Transístor bipolar

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Transístor bipolarO termo Transístor resulta da aglutinação dos termos ingleses TRANsfer + reSISTOR (resistência de transferência).

O termo bipolar refere-se ao facto dos portadores electrões e lacunas participarem no processo do fluxo de corrente.

2

ConstituiçãoUm transístor bipolar (com polaridade NPN ou PNP) é constituído por duas junções PN (junção base-emissor e junção base-colector) de material semicondutor (silício ou germânio) e por três terminais designados por Emissor (E), Base (B) e Colector (C).

N – Material semicondutor com excesso de electrões livres

P – Material semicondutor com excesso de lacunas

Altamente dopado

Menos dopado que o Emissor e mais dopado que a Base

Altamente dopado

Camada mais fina e menos dopada

Menos dopado que o Emissor e mais dopado que a Base

Camada mais fina e menos dopada

3

Junções PN internas e símbolos

Junção PN base - emissor

Junção PN base - emissor

Junção PN base - colector

Junção PN base - colector

4

Principio de funcionamentoPara que o transístor bipolar conduza é necessário que seja aplicada na Base uma corrente mínima (VBE ≥ 0,7 Volt), caso contrário não haverá passagem de corrente entre o Emissor e o Colector.

IB = 0

O transístor não conduz (está ao corte)

Se aplicarmos uma pequena corrente na base o transístor conduz e pode amplificar a corrente que passa do emissor para o colector.

Uma pequena corrente entre a base e o emissor…

…origina uma grande corrente entre o emissor e o colector

5

Utilização

O transístor bipolar pode ser utilizado:

• como interruptor electrónico.• na amplificação de sinais.• como oscilador.

6

PolarizaçãoPara o transístor bipolar poder ser utilizado com interruptor, como amplificador ou como oscilador tem que estar devidamente polarizado através de uma fonte DC.

Para o transístor estar correctamente polarizado a junção PN base – emissor deve ser polarizada directamente e a junção base – colector deve ser polarizada inversamente.

Regra prática:

O Emissor é polarizado com a mesma polaridade que o semicondutor que o constitui.A Base é polarizada com a mesma polaridade que o semicondutor que a constitui.O Colector é polarizado com polaridade contrária à do semicondutor que o constitui.

Emissor Base Colector Emissor Base Colector

P N P N P N

+ - - - + +

7

Polarização

+

Rc

Rb

_

Rc

Rb

+

_

Rb – Resistência de polarização de base

Rc – Resistência de colector ou resistência de carga

Emissor Base Colector Emissor Base Colector

P N P N P N

+ - - - + +

8

Representação de tensões e correntesVCE – Tensão colector - emissor

VBE – Tensão base – emissor

VCB – Tensão colector - base

IC – Corrente de colector

IB – Corrente de base

IE – Corrente de emissor

VRE – Tensão na resistência de emissor

VRC – Tensão na resistência de colector

9

Relação das correntes

Rc

Rb

+

IC

IE

IB

Considerando o sentido convencional da corrente e aplicando a lei dos nós obtemos a seguinte relação das correntes num transístor bipolar

IE = IC + IB

10

Características técnicasUtilizando o código alfanumérico do transístor podem-se obter as suas características técnicas por consulta de um data book ou de um data sheet do fabricante.

IC É a máxima corrente de colector que o transístor pode suportar. Se este parâmetro for excedido o componente poderá queimar.

VCEO Tensão máxima colector – emissor com a base aberta.

VCBO Tensão máxima colector – base com o emissor aberto.

VEBO Tensão máxima emissor – base com o colector aberto.

hFE ou Ganho ou factor de amplificação do transístor.

hFE = IC : IB

Pd Potência máxima de dissipação.

fT Frequência de transição (frequência para a qual o ganho do transístor é 1 ou seja, o transístor não amplifica mais a corrente).

11

Substituição de transístores por equivalentes

• Num circuito não se pode substituir um transístor de silício por um de germânio ou vice – versa.

