 kΩ, CCE = 470 pF; see fig. 6

6) Factory adjusted; other values see table 3


Block diagramm SKHI 23

Fig. 1 The numbers refer to the description on page B14 – 45, section B.

Fig. 2 Dimensions (in mm) and connections of the SKHI 23

© by SEMIKRON 19-08-2003 Driver Electronic – PCB Drivers 1949

SEMIDRIVERTM SKHI 23/12 SEMIDRIVERTM SKHI 23/17


Overview

The new intelligent double IGBT driver, SKHI 23respectively SKHI 23/17 is a standard driver for all powerIGBTs in the market.

SKHI 23/12 drives all IGBTs with VCE up to 1200 V. SKHI23/17 drives all IGBTs with VCE up to 1700 V. To protectthe driver against moisture and dust it is coated withvarnish. The adaption of the drivers to the application hasbeen improved by using pins to changing severalparameters and functions. The connections to the IGBTscan be made by using only one MOLEX connector with12 pins or by using 2 separate connectors with 5 pins foreach IGBT.

The high power outputs capability was designed to switchhigh current double or single modules (or paralleledIGBTs). The output buffers have been improved to makeit possible to switch up to 200 A IGBT modules atfrequencies up to 20 kHz.

A new function has been added to the short circuitprotection circuitry (Soft Turn Off), this automaticallyincreases the IGBT turn off time and hence reduces theDC voltage overshoot enabling the use of higher DC-busvoltages. This means an increase in the final outputpower.

Integrated DC/DC converters with high galvanic isolation(4 kV) ensures that the user is protected from the highvoltage (secondary side).

The power supply for the driver may be the same as usedin the control board (0/+15 V) without the requirement ofisolation. All information that is transmitted between inputand output uses ferrite transformers, resulting in high dv/dt immunity (75 kV/µs).

The driver input stages are connected directly to thecontrol board output and due to different control boardoperating voltages, the input circuit includes a uservoltage level selector (+15 V or +5 V). In the following onlythe designation SKHI 23 is used. This is valid for bothdriver versions. Any unique features will be marked asSKHI 23/12 (VCE = 1200 V) or SKHI 23/17 (VCE = 1700 V)respectively.

A. Features and Configuration of the Driver

a) A short description is given below. For detailedinformation, please refer to section B. The following isvalid for both channels (TOP and BOTTOM) unlessspecified.

b) The SKHI 23 has an INPUT LEVEL SELECTORcircuit for two different levels. It is preset for CMOS(15 V) level, but can be changed by the user toHCMOS (5 V) level by solder bridging between pins J1and K1. For long input cables, we do not recommend

the 5 V level due to possible disturbances emitted bythe power side.

c) An INTERLOCK circuit prevents the two IGBTs of thehalf bridge to switch-on at the same time, and a“deadtime” can be adjusted by putting additionalresistors between pins J3 and K3 (RTD1) and pins J4and K4 (RTD2). Therefore it will be possible to reducethe deadtimet tTD (see also table 3).The interlocking may also be inhibit by solder bridgingbetween pins J5 and K5 to obtain two independentdrivers.

d) The ERROR MEMORY blocks the transmission of allturn-on signals to the IGBT if either a short circuit ormalfunction of Vs is detected, a signal is sent to theexternal control board through an open collectortransistor. It is preset to “high-logic” but can be set to“low-logic” (ERROR).

e) The Vs MONITOR ensures that Vs actual is not below13 V.

f) With a FERRITE TRANSFORMER the informationbetween primary and secondary may flow in bothdirections and high levels of dv/dt and isolation areobtained.

g) A high frequency DC/DC CONVERTER avoids therequirement of external isolated power supplies toobtain the necessary gate voltage. An isolated ferritetransformer in half-bridge configuration supplies thenecessary power to the gate of the IGBT. With thisfeature, we can use the same power supply used inthe external control circuit, even if we are using morethan one SKHI 23, e.g. in three-phase configurations.

h) Short circuit protection is provided by measuring thecollector-emitter voltage with a VCE MONITORINGcircuit. An additional circuit detects the short circuitafter a delay (adjusted with RCE (this value can only bereduced) and CCE (this value can only be increased)and decreases the turn off speed (adjusted by Rgoff-SC)of the IGBT. SOFT TURN-OFF under fault conditionsis necessary as it reduces the voltage overshoot andallows for a faster turn off during normal operation.

i) The OUTPUT BUFFER is responsible for providing thecorrect current to the gate of the IGBT. If these signalsdo not have sufficient power, the IGBT will not switchproperly, and additional losses or even the destructionof the IGBT may occur. According to the application(switching frequency and gate charge of the IGBT) theequivalent value of Rgon and the Rgoff must be matchedto the optimum value. This can be done by puttingadditional parallel resistors Rgon, Rgoff with thosealready on the board. If only one IGBT is to be used,(instead of paralleled IGBTs) only one cable could beconnected between driver and gate by solder bridgingbetween the pins J12 and K12 (TOP) as well asbetween J19 and K19 (Bottom).

j) Fig. 1 shows a simplified block diagram of the SKHI 23driver. Some preliminary remarks will help theunderstanding:


• Stabilised +15 V must be present between pins X1.8,9(Vs) and X1.10,11 (⊥); an input signal (ON or OFFcommand to the IGBTs) from the control system issupplied to pins X1.2 and X1.4 (Vin) where HIGH=ONand LOW=OFF. The pin X1.1 can be used as a shieldfor the input signals.

• Pin X2.5 on TOP (and X3.5 on BOT) at secondary sideis normally connected to the collector of the IGBTs tomonitor VCE, but for initial tests without connecting theIGBT it must be connected to pin X2.1 on TOP (andX3.1 on BOT) to avoid ERROR signal and enable theoutput signals to be measured.

• The RESET is performed when both input Vin signalsare zero (TOP = BOT = LOW).

• To monitor the ERROR signal in “high-logic”, a pull-upresistor must be provided between pin X1.3 and Vs.

• Table 1 (see page B 14–46) shows the factoryadjustment and the different possible adjustments ofthe pins.

B. Description of the Circuit Block Diagram (Fig. 1)

The circuit in Fig. 1 shows the input on the left and outputon the right (primary/secondary).

1. Input level circuit

This circuit was designed to accept two different CMOSlogic voltage levels. The standard level is +15 V (factoryadjusted) intended for noisy environments or when longconnections (I > 50 cm) between the external controlcircuit and SKHI 23 are used, where noise immunity mustbe considerate. For lower power, and short connectionsbetween control and driver, the TTL-HCMOS level (+5 V)can be selected by solder bridging between J1 and K1,specially useful for signals coming from uP basedcontrollers.

Fig.3 Selecting J1, K1 for 5 V level (TTL-HCMOS)

When connecting the SKHI 23 to a control board usingshort connections no special attention needs to be taken(Fig. 4a).

Otherwise, if the length is 50 cm or more (we suggest tolimit the cable length to about 1 meter), some care mustbe taken. The TTL level should be avoided and CMOS/15 V is to be used instead; flat cable must have the pairsof conductors twisted or be shielded to reduce EMI/RFIsusceptibility (Fig. 4b). If a shielded cable is used, it canbe connected to pinX1.1 and coupled to 0 V through acapacitor, resistor or by solder bridging between pins J20and K20.

As the input impedance of the INPUT LEVEL SELECTORcircuit is very high, an internal pull-down resistor keepsthe IGBT in OFF state in case the Vin connection isinterrupted or left non connected.

The following overview is showing the input tresholdvoltages

Fig. 4a Connecting the SKHI 23 with short cables

Fig. 4b Connecting the SKHI 23 with long cables

2. Input buffer

This circuit enables and improves the input signal Vin tobe transferred to the pulse transformer and also preventsspurious signals being transmitted to the secondary side.

3. Error memory and RESET signal

The ERROR memory is triggered only by followingevents:

• short circuit of IGBTs• Vs-undervoltage

In case of short circuit, the VCE monitor sends a triggersignal (fault signal) through the pulse transformer to aFLIP-FLOP on the primary side giving the information toan open-collector transistor (pin X1.3), which may beconnected to the external control circuit as ERRORmessage in “high-logic” (or “low-logic” if pins J2 and K2are bridged). If Vs power supply falls below 13 V for morethan 0,5 ms, the FLIP-FLOP is set and pin X1.3 isactivated. For “high-logic” (factory preset), an external RCmust be connected, preferably in the control main board.In this way the connection between main board and driveris also monitored.