• Também não se pode trocar directamente um transístor NPN por um PNP ou vice – versa.

• A letra (A, B, C…) que pode aparecer no fim do código alfanumérico indica sempre aperfeiçoamentos ou melhorias em pelo menos um dos parâmetros, limites ou características do transístor.Exemplo: O BC548A substitui o BC548.

O BC548A não substitui o BC548B

Lucínio Preza de Araújo 12

Dissipadores de calorO uso de dissipadores ou radiadores externos de calor são quase que obrigatórios nos transístores que trabalham com potências elevadas de modo a evitar o sobreaquecimento do componente e a sua possível destruição.

CONCEPTOS BASICOS DE ELECTRONICA DE POTENCIA

Electronica de potencia tiene que ver con el estudio y diseño de equipos que aplican energia a un proceso productivo

La diferenciamos de la electronica tradicional ya que esta se concentra en procesar señalesAmplificarlas,filtrarlas transmitirlas y generarlasSeñal es algo que expresa el comportamiento y descripcion de un circuitoUsted lo puese asimilar a una onda que se ve en un osciloscopio

LA ELECTRONICA DE POTENCIA RESUELVE RETOS INDUSTRIALES Y DE PRODUCCION SOBRETODO MODERNIZANDO PROCESOS ANTIGUOS

VAMOS A ILUSTRAR ESE ESCENARIO

CONVERSORES DE ENERGIAFUENTES DE PODERSUCHEADAS RESONANTESCALENTAMIENTO POR INDUCCIONCONTROL DE MOTORES Y SERVOACTUADORESSISTEMAS DE ILUMINACIONCONTROL DE MOTORESCONTROL DE HERRAMIENTASPROCESOS DE ALIMENTOSMATERIAS PRIMAS RECICLAJEAPLICACIONES DEL AGROAPLICACIONES BIOMEDICASCOMUNICACIONES

FUENTES DE SUICHEO

VER LOS VIDEOS

FERRITAS BOBINAS NUCLEOS Y BOBINADORASNORMALES Y DE TOROIDES (VER VIDEOS)

LOS IGBTs

VER VIDEOS DE SU FUNCIONAMIENTO Y DE LOS FETS

BOBINAS

CAPACITORES POLYESTER

DIODOS DE POTENCIA y BAJA SEÑAL

VARISTORES GAS ARRESTER TVS (VER VIDEO)

TERMINALES

BORNERAS

CABLES CONDUCTORES

TERMOFUNDIBLE ( VER VIDEO)

EL DIODO DE POTENCIA

• Operación con polarización directa con VO > V >> VT, siendo VO la tensión interna de equilibrio de la unión:

• Polarización inversa con V << -VT

i = IS·(e -1)

VVT

donde: VT = k·T/q IS = A·q·ni2·(Dp/(ND·Lp)+Dn/(NA·Ln))

(dependencia exponencial)i IS·eVVT

(corriente inversa de saturación que es muy pequeña y casi independiente de la tensión)

i -IS

• Ecuación característica del diodo:

Ideas generales sobre diodos de unión PN

• Operación con polarización directa con V > VO >> VT:

i (V-V)/rddonde V es la tensión de codo del diodo y rd su resistencia dinámica

PN

+

-

i

V

• Curva característica

0

1

1 -1

i [mA]

V [V]

(exponencial)

-0,8

-1 0

i [A]

V [V]

(constante)

DIO

DO

S D

E P

OT

EN

CIA


(recta)

V

pendiente = 1/rd

-40

0

-2

i [A]V [Volt.]

i + V -

PN

+ -

- +

+ -

+ -

+

-

+

- -

++- -+

La corriente aumenta fuertemente si se producen pares electrón-hueco adicionales por choque con la red cristalina de electrones y huecos suficientemente acelerados por el campo eléctrico de la zona de transición