VIT+ (High) min typ max

15 V 9,5 V 11,0 V 12,5 V

5 V 1,8 V 2,0 V 2,4 V

VIT- (Low) min typ max

15 V 3,6 V 4,2 V 4,8 V

5 V 1,8 V 0,65 V 0,8 V


Function pin description adjustment by factory poss ibilities of functions

input level selector J1 / K1 not bridged ⇒15V CMOS

soldering bridged ⇒5V HCMOS

error - logic J2 / K2 not bridged ⇒HIGH-aktiv

soldering bridged ⇒LOW-aktiv

interlock time J3 / K3 (TOP RTD1) J4 / K4 (BOT RTD2)

not equiped ⇒max. tTD = 10 µs

adjustment according table 3

interlock of TOP and BOTTOM

J5 / K5 not bridged ⇒interlock activ

soldering bridged ⇒no interlock

RCE TOP J6 / K6 SKHI 23/12 not equiped

⇒ RCE= 18 kΩ

SKHI 23/17 not equiped

⇒ RCE= 36 kΩ

adjustment according tab. 4a/b

CCE TOP J7 / K7 SKHI 23/12 not equiped

⇒ CCE= 330 pF


⇒ CCE= 470 pF


Rgon TOP J8 / K8 SKHI 23/12 not equiped

⇒ Rgon= 22 Ω


⇒ Rgon= 22 Ω


Rgoff TOP J9 / K9 SKHI 23/12 not equiped

⇒ Rgoff= 22 Ω


⇒ Rgoff= 22 Ω


IRgoff TOP J10 / K10 equiped with IRgoff= 0 Ω


RgoffSC TOP J11 / K11 equiped with ⇒RgoffSC= 22 Ω

TOP: one IGBT/ paralleled IGBTs

J12 / K12 not bridged ⇒2 cables to gates

soldering bridged ⇒1 cable to gate

RCE BOT J13 / K13 SKHI 23/12 not equiped

⇒ RCE= 18 kΩ


⇒ RCE= 36 kΩ


CCE BOT J14 / K14 SKHI 23/12 not equiped

⇒ CCE= 330 pF


⇒ CCE= 470 pF


Rgon BOT J15 / K15 SKHI 23/12 not equiped

⇒ Rgon= 22 Ω


⇒ Rgon= 22 Ω


Rgoff BOT J16 / K16 SKHI 23/12 not equiped

⇒ Rgoff= 22 Ω


⇒ Rgoff= 22 Ω


IRgoff BOT J17 / K17 equiped withIRgoff= 0 Ω


RgoffSC BOT J18 / K18 equiped with⇒RgoffSC= 22 Ω

BOT: one IGBT/ paralleled IGBTs

J19 / K19 not bridged ⇒2 cables to gates

soldering bridged ⇒1 cable to gate

shield J20 / K20 not bridged ⇒no screening

soldering bridged ⇒screening to GND


Fig. 5 Driver status information ERROR, and RESET

If “low-logic” version ERROR is used (pins J2 and K2 arebridged), an internal pull-up resistor (internally connectedto VS) is provided, and the ERROR signal from moreSKHI23s can be connected together to perform anwired-or-circuit.

The ERROR signal may be disabled either by deliveringzero to both signal inputs (RESET = active = Vin-TOP =Vin-BOT = 0) or by switching the power supply (VS) off.The “RESET” signal width must be more than 5 µs long(see Fig. 5).

1) default logic (HIGH); for LOW logic the signals arecomplementary

Table 2 ERROR signal truth table

The open-collector transistor (pin X1.3) may beconnected through a pull-up resistor to an extemal(internal VS for the “low-logic” version) voltage supply+5 V...+24 V, limiting the current to lsink 6 mA.

4. Power supply (V s) monitor

The supply voltage VS is monitored. If it falls below 13 Van ERROR signal is generated and the turn-on pulses forthe IGBTs gate are blocked.

5. Pulse transformer

It transmits the turn-on and turn-off signals to the driver’ssecondary side. In the reverse direction the ERRORsignal from the VCE monitoring is transmitted via the sametransformer. The isolation is 4 kVAC.

6. DC/DC converter

In the primary side of the converter, a half-bridge invertertransfers the necessary energy from VS to the secondaryof a ferrite transformer. In the secondary side, a full bridgeand filters convert the high frequency signal coming fromthe primary to DC levels (+15V/- 8V) that are stabilised bya voltage regulator circuit.

FAULT RESET ERROR1) switching on of IGBT

no no active 0 possible

no active 0 not possible

yes no active 1 not possible

yes active 0 not possible

7. Output buffer

The output buffer is supplied by the +15V/- 8V from theDC/DC converter and amplifies the control signalreceived from the pulse transformer. If the operationproceeds normally (no fault), the signal is transmitted tothe gate of an IGBT through Rgon and Rgoff. The outputstage has a MOSFET pair which is able to source/sink upto 8 A peak current to/from the gate improving theturn-on/off time of the IGBT. Additionally, we can selectIRgoff (see Fig. 2) either to discharge the gate capacitancewith a voltage source (standard) or with a current source,specially design for the 1700 V IGBT series (it speeds upthe turn-off time of the IGBT). The present factory settingis voltage source (IRgoff = 0Ω). and to change to currentsource IRgoff, must be adjusted, while Rgoff = 0.

8. Soft turn-off

In case of short-circuit, a further circuit (SOFTTURN-OFF) increases the resistance in series with Rgoffand turns-off the IGBT at a lower speed. This produces asmaller voltage spike (due LSTRAY ’ di/dt) above the DClink by reducing the di/dt value. Because in short-circuitconditions the Homogeneous IGBT’s peak currentincreases up to 8 times the nominal current (up to 10times with Epitaxial IGBT structures), and some strayinductance is ever present in power circuits, it must fall tozero in a longer time than at normal operation. This “softturn-off time” can be reduced by connecting a parallelresistor Rgoff-SC (see Fig. 2) with those already on theprinted circuit board.

9. VCE monitoring

This circuit is responsible for short-circuit sensing. Due tothe direct measurement of VCEstat on the IGBT’s collector,it blocks the output buffer (through the soft turn-off circuit)in case of short-circuit and sends a signal to the ERRORmemory on the primary side. The recognition of whichVCE level must be considered as a short circuit event, isadjusted by RCE and CCE (see Fig. 2), and it depends ofthe IGBT used. For the drivers SKHI23/12 typical valuesRCE =18 kΩ and CCE =330 pF for SKHI 10 are deliveredfrom factory (Fig. 6, curve 2). Using SKHI 10/17 the driverwill be delivered with RCE = 36 kΩ and CCE = 470 pF fromfactory.

The VCEref is not static but a dynamic reference which hasan exponential shape starting at about 15 V anddecreases to VCEstat (determinated by RCE), with a timeconstant τ (controlled by CCE).

Fig. 6 VCEref waveform with parameters RCE, CCE


The VCEstat must be adjusted to remain above VCEsat innormal operation (the IGBT is already in full saturation).

To avoid a false failure indication when the IGBT juststarts to conduct (VCEsat value is still too high) somedecay time must be provided for the VCEref. As the VCEsignal is internally limited at 10 V, the decay time of VCErefmust reach this level after VCE or a failure indication willoccur (see Fig.6, curve 1). A tmin is defined as function ofVCEstat and τ to find out the best choice for RCE and VCE(see Fig.6, curve 2). The time the IGBT come to the 10 V(represented by a “” in Fig. 6) depends on the IGBTitself and Rgon used.

The RCE and CCE values can be found from Fig. 7a and7b for SKHI 23/12 and from Fig. 7c and 7d for SKHI 23/17by taking the VCEstat and tmin as input values with followingremarks:

• RCE > 10KΩ • CCE < 2,7nF

Attention!: If this function is not used, for example duringthe experimental phase, the VCE MONITORING must beconnected with the EMITTER output to avoid possiblefault indication and consequent gate signal blocking.

10. Rgon , Rgoff

These two resistors are responsible for the switchingspeed of each IGBT. As an IGBT has input capacitance(varying during the switching time) which must becharged and discharged, both resistors will dictate whattime must be taken to do this. The final value of

Adjustements for SKHI 23/12

Fig. 7a VCEstat as function of RCE

Adjustements for SKHI 23/17

Fig. 7c VCEstat as function of RCE

Fig. 7b tmin as function of RCE and CCE

Fig. 7d tmin as function of RCE and CCE

resistance is difficult to predict, because it depends onmany parameters, as follows:

• DC-link voltage • stray inductance of the circuit • switching frequency • type of IGBT

The driver is delivered with two Rg resistors (22 Ω) on theboard. This value can be reduced to use the driver withbigger modules or higher frequencies, by puttingadditional resistors in parallel.

The outputs Gon and Goff were previewed to connect thedriver with more than one IGBT (paralleling). In that casewe need both signals ON/OFF separately to connectadditional extremal resistors Rgon and Rgoff for each IGBT.If only one IGBT is to be used, we suggest connectingboth outputs together by solder bridging between pinsJ12 and K12 and respectiveley pins J19 and K19 to saveon external connection. We also suggest using tworestistors for Rgon and two resistors for Rgoff when usinglow values of resistance, due the high current peak (up to8 A) which could damage a single resistor.

11. Interlock

The interlock circuit prevents the IGBT turning on beforethe gate charge of the other IGBT is completelydischarged. It should be set to delay time longer than theturn-off time of the IGBT. From the factory: tTD = 10 µs. Byputting additional resistors onto the pins J3/K3 (RTD TOP)and onto the pins J4/K4 (RTD BOT) the interlock time tTDcan be reduced (see table 3).


It have to be considered: RTD1 = RTD2 10 kΩTable 3 adjustement of interlock time

Fig. 8 Interlock function time diagram

C. Operating Procedure

1. One dual IGBT connection

To realize the correct switching and short-circuitmonitoring of one IGBT-module some additionalcomponents must be used (Fig. 9).

Typical component values: *)

Table 4a 1200V IGBT@ DC-link< 700V

RTD1 = RTD2 interlock time tTD

10 kΩ 0,9 µs

22 kΩ 1,8 µs

33 kΩ 2,5 µs

47 kΩ 3,2 µs

68 kΩ 4,0 µs

100 kΩ 5,0 µs

330 kΩ 7,7 µs

not equiped(adjustement by factory)

10 µs

SK-IGBT-Module RGon Ω

RGoff Ω

CCEpF

RCEkW

Irgoff Ω

SKM 75GB123D 22 22 330 18 0

SKM 100GB123D 15 15 330 18 0

SKM 145GB123D 12 12 330 18 0

SKM 150GB123D 12 12 330 18 0

SKM 200GB123D 10 10 330 18 0

SKM 300GB123D 8,2 8,2 330 18 0

Table 4b 1700V IGBT@ DC-link< 1000V

*) Only starting values, for final optimization.

The adjustment of RgoffSC (factory adjusted RgoffSC = 22 Ω)should be done observing the overvoltages at the modulein case of short circuit. When having a low inductiveDC-link the module can be switched off faster.

The shown values should be considered as standardvalues for a mechanical/electrical assembly, withacceptable stray inductance level, using only oneIGBT per SKHI 23 driver. The final optimised valuecan be found only by measuring.

Fig. 9 Preferred dual IGBT-module standard circuit

2. Paralleling IGBTs

The parallel connection is recommended only by usingIGBTs with homogeneous structure (IGHT), that have apositive temperature coefficient resulting in a perfectcurrent sharing without any external auxiliary element.Care must be considered to reach an optimized circuitand to obtain the total performance of the IGBT (Fig. 10).The IGBTs must have independent values of Rgon andRgoff, and an auxiliary emitter resistor Re as well as anauxiliary collector resistor Rc must also be used. Theexternal resistors Rgonx, Rgoffx, Rex and Rcx should bemounted on an additional circuit board near the paralleledmodules, and the Rgon/Rgoff should be changed to zeroohms.

The Rex has a value of 0,5 Ω and its function is to avoidthe main current to circulate by the auxiliary ermitter whatcould make the ermitter voltage against groundunbalanced.

SK-IGBT-Module RGon Ω

RGoff Ω

CCEpF

RCEkW

Irgoff Ω

SKM 75GB123D 15 15 470 36 0

SKM 100GB123D 12 12 470 36 0

SKM 150GB123D 10 10 470 36 0

SKM 200GB123D 8,2 8,2 470 36 0

SKM 300GB123D 6,8 6,8 470 36 0


The Rcx assumes a value of 47 Ω and its function is tocreate an average of VCEsat in case of short circuit forVCE-monitoring.

The mechanical assembly of the power circuit must besymmetrical and low inductive.

The maximum recommended gate charge is 4,8 µC.

Fig. 10 Preferred circuit for paralleld dual IGBT-modules

D. Signal Waveforms

The following signal waveforms were measured under theconditions below:

• VS = 15 V

• Tamb = 25 °C

• load = SKM75GB120D

• RCE = 18 kΩ

• CCE = 330 pF

• UDC = 600 V

• IC = 100 A

All results are typical values if not otherwise specified.

Fig. 11 Input and output voltage propagation time

Fig. 12 Output voltage VGE and output current (IG)

Fig.13 Short circuit and ERROR propagation time worste case (VIN with SC already present)

Fig.14 Effect of Rgoff-SC in short - circuit

Fig. 15 Maximum operating frequency x gate charge


The limit frequency of SKHI 23 depends on the gatecharge connected in its output pins.

If small IGBT modules are used, the frequency couldtheoretically reach 100 kHz. For bigger modules or evenparalleled modules, the maximum frequency must bedeterminate (Fig. 15). QG is the total equivalent gatecharge connected to the output of the driver. Themaximum allowed value is limited (about 4,8 µC).

E. Application / Handling

1. The CMOS inputs of the driver are extremely sensitiveto overvoltage. Voltages higher than (VS + 0,3 V) or under- 0,3 V may destroy these inputs.

Therefore the following safety requirements are to beobserved:

• To make sure that the control signals do not seeovervoltages exceeding the above values.

• Protection against static discharges during handling.As long as the hybrid driver is not completelyassembled the input terminals must be short circuited.Persons working with CMOS devices should wear agrounded bracelet. Any floor coverings must not bechargeable. For transportation the input terminals mustbe short circuited using, for example, conductiverubber. Places of work must be grounded. The samesafety requirements apply to the IGBTs.

2. The connecting leads between the driver and thepower module must be as short as possible, and shouldbe twisted.

3. Any parasitic inductance should be minimized.Overvoltages may be damped by C or RCD snubbernetworks between the main terminals [3] = C1 (+) and [2]= E2 (-) of the power module.

4. When first operating a newly developed circuit, lowcollector voltage and load current should be used in thebeginning. These values should be increased gradually,observing the turn-off behavior of the free-wheelingdiodes and the turn-off voltage spikes across the IGBT bymeans of an oscilloscope. Also the case temperature ofthe power module should be monitored. When the circuitworks correctly, short circuit tests can be made, startingagain with low collector voltage.

5. It is important to feed any ERROR back to the controlcircuit to switch the equipment off immediately in suchevents. Repeated turn-on of the IGBT into a short circuit,with a frequency of several kHz, may destroy the device.

For further details ask SEMIKRON

Anexo 03: IGBT SKM 75GB 176 DN

© by SEMIKRON 020930 1

SKM 75 GB 176 DN

Absolute Maximum Ratings Symbol Conditions Values UnitsIGBTVCESICICRMVGESTvj, (Tstg)Visol

Tcase = 25 (80) °CTcase = 25 (80) °C, tp =1 ms

TOPERATION ≤ TstgAC, 1 min.

170080 (55)

160 (110)± 20

40 ... +150 (125)4000

VAAV°CV

Inverse DiodeIFAV = ICIFRM IFSM

Tcase = 25 (80) °CTcase = 25 (80) °C, tp < 1 mstp = 10 ms; sin.; Tj = 150 °C

80 (55)160 (110)

550

AAA

Freewheeling DiodeIFAV = ICIFRM IFSM

Tcase = 25 (80) °CTcase = 25 (80) °C, tp < 1 mstp = 10 ms; sin.; Tj = 150 °C

AAA

CharacteristicsSymbol Conditions min. typ. max. UnitsIGBTVGE(TO)ICESVCE(TO)rCEVCE(sat)

VGE = VCE, IC = 2 mAVGE = 0, VCE = VCES, Tj = 25 (125) °CTj = 25 (125) °CVGE = 15 V, Tj = 25 (125) °CIC = 50 A, VGE = 15 V, chip level

5,2 5,8

1,0 (0,9)20 (30)

2,0 (2,4)

6,40,4

1,2 (1,1)25

2,45

VmAV

mΩV

CiesCoesCresLCERCC´+ EE´

VGE = 0, VCE = 25 V, f = 1 MHz

resistance, terminal-chip 25 (125) °C

40,20,15

0,75 (1)25

nFnFnFnHmΩ

td(on)trtd(off)tfEon

(Eoff )

under following conditions:VCC = 1200 V, IC = 50 A,RGon = RGoff = 24 Ω, Tj = 125 °C, VGE ± 15 V

tbdtbdtbdtbd

38 (19)

nsnsnsnsmJ

Inverse Diode under following conditions:VF = VECVT(TO)rTIRRMQrrErr

IF = 50 A; VGE = 0 V; Tj = 25 (125) °CTj = 25 (125) °CTj = 25 (125) °CIF = 50 A; Tj = 125 °Cdi/dt =500 A/µsVGE = 0 V

1,6 (1,6)1,1 (0,9)10 (14)

tbdtbdtbd

1,91,3 (1,1)

12

VV

mΩA

µCmJ

FWD under following conditions:VF = VECVTOrTIRRMQrrErr

IF = A; VGE = 0 V; Tj = 25 (125) °CTj = 25 (125) °CTj = 25 (125) °CIF = A; Tj = 125 °CVGE = 0 V

VV

mΩA

µCmJ

Thermal CharacteristicsRth(j-c)Rth(j-c)DRth(j-c)FDRth(c-s)

per IGBTper FWDper Inverse Diodeper module

0,40,6

0,05

K/WK/WK/WK/W

Mechanical DataMsMtw

to heatsink (M6)for terminals (M5)

32,5

55

160

NmNmg

Tcase = 25 °C, unless otherwise specified

Tcase = 25 °C, unless otherwise specified

SEMITRANSTM MTrench IGBT Module

SKM 75 GB 176 DN

Target Data

Features Homogeneous Si Trench = Trench gate technology VCE(sat) with positive temperature

coefficient High short circuit capability, self

limiting to 6 x IC

Typical Applications AC inverter drives

mains 575 - 750V AC Public transport (auxiliary syst.)

GB

SEMITRANS 2N

low inductance case

2 020930 © by SEMIKRON

SKM 75 GB 176 DN

SEMITRANS 2Case D 93UL RecognizedFile no. E 63 532

SKM 75 GB 176 DN

Dimensions in mm

This technical information specifies semiconductor devices but promises no characteristics. No warranty or guarantee expressed or implied is made regarding delivery, performance or suitability.

Case outline and circuit diagrams

This is an electrostatic discharge sensitive device (ESDS).Please observe the international standard IEC 60747-1, Chapter IX.

Packing Unit 8 pcs SEMIBOX AMounting Kit 10 pcs Ident-No. 33321100

Anexo 04: Motor de Indução com Rotorem Gaiola

www.weg.net

Motores Elétricos de Corrente AlternadaA-12

Motor com

capacitor permanente

Aplicações

Trituradores de alimentos, esteiras, picadores de alimentos e

outros.

Características Monofásico; Grau de proteção IP55; Carcaça: 63 a 80; Potências: 1/12 a 3/4 cv; Classe de Isolamento “B”; Tensões: 127 ou 220 V (tensão única); Fator de serviço: 1,15; Dreno automático; Vedação nos mancais: V´Ring; Cor: Azul RAL 5007.

Opcionais Grau de proteção IP55W; Termistores ou termostatos; Prensa-cabos; Eixo de aço inoxidável; Retentor; Placa de bornes; Flanges; Outros opcionais sob consulta.

DADOS ELÉTRICOS: VER PÁGINAS B-25

DADOS MECÂNICOS: VER PÁGINA C-15

Motofreio para redutor tipo 1

Aplicações

Especialmente desenvolvida para a aplicação em redutores

de velocidade, a linha de Motofreios WEG é indicada

para aplicações onde são exigidas paradas rápidas,

posicionamento, economia de tempo e segurança como:

talhas, pontes rolantes, elevadores, polias automáticas,

guinchos e diversas máquinas operatrizes de uso geral.

Características Freio Especial Lenze (maior conjugado frenagem); Grau de proteção: IP55; Vedação Especial: oil seal – retentor com mola (dianteiro)

e retetor sem molas (traseiro); Carcaças: ferro fundido; Bujão para dreno de óleo; Anel de centrifugação de óleo; Potências: 0,16 a 15 cv (carcaças 63 a 132M); Classe de Isolamento “F” (T 80 ºC); Fator de Serviço: 1,15; Rolamento de esferas; Categoria N; Tensões: 220/380 V, 380/660 V ou 220/380/440 V; Cor: Padrão - azul RAL 5007

Alto rendimento plus - verde RAL 6002 Apto a operar com inversor de freqüencia.

Opcionais Freqüência: 50 Hz; Grau de proteção: IP55W; Classe de Isolamento “F” (63-100L), classe “H” (63-132M); Resistência de aquecimento; Prensa-cabos; Ventilador de alumínio; PT100 nos mancais; Destravamento manual do freio (exceto para carcaça 63); Outros opcionais por consulta.

DADOS ELÉTRICOS: VER PÁGINAS B-24

DADOS MECÂNICOS: VER PÁGINA C-11

www.weg.net

Motores Elétricos de Corrente AlternadaB-24

8 Pólos - 60 Hz

6 Pólos - 60 Hz

Motor e Motofreio para redutor tipo 1

Potência

CarcaçaABNT

rpm

Correntenominal

em 220 V(A)

Correntecom rotorbloqueado

Ip / In

Conjugadonominal

Cn(kgfm)

Conjugadocom rotorbloqueado

Cp / Cn

ConjugadomáximoCmáx / Cn

Rendimento%

Fator de potênciaCos Fator de

serviçoF S

Momentode inércia

J(kgm2)

Tempomáx.

com rotorbloqueado

(s)a quente

Nívelmédio

de pressãosonoradB (A)

Pesoaprox.(kg)cv kW % da potência nominal

50 75 100 50 75 100

2 Pólos - 60 Hz

0,16 0,12 71 805 1,16 2,5 0,14 2,0 2,2 40,7 45,2 50,2 0,39 0,48 0,54 1,15 0,00079 66 45 11,7 0,25 0,18 80 865 1,87 3,2 0,21 3,0 3,1 38,3 44,8 50,5 0,40 0,46 0,50 1,15 0,00242 20 46 13,3 0,33 0,25 80 860 2,34 3,5 0,27 2,9 2,9 39,0 46,5 52,0 0,43 0,49 0,54 1,15 0,00294 16 46 16,8 0,50 0,37 90S 850 2,51 3,8 0,42 2,0 2,1 52,0 58,5 62,3 0,42 0,53 0,62 1,15 0,00504 22 47 19,4 0,75 0,55 90L 830 3,39 3,6 0,65 1,9 2,0 58,0 63,0 64,5 0,45 0,56 0,66 1,15 0,00560 20 47 21,1 1,0 0,75 90L 820 4,26 3,6 0,87 1,8 2,0 64,0 66,5 68,0 0,45 0,60 0,68 1,15 0,00672 15 47 23,2 1,5 1,1 100L 860 6,25 4,2 1,25 1,9 2,4 66,0 73,0 74,5 0,42 0,53 0,62 1,15 0,01289 24 54 35,0 2,0 1,5 112M 855 7,55 5,0 1,67 2,4 2,6 75,0 78,0 79,0 0,45 0,57 0,66 1,15 0,01869 25 50 44,3 3,0 2,2 132S 860 9,75 6,0 2,50 2,1 2,6 77,0 79,5 80,0 0,53 0,66 0,74 1,15 0,06022 18 52 60,1 4,0 3,0 132M 865 13,40 7,3 3,31 2,5 3,0 77,0 80,0 81,3 0,53 0,65 0,72 1,15 0,08531 14 52 74,7 5,0 3,7 132M/L 865 16,00 7,3 4,14 2,3 3,0 79,0 82,0 83,0 0,53 0,65 0,73 1,15 0,09535 13 52 80,7

0,16 0,12 63 1130 1,17 3,3 0,10 2,4 2,4 36,0 42,0 46,3 0,46 0,52 0,58 1,15 0,00067 16 47 7,8 0,25 0,18 71 1060 1,52 3,0 0,17 2,0 2,0 45,0 49,0 50,0 0,46 0,54 0,62 1,15 0,00056 40 47 9,3 0,33 0,25 71 1100 1,85 3,3 0,21 2,2 2,3 50,0 56,0 58,1 0,45 0,54 0,61 1,15 0,00079 28 47 10,5 0,50 0,37 80 1150 2,51 4,3 0,31 2,6 2,8 46,0 55,4 62,3 0,44 0,53 0,62 1,15 0,00242 10 47 14,7 0,75 0,55 80 1150 3,49 4,9 0,47 3,0 3,1 56,0 63,3 65,6 0,44 0,54 0,63 1,15 0,00328 10 47 16,6 1,0 0,75 90S 1130 3,77 5,3 0,63 2,4 2,7 70,0 73,5 74,5 0,48 0,61 0,70 1,15 0,00504 14 49 22,9 1,5 1,1 90S 1130 5,50 5,3 0,95 2,5 2,7 70,0 73,0 75,0 0,48 0,60 0,70 1,15 0,00560 9 49 25,6 2,0 1,5 100L 1150 7,21 5,8 1,25 2,4 2,8 75,0 76,5 78,0 0,48 0,61 0,70 1,15 0,01121 14 48 33,4 3,0 2,2 100L 1140 10,20 5,5 1,88 2,4 2,7 75,0 77,0 78,5 0,54 0,64 0,72 1,15 0,01289 10 48 35,3 4,0 3,0 112M 1150 12,60 6,0 2,49 2,3 2,6 80,0 82,3 83,0 0,57 0,68 0,75 1,15 0,02243 11 52 40,4 5,0 3,7 132S 1160 15,40 6,8 3,09 2,0 2,4 82,5 84,0 84,0 0,55 0,66 0,75 1,15 0,04264 10 55 67,8 6,0 4,5 132S 1160 18,40 6,4 3,70 2,1 2,6 83,5 85,0 85,5 0,57 0,69 0,75 1,15 0,05039 17 55 61,3 7,5 5,5 132M 1160 21,80 6,6 4,63 2,2 2,6 84,0 85,5 86,0 0,58 0,70 0,77 1,15 0,05815 15 55 70,9 10 7,5 132M 1160 30,40 6,5 6,17 2,1 2,5 84,0 85,7 86,3 0,56 0,68 0,75 1,15 0,06590 10 55 75,8

0,16 0,12 63 3420 0,77 5,3 0,03 4,0 4,0 45,0 53,0 58,1 0,53 0,63 0,70 1,15 0,00010 21 56 7,2 0,25 0,18 63 3380 1,02 4,7 0,05 3,0 3,4 52,0 58,0 61,9 0,60 0,68 0,75 1,15 0,00012 16 56 8,7 0,33 0,25 63 3390 1,34 5,0 0,07 3,2 3,0 54,2 59,0 62,9 0,62 0,72 0,78 1,15 0,00014 12 56 7,8 0,50 0,37 63 3360 1,71 5,5 0,11 3,2 3,2 55,2 65,5 68,4 0,60 0,73 0,83 1,15 0,00019 9 56 9,3 0,75 0,55 71 3400 2,39 6,2 0,16 2,9 3,1 63,2 68,5 71,0 0,64 0,77 0,85 1,15 0,00037 8 60 10,8 1,0 0,75 71 3425 3,01 7,2 0,21 3,5 3,6 70,0 74,0 77,0 0,68 0,78 0,85 1,15 0,00052 8 60 12,1 1,5 1,1 80 3370 4,28 7,5 0,32 3,0 3,0 76,5 78,0 78,5 0,70 0,80 0,86 1,15 0,00079 8 62 15,3 2,0 1,5 80 3380 5,46 7,5 0,42 3,0 2,8 77,0 79,0 81,0 0,73 0,82 0,89 1,15 0,00096 7 62 16,4 3,0 2,2 90S 3465 8,43 7,8 0,62 3,0 3,0 78,5 80,0 81,5 0,66 0,77 0,84 1,15 0,00205 5 68 20,3 4,0 3,0 90L 3450 11,00 7,9 0,83 3,0 3,4 81,5 82,5 83,0 0,70 0,80 0,86 1,15 0,00266 4 68 24,1 5,0 3,7 100L 3485 12,90 8,0 1,03 2,6 2,8 81,0 84,8 85,6 0,75 0,83 0,88 1,15 0,00672 6 71 35,6 6,0 4,5 112M 3465 15,80 7,5 1,24 2,2 2,9 83,0 84,4 85,1 0,77 0,85 0,88 1,15 0,00727 10 69 40,7 7,5 5,5 112M 3500 19,10 8,0 1,53 2,6 3,4 84,0 86,2 86,7 0,72 0,80 0,87 1,15 0,00842 8 69 41,4 10 7,5 132S 3510 25,50 7,8 2,04 2,2 2,8 84,0 86,5 87,6 0,77 0,85 0,88 1,15 0,02243 12 72 71,6 12,5 9,2 132M 3520 31,20 7,8 2,54 2,4 3,0 85,8 87,5 88,0 0,77 0,84 0,88 1,15 0,02430 10 72 68,1 15 11 132M 3520 36,90 8,5 3,05 2,6 3,3 85,0 87,5 87,8 0,77 0,85 0,89 1,15 0,02804 5 72 72,5

Os valores apresentados estão sujeitos à alteração sem aviso prévio.

4 Pólos - 60 Hz 0,16 0,12 63 1720 0,89 4,5 0,07 3,2 3,4 45,0 52,0 57,0 0,46 0,55 0,62 1,15 0,00045 31 48 6,9 0,25 0,18 63 1710 1,14 4,5 0,10 2,8 3,0 53,0 60,0 64,0 0,47 0,57 0,65 1,15 0,00056 18 48 8,4 0,33 0,25 63 1710 1,44 4,5 0,14 2,9 2,9 59,0 64,0 67,0 0,48 0,59 0,68 1,15 0,00067 20 48 9,9 0,50 0,37 71 1720 2,07 5,0 0,21 2,7 3,0 56,0 64,0 68,0 0,48 0,59 0,69 1,15 0,00079 10 47 12,2 0,75 0,55 71 1705 2,90 5,5 0,31 3,0 3,2 62,0 69,0 71,0 0,49 0,60 0,70 1,15 0,00096 10 47 12,6 1,0 0,75 80 1720 3,02 7,2 0,42 2,5 2,9 72,0 77,5 79,5 0,62 0,74 0,82 1,15 0,00294 8 48 17,7 1,5 1,1 80 1720 4,43 7,8 0,62 2,9 3,2 72,0 77,0 79,5 0,60 0,73 0,82 1,15 0,00328 5 48 19,4 2,0 1,5 90S 1740 6,12 6,4 0,82 2,5 3,0 77,0 81,0 82,5 0,60 0,72 0,78 1,15 0,00560 7 51 25,6 3,0 2,2 90L 1725 8,70 6,8 1,25 2,6 2,8 79,0 82,0 83,0 0,64 0,75 0,80 1,15 0,00672 6 51 28,4 4,0 3,0 100L 1725 11,80 7,5 1,66 2,6 2,8 82,0 83,0 83,5 0,61 0,73 0,80 1,15 0,00918 7 54 35,1 5,0 3,7 100L 1715 14,00 7,6 2,09 2,9 3,1 82,5 84,3 85,5 0,63 0,75 0,81 1,15 0,00995 7 54 37,7 6,0 4,5 112M 1745 16,70 7,4 2,46 2,2 2,8 85,0 86,0 86,2 0,66 0,77 0,82 1,15 0,01741 11 58 50,1 7,5 5,5 112M 1740 20,00 7,0 3,09 2,2 2,8 86,6 87,5 88,0 0,63 0,74 0,82 1,15 0,01741 11 58 50,0 10 7,5 132S 1760 26,60 8,0 4,07 2,2 3,0 86,0 88,0 89,0 0,66 0,77 0,83 1,15 0,04652 5 61 77,0 12,5 9,2 132M 1755 33,30 8,7 5,10 2,5 2,9 86,3 87,8 88,5 0,62 0,73 0,82 1,15 0,05427 5 61 69,0 15 11 132M 1755 39,30 8,3 6,12 2,3 2,8 86,8 88,2 88,5 0,68 0,80 0,83 1,15 0,05815 5 61 71,6

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Motores Elétricos de Corrente Alternada C-9

Motor para redutor tipo 1

DIMENSÕES DO EIXO DO MOTOR Rolamento DIMENSÕES DO FLANGE DO MOTOR Flange Carcaça D n6 d' d9 d1 d2 h12 g i l l1 +0.1 l2 m H13 r r1 v ES F G GD L Dianteiro P M N S Furos T LA

Dimensões especiais sob consulta.

63 10 14 9,6 18.5 17 14.5 1 3 4 12 2 8.7 2 275 6303 ZZ 9

71 10 14 9.6 18.5 17 14.5 1 3 4 12 2 8.7 2 307 6303 ZZ 10

80 12 17 10.5 20.5 19 16 1 3 6 14 3 10 3 334 6303 ZZ 10 120 3 35 1.1 120 100 80 7 4 2,5 90S 356 14 20 13.4 22.5 21 16 1 4 8 14 3 12 3 6306 ZZ 10 90L 381

100 16 22 15.2 26 24 20 1.6 4 8 18 4 13.4 4 433 6306 ZZ 10

63 10 14 9.6 18.5 17 14.5 4 12 2 8.7 2 275 6303 ZZ 10

71 10 14 9.6 18.5 17 14.5 3 4 12 2 8.7 2 307 6303 zz 10

80 12 17 10.5 41.5 20.5 19 16 1 6 14 3 10 3 334 6303 ZZ 11 3 1.1 90S 356 14 20 13.4 22.5 21 16 8 14 3 12 3 6306 ZZ 12 160 90L 381 160 130 110 10 4 3.5

100 16 22 15.2 26 24 20 8 18 4 13.4 4 433 6306 ZZ 12 4 112 18 25 17 4 29 27.2 23 10 20 4 15.4 4 450 6307 ZZ 12 44 1.6 132S 1.3 536 22 30 21 5 36 34.2 27.5 10 25 5 18.5 5 6309 ZZ 12 132M 574

63 10 14 9.6 18.5 17 14.5 4 12 2 8.7 2 275 6303 ZZ 10

71 10 14 9.6 47.5 18.5 17 14.5 3 4 12 2 8.7 2 307 6303 ZZ 10

80 12 17 10.5 20.5 19 16 1 6 14 3 10 3 334 6303 ZZ 11 3 1.1 90S 356 14 20 13.4 49.5 22.5 21 16 8 14 3 12 3 6306 ZZ 12 200 90L 381 200 165 130 12 4 3,5

100 16 22 15.2 52 26 24 20 8 18 4 13.4 4 433 6306 ZZ 12 4 112 18 25 17 4 53 29 27.2 23 10 20 4 15.4 4 450 6307 ZZ 12 1.6 132 S 1.3 536 22 30 21 5 56 36 34.2 27.5 10 25 5 18.5 5 6309 ZZ 12 132 M 574

80 12 17 10.5 52.5 20.5 19 16 3 6 14 3 10 3 334 6303 ZZ 12

90S 1 356 14 20 13.4 3 53.5 22,5 21 16 1.1 8 14 3 12 3 6306 ZZ 13 90L 381

250 100 16 22 15.2 56 26 24 20 8 18 4 13.4 4 433 6306 ZZ 250 215 180 15 4 4 13 4 112 18 25 17 4 58 29 27.2 23 10 20 4 15.4 4 450 6307 ZZ 14 1.6 132S 1.3 436 22 30 21 5 61 36 34.2 27.5 10 25 5 18.5 5 6309 ZZ-C3 14 132 M 574

80 12 17 10.5 20.5 19 16 6 14 3 10 3 334 6303 ZZ 12

90S 59 1 356 14 20 13.4 3 22.5 21 16 1.1 8 14 3 12 3 6306 ZZ 14 90L 381

300 100 16 22 15.2 62 26 24 20 4 8 18 4 13.4 4 433 6306 ZZ 300 265 230 15 4 4 14

112 18 25 17 4 63 29 27.2 23 10 20 4 15.4 4 450 6307 ZZ 15 1.6 132S 1.3 536 22 30 21 5 66 36 34.2 27.5 10 25 5 18.5 5 6309 ZZ-C3 15 132M 574

100 16 22 15.2 3 68 26 24 20 1.1 8 18 4 13.4 4 433 6306 ZZ 14

112 18 25 17 4 69 29 27.2 23 20 4 15.4 4 450 6307 ZZ 17 350 1.6 4 350 300 250 19 4 5 132S 1.3 10 536 22 30 21 5 72 36 34.2 27.5 25 5 18.5 5 6309 ZZ-C3 18 132M 574

132S 536 400 22 30 21 5 79 36 34.2 27.5 1.3 1.6 4 10 25 5 18.5 5 6309 ZZ-C3 400 350 300 19 4 5 19 132M 574

132S 536 450 22 30 21 5 87 36 34.2 27.5 1.3 1.6 4 10 25 5 18.5 5 6309 ZZ-C3 450 400 350 19 8 5 20 132M 574

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Motores Elétricos de Corrente AlternadaC-10

220 Vca RB45B1520B01 Onda completa 205 Vcc

380 Vca 180 Vcc

RB45E1520B01 Meia onda

440V Vca 205 Vcc

TENSÃO DE MODELO DO RETIFICADOR TIPO DE RETIFICAÇÃO TENSÃO DA BOBINA ALIMENTAÇÃO 6 terminais

RolamentosTraseiro

Motor para redutor tipo 1

FREIO LENZE Destravamento Manual

Carcaça L Conjugado de frenagem (N.m.) Tipo Nº Freio HD' Padrão Reduzido

05 2 - - - - - 63 315 6201-ZZ BKF457 –––––––––– 06 4 - - - - -

06 4 3,5 3 2,5 2 - 12º 180.2 71 355 6202-ZZ BKF458 08 8 7 6 5 3,5 - 10º 189

06 4 3,5 3 2,5 2 - 12º 189.2 80 395 6203-ZZ BKF458 08 8 7 6 5 3.5 - 10º 198

430 08 8 7 6 5 3,5 - 10º 208 90S/L 6204-ZZ BKF458 455 10 16 14 11 9 7 - 9º 224

10 16 14 11 9 7 - 9º 234 100L 515 6205-ZZ BKF458 12 32 27 23 18 14 - 10º 263.5

12 32 27 23 18 14 - 10º 275.5 112M 545 6206-ZZ BKF458 14 60 55 45 40 35 25 9º 307.5

14 60 55 45 40 35 25 9º 327.5 132S 637 16 80 70 60 55 45 35 10º 372 6207-ZZ BKF458 14 60 55 45 40 35 25 9º 327.5 132M 675 16 80 70 60 55 45 35 10º 372

Anexo 05: Sensor de Corrente LTS6-NP

LEM Components www.lem.com

Page 1/3LEM reserves the right to carry out modifications on its transducers, in order to improve them, without previous notice.050713/14

Current Transducer LTS 6-NPFor the electronic measurement of currents : DC, AC, pulsed, mixed,with a galvanic isolation between the primary circuit (high power)and the secondary circuit (electronic circuit).

Electrical dataIPN Primary nominal r.m.s. current 6 AtIP Primary current, measuring range 0 .. ± 19.2 AtÎPDC Overload capability 250 AtVOUT Analog output voltage @ IP 2.5 ± (0.625·IP/IPN) V

IP = 0 2.5 1) VN S Number of secondary turns (± 0.1 %) 2000R L Load resistance ≥ 2 kΩR IM Internal measuring resistance (± 0.5 %) 208.33 ΩTCR IM Thermal drift of R IM < 50 ppm/KVC Supply voltage (± 5 %) 5 VIC Current consumption @ VC = 5 V Typ 28+ IS

2) + (VOUT/RL)mA

Accuracy - Dynamic performance dataX Accuracy @ IPN , TA = 25°C ± 0.2 %

Accuracy with R IM @ IPN , TA = 25°C ± 0.7 %εL Linearity error < 0.1 %

Typ MaxTCVOUT Thermal drift of VOUT @ IP = 0 - 10°C .. + 85°C 80 200 ppm/K

- 40°C .. - 10°C 250 ppm/KTCεG Thermal drift of the gain - 40°C .. + 85°C 50 3) ppm/KVOM Residual voltage @ IP = 0, after an overload of 3 x IPN ± 0.5 mV

5 x IPN ± 2.0 mV10 x IPN ± 2.0 mV

tr a Reaction time @ 10 % of IPN < 100 nstr Response time @ 90 % of IPN < 400 nsdi/dt di/dt accurately followed > 15 A/µsf Frequency bandwidth (0 .. - 0.5 dB) DC .. 100 kHz

(- 0.5 .. 1 dB) DC .. 200 kHz

General dataTA Ambient operating temperature - 40 .. + 85 °CTS Ambient storage temperature - 40 .. + 100 °C

Insulating material group III am Mass 10 g

Standards 4) EN 50178 : 1997IEC 60950-1 : 2001

Notes : 1) Absolute value @ TA = 25°C, 2.475 < VOUT < 2.5252) Please see the operation principle on the other side3) Only due to TCR IM4) Specification according to IEC 61000-4-3 are not guaranteed between

95 and 110 MHz (value higher by 5% than the specification).

Features

• Closed loop (compensated) multi-range current transducer using theHall effect

• Unipolar voltage supply• Compact design for PCB mounting• Insulated plastic case recognized

according to UL 94-V0• Incorporated measuring resistance• Extended measuring range.

Advantages

• Excellent accuracy• Very good linearity• Very low temperature drift• Optimized response time• Wide frequency bandwidth• No insertion losses• High immunity to external

interference• Current overload capability.

Applications

• AC variable speed drives and servomotor drives

• Static converters for DC motor drives• Battery supplied applications• Uninterruptible Power Supplies (UPS)• Switched Mode Power Supplies (SMPS)• Power supplies for welding

applications.

Application domain

• Industrial.

Copyright protected.

IPN = 6 At


Page 2/3LEM reserves the right to carry out modifications on its transducers, in order to improve them, without previous notice.

050713/14

Current Transducer LTS 6-NP

Isolation characteristics

Vd R.m.s. voltage for AC isolation test, 50/60 Hz, 1 mn 3 kVImpulse withstand voltage 1.2/50 µs > 8 kV

MinVe R.m.s. voltage for partial discharge extinction @ 10pC > 1.5 kV

MindCp Creepage distance 5) 15.5 mmdCl Clearance distance 6) 6.35 mmCTI Comparative Tracking Index (Group III a) 175

Application examples

According to EN 50178 and IEC 61010-1 standards and following conditions :

• Over voltage category OV 3• Pollution degree PD2• Non-uniform field

Notes : 5) On housing6) On PCB with soldering pattern UTEC93-703.

Safety

This transducer must be used in electric/electronic equipment with respect toapplicable standards and safety requirements in accordance with the followingmanufacturer's operating instructions.

Caution, risk of electrical shock

When operating the transducer, certain parts of the module can carry hazardousvoltage (eg. primary busbar, power supply).Ignoring this warning can lead to injury and/or cause serious damage.This transducer is a built-in device, whose conducting parts must be inaccessibleafter installation.A protective housing or additional shield could be used.Main supply must be able to be disconnected.

EN 50178 IEC 61010-1

dCp, dCI, Rated isolation voltage Nominal voltage

Single isolation 600 V 600 V

Reinforced isolation 300 V 300 V

VW

VW


Page 3/3LEM reserves the right to carry out modifications on its transducers, in order to improve them, without previous notice.050713/14

Output Voltage - Primary CurrentMechanical characteristics• General tolerance ± 0.2 mm• Fastening & connection of primary 6 pins 0.8 x 0.8 mm

Recommended PCB hole 1.3 mm• Fastening & connection of secondary 3 pins 0.5 x 0.35 mm

Recommended PCB hole 0.8 mm• Additional primary through-hole ∅ 3.2 mm

Remarks• VOUT is positive when IP flows from terminals 1, 2, 3 to

terminals 6, 5, 4.• Temperature of the primary jumper should not exceed 100°C.

Bottom view

Right view

Operation principle

Back view

Front view

Dimensions LTS 6-NP (in mm. 1 mm = 0.0394 inch)

Number Primary nominal Nominal Primary Primary Recommendedof primary r.m.s. current output voltage resistance insertion inductance connections

turns IPN [ A ] VOUT [ V ] R P [ mΩ ] L P [ µH ]

1 ± 6 2.5 ± 0.625 0.18 0.013

2 ± 3 2.5 ± 0.625 0.81 0.05

3 ± 2 2.5 ± 0.625 1.62 0.12

6 5 4 OUT

IN 1 2 36 5 4 OUT

IN 1 2 36 5 4 OUT

IN 1 2 3

- IPmax - IPN 0 IPN IPmax

54.5

3.1252.5

1.875

0.5

IP [ At ]

VOUT [ V ]

Anexo 06: Sensor de Posição Radial doRotor Model AEC 5505-04

18

Insulating bakelite plate (55IP)

converter

40

91

105(2 X) ø5

18

Non-contact displacement measuring system

Features and specifications

Outline view 55 model Converter (option)

Adopted ordered cables

Specifications

Optimum miniature converter for installation

Able to calibrate and adjust sensitivity with a built-in volume control dial

Able to prepare a converter that is designed to protect from interference

noise caused when multiple sensors approach each other

Able to prepare a specified build-in power supply multi-channel on demand

Adopted converter : PU model sensor

Adopted cables : PC model cable: PCT model cable

AEC-55 SeriesConverter : AEC-55

model

output voltage See each sensor section.

frequency characteristics DC to 20kHz -2dB

resolution See each sensor section.

temperature range -10˚C to 55˚C

Thermal characteristics 0.1%/˚C of drift between -10˚C and 55˚C

power supply DC ± 11V to DC ± 17V, ± 40mA max

Converter : AEC-55(symbolize sensor diameter)

Gap-Senser®

Model AEC-5505

91

101

(2 X) ø

4.538

81

30

3

INPUT

MADE IN JAPAN

®

5505 model

PC-03YY model

3000 ± 20

ø2.9 polyethylene cable (105˚C MAX)

ø2.4 teflon cable ( 250˚C MAX)

φ7

PCT-04NYY model

※Acceptable for use with all kinds and lengths of flexible armoured cables

4000 ± 5%

ø7

19


Measuring system

55model Converter (option)

outline view

model

channel number

input

output

AEC-55PS-1

1channel

AC100V

DC ± 15V, ± 100mA

AEC-55PS-3

3channels

AC100V

DC ± 15V, ± 300mA

Power supply

Accessories for Power supply

AC-202-019

SC-202A-044

CB-2E

Built-in power supply converter storage rack

AEC-55PS-8

channel number model

4channels AEC-55PS-4







Converter rack

sensor cable PC-03YY etc

sensor

DC power　55PS etc

AC power

oscilloscope

data recorder

personal computer

A/D

® Model SSPS-3

Gap-Senser®

Model AEC-5505

INPUT

MADE IN JAPAN

®

Model 55PS-3®

OUT PUTON

66

104

80

40

（2）

FU

SE

MADE IN JAPAN Applied Electronic Corporation

AC 100V

113

60

120

12

3

Model AEC-55PS-3

®DC POWER SPURCE

OUT PUTP.L

POWERON

OFF

50

70

ø20retractable cable

30

260

ONOFF

AC 100V

1 2 3 4 5 6 7 8

IN PUT

OUT PUT

P.L

Model 5505OS-8

®

285

676422

2020

round 2p connecterMC-030

2000 ± 5%

ø18 22

round 2 core cableø6.5

parallel plugø6.5

round 3p connecterMC-031

2000 ± 5%

(100)34

ø18

3 core cableø53 X 0.3sq

pressure terminalY1.25-3

10

Output characteristics / linearity Variation depending on target materialsThermal characteristics

10.0

5.0

0.0

-5.0

-10.00.0 1.0 2.0 0.0 1.0 2.0

10.0

5.0

0.0

-5.0

-10.0

Displacement (mm) Displacement (mm) Displacement (mm)

0.0 1.0 2.0

10.0

5.0

0.0

-5.0

-10.0

Output V

oltage (V)

Output V

oltage (V)

Output V

oltage (V)

-20˚C

20˚C

100˚C

180˚C

Iron IronStain less steel(304)Aluminium


Appearance


Ordered profile

Specifications

High temperature resistance type max:250˚C

Acceptable for orders such as pressure, vacuum and water resistance type

Acceptable for an order of a requested size such as the total length of a sensor

(M6 case contained)

Acceptable for an order of a requested type of sensor head

(for example PU-05-122)

Acceptable for an order of a thin type sensor as thick as 2mm

(a cable connected to lateral side of sensor case)

Special specification and profile need to match the conditions of use.

Please do not hesitate to contact us concerning your requests.

Adopted converters : AEC-5505 55MS-M 5505HFAdopted cables : PC model cable

: PCT model cable

AEC-55 SeriesSensor : PU-05

model Sensor : PU-05

measuring range (iron) 0 to 2mm (α0 : 0.05mm)

output voltage ± 5V (0.2mm/V)

adopted converters

resolution

linearity ±0.5%/FS (measuring distance of 0.2 to 1.8mm)

3%/FS (other measuring distance)


thermal characteristics

±0.8µm/˚C of drift between -20˚C and 80˚C

±1µm/˚C of drift between 80˚C and 180˚C

M6 X 0.75 (2 X)nutSUS303

3

connecterY56

400 ± 5%

ø7

teflon cableø1.9

sensor case

sensor head SUS303 reinforced coverresin

ø5

M6 X 0.75

35

4 width between two surfaces 5

287

teflon

10

PU-05 model

connecterY56

L ± 5%

ø7

teflon cableø1.2

4

ø5

detection surface

sensor headresin

PU-05-122-XYZ model

PU-05-031-XYZ model

M6 X 0.75 (2 X) nutSUS303

3

connecterY56

L ± 5%

ø7

teflon cableø1.9

sensor casesensor headSUS303resin

ø5

M6 X 0.75

69


627 10

PU-05-076-XYZ model

M6 X 0.75 (2 X) nutSUS303

3

connecterY56

L ± 5%

ø7

teflon cableø1.2

sensor casesensor head SUS303

resin

ø5

M6 X 0.75

15

4 Width between two surfaces 5

105 10

5505

0.5µm

55MS-M

0.8µm

5505HF

0.8µm

※See p86 about dead zone α0.

XYZ in model represent cable length, example 401 represents400mm and 102 represents 1000mm.

(after calibration)

12



Output V

oltage (V)

Output V

oltage (V)

Output V

oltage (V)

10.0

5.0

0.0

-5.0

-10.00.0 4.02.0 0.0 2.0 4.0

10.0

5.0

0.0

-5.0

-10.00.0 2.0 4.0

10.0

5.0

0.0

-5.0

-10.0

-20˚C

20˚C

100˚C

120˚C



Appearance


Ordered profile

Specifications

High temperature resistance type max18˚C




Acceptable for an order of a requested type of a sensor head


Acceptable for an order of a thin type sensor as thick as1.1mm

(for example PU-09UE#01)




: PCT model cable





adopted converters

resolution

linearity ±0.5%/FS (measuring distance of 0.4 to 3.6mm)3%/FS (other measuring distance)



±1.6µm/˚C of drift between -20˚C and 0˚C±1µm/˚C of drift between -0˚C and 80˚C

±1.6µm/˚C of drift between 80˚C and 120˚C

M10 X 0.75 (2 X) nutSUS303

5

connecterY56

400 ± 5%

ø7

teflon cableø1.9

sensor case

sensor head SUS303reinforced coverresin

ø9

45


3411

teflon

14

M10 X 0.75

PU-09 modelconnecter

Y56

ø7

teflon cableø1.9

L ± 5%

sensor caseSUS303

M10 X 0.75

sensor headresin

ø9

3

911

20

width between two surfaces 8

PU-09-017-XYZ model

connecterY56

ø7

teflon cableø1.9

L ± 5%

sensor headresin

ø9

1.1

8

9.8

PU-09-055-XYZ model

PU-09UE#01-XYZ model

connecterY51

L ± 5%

teflon cable

sensor casealuminium

detection surface

ø0.7A

5509

1.0µm

55MS-M

1.6µm

5509HF

1.6µm



(after calibration)

11


Appearance



Ordered profile

Specifications

High temperature resistance type max:180˚C






Ready for the shield type sensors





: PCT model cable





adopted converter

resolution



±1.5µm/˚C of drift between -20˚Cand 120˚C

10.0

5.0

0.0

-5.0

-10.00.0 1.5 3.0 0.0 1.5 3.0

10.0

5.0

0.0

-5.0

-10.0


Output V

oltage (V)

Output V

oltage (V)

Output V

oltage (V)

-20˚C20˚C

100˚C120˚C

0.0 1.5 3.0

10.0

5.0

0.0

-5.0

-10.0

IronStain less steel(304)Aluminium

Iron

connecterY56

M16 X 1(2 X) nut

SUS303

400 ± 5%45

teflon cableø1.9

ø7

sensor head sensor case

resin SUS303

M10 X 0.75

21 5

reinforced coverteflon

34114

ø7

width between two surfaces 8

PU-07 modelM16 X 1.5

60

(2 X) nutSUS303

24 10


L ± 5%

sensor head resin

sensor case SUS303

M16 X 1.5 teflon cable ø2.4

connecter Y53

ø7

PU-07-016-XYZ model

PU-07-002-XYZ model

PU-07-025-XYZ model

M10 X 0.75(2 X)nut

SUS303

ø7ø7 1

14 5L ± 5%

sensor head resin

sensor case SUS303

M10 X 0.75 teflon cable ø1.9

connecter Y56

2

8 10

18

connecter

Y51

L ± 5%

teflon cablesensor head

resin

detection surface

ø1.2

5

ø7

± 0.

1

5507

1µm

55MS-M

1.2µm

5507HF

1.2µm




(after calibration)

13


Appearance



Ordered profile

Specifications


Acceptable for orders of a requested size such or the total length of a

sensor (for example PU-14-011)



Acceptable for an order of a sensor with a requested o-ring




Adopted converters : AEC-5514 5514HF 55MSAdopted cables : PC model cable

: PCT model cable





adopted converters

resolution



thermal characteristics ±03µm/˚C of drift between -20˚C and 120˚C

10.0

5.0

0.0

-5.0

-10.00.0 3.0 6.0

-20˚C

20˚C

100˚C

180˚C


Output V

oltage (V)

Output V

oltage (V)

Output V

oltage (V)

0.0 3.0 6.0

10.0

5.0

0.0

-5.0

-10.00.0 3.0 6.0

10.0

5.0

0.0

-5.0

-10.0


M10 X 0.75(2 X) nut

SUS303

5

connecterY56

400 ± 5%

ø7

teflon cableø1.9

sensor casesensor headSUS303 reinforced coverresin

ø14

52


(34)15 3

teflon

14

M10 X 0.75

PU-14 modelconnecterY56

ø7

teflon cableø1.9

L ± 5%

sensor headresin

φ14

15105


sensor caseSUS303

M16 X 1.5PU-14-011-XYZ model

connecterY56

ø7

teflon cableø1.2

L ± 5%

sensor headresin

4.5

detection surface

ø14 0.1 aluminium plate

PU-14-006-XYZ model

connecterY56

φ7

teflon cablesensor case

φ1.9

L ± 5%

SUS303sensor headresin

29±0.1

113

3 3

ø14

15Ａ55


M12 X 1.25

PU-14-005-XYZ model

5514

2µm

MS

4µm

5514HF

4µm

※Contact us if you use MS model converter.



(after calibration)

Sensores e Interfaces com Aplicações em Motor Mancal · Resumo Relevantes pesquisas vêm sendo...

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