• Avalancha primaria

DIO

DO

S D

E P

OT

EN

CIA


Concepto de diodo ideal

En polarización inversa, la corriente conducida es nula, sea cual sea el valor de la tensión inversa aplicada

En polarización directa, la caída de tensión es nula, sea cual sea el valor de la corriente directa conducida

Ánodo

Cátodo

i

V

i

V

+

-

curva característica

DIO

DO

S D

E P

OT

EN

CIA

El diodo semiconductor encapsulado

Ánodo

Cátodo

Ánodo

Cátodo

Encapsulado (cristal o resina sintética)

Terminal

Terminal

PN

Marca señalando el cátodo

Contacto metal-semiconductor

Contacto metal-semiconductor

Oblea de semiconductor

DIO

DO

S D

E P

OT

EN

CIA

Encapsulados de diodos D

IOD

OS

DE

PO

TE

NC

IA

• Axiales

DO 35 DO 41 DO 15 DO 201


IOD

OS

DE

PO

TE

NC

IA

• Para usar radiadores


IOD

OS

DE

PO

TE

NC

IA

• Para grandes potencias

B 44

DO 5


IOD

OS

DE

PO

TE

NC

IA

• Agrupaciones de 2 diodos

2 diodos en cátodo común 2 diodos en serie


IOD

OS

DE

PO

TE

NC

IA

• Agrupaciones de 2 diodos (con varias conexiones)


IOD

OS

DE

PO

TE

NC

IA

• Agrupaciones de 2 diodos (sin conectar)

Nombre del dispositivo


IOD

OS

DE

PO

TE

NC

IA

• Agrupaciones de 2 diodos. Diversos encapsulados para el mismo dispositivo

Nombre del dispositivo

Encapsulados


IOD

OS

DE

PO

TE

NC

IA

• Agrupaciones de 4 diodos (puentes de diodos)

Dual in line


IOD

OS

DE

PO

TE

NC

IA

• Agrupaciones de 4 diodos (puentes de diodos)

+ -+ -


IOD

OS

DE

PO

TE

NC

IA

• Puentes de diodos. Toda la gama de Fagor

Encapsulados mixtos de diodos y otros dispositivos D

IOD

OS

DE

PO

TE

NC

IA

• Dan origen a módulos de potencia

- Adecuados para alta potencia y relativa alta frecuencia

- Minimizan las inductancias parásitas del conexionado

- Se usan en aplicaciones industriales, espaciales, militares, etc

- Se pueden pedir a medida

Control de Motores

Electrónica militar

Circuito equivalente estático

V

rd

Modelo asintótico

ideal

0

i

V

V

• Circuito equivalente asintótico

Curva característica asintótica. Pendiente = 1/rd

Curva característica ideal

DIO

DO

S D

E P

OT

EN

CIA

Curva característica real

DIO

DO

S D

E P

OT

EN

CIA

Características fundamentales de cualquier diodo

1ª -Máxima tensión inversa soportada

2ª -Máxima corriente directa conducida

3ª -Caída de tensión en conducción

4ª -Corriente de inversa en bloqueo

5ª -Velocidad de conmutación

Baja tensión

15 V

30 V

45 V

55 V

60 V

80 V

Alta tensión

500 V

600 V

800 V

1000 V

1200 V

1ª Máxima tensión inversa soportada

Media tensión

100 V

150 V

200 V

400 V

Ejemplo de clasificación

• Corresponde a la tensión de ruptura de la unión inversamente polarizada

DIO

DO

S D

E P

OT

EN

CIA

1ª Máxima tensión inversa soportada

• El fabricante suministra (a veces) dos valores:

- Tensión inversa máxima de pico repetitivo VRRM

- Tensión inversa máxima de pico no repetitivo VRSM

La tensión máxima es crítica. Superarla suele ser determinante del deterioro irreversible del componente

DIO

DO

S D

E P

OT

EN

CIA

2ª Máxima corriente directa conducida

• El fabricante suministra dos (y a veces tres) valores:

- Corriente eficaz máxima IF(RMS)

- Corriente directa máxima de pico repetitivo IFRM

- Corriente directa máxima de pico no repetitivo IFSM

Depende de la cápsula

DIO

DO

S D

E P

OT

EN

CIA

• La caída de tensión en conducción (obviamente) crece con la corriente directa conducida. A corrientes altas crece linealmente

3ª Caída de tensión en conducción

i

V

V

rd

ideal

ID

VD

5 A

DIO

DO

S D

E P

OT

EN

CIA


• La caída de tensión en conducción crece con la máxima tensión soportable por el diodo

DIO

DO

S D

E P

OT

EN

CIA


• Se obtiene directamente de las curvas tensión corriente

IF(AV) = 4A, VRRM = 200V


1,25V @ 25A

2,2V @ 25A

• En escala lineal no son muy útiles

• Frecuentemente se representan en escala logarítmica

DIO

DO

S D

E P

OT

EN

CIA


• Curva característica en escala logarítmica

0,84V @ 20A1,6V @ 20A



DIO

DO

S D

E P

OT

EN

CIA


• Los Schottky tienen mejor comportamiento en conducción para VRRM < 200 (en silicio)

0,5V @ 10A

DIO

DO

S D

E P

OT

EN

CIA


• Schottky de VRRM relativamente alta

0,69V @ 10A

La caída de tensión en conducción no sólo va creciendo al aumentar VRRM, sino que se aproxima a la de un diodo PN

DIO

DO

S D

E P

OT

EN

CIA


Schottky

Schottky

PN

Similares valores de VRRM y similares caídas de tensión en conducción

• Depende de los valores de IF(AV) y VRRM, de la tensión inversa (poco) y de la temperatura (mucho)

• Algunos ejemplos de diodos PN

DIO

DO

S D

E P

OT

EN

CIA

4ª Corriente de inversa en bloqueo




Crece con IF(AV)

Crece con Tj

DIO

DO

S D

E P

OT

EN

CIA

4ª Corriente de inversa en bloqueo



• Dos ejemplos de diodos Schottky• Decrece con VRRM

• Crece con IF(AV)

• Crece con Tj

Transición de “a” a “b”, es decir, de conducción a bloqueo (apagado)

a b

V1

V2

Ri

V+

-i

V

t

t

V1/R

-V2DIO

DO

S D

E P

OT

EN

CIA

5ª Velocidad de conmutación

• Comportamiento ideal de un diodo en conmutación

a b

V1

V2

Ri

V+

-

Transición de “a” a “b”, es decir, de conducción a bloqueo (apagado)

i

V

t

t

trr

V1/R

-V2/Rts

tf (i= -0,1·V2/R)

-V2

ts = tiempo de almacenamiento (storage time )

tf = tiempo de caída (fall time )

trr = tiempo de recuperación inversa (reverse recovery time )

DIO

DO

S D

E P

OT

EN

CIA


• Comportamiento real de un diodo en conmutación

a b

V1

V2

Ri

V+

-

i

td = tiempo de retraso (delay time )

tr = tiempo de subida (rise time )

tfr = td + tr = tiempo de recuperación directa (forward recovery time )

tr

0,9·V1/R

td

0,1·V1/R

tfr

El tiempo de recuperación directa genera menos problemas reales que el de recuperación inversaD

IOD

OS

DE

PO

TE

NC

IA

Transición de “b” a “a”, es decir, de bloqueo conducción (encendido)

• Comportamiento real de un diodo en conmutación


DIO

DO

S D

E P

OT

EN

CIA



• Información suministrada

por los fabricantes

• Corresponde a

conmutaciones con cargas

con comportamiento inductivo

DIO

DO

S D

E P

OT

EN

CIA

5ª Velocidad de conmutación • Más información suministrada por

los fabricantesSTTA506D

DIO

DO

S D

E P

OT

EN

CIA


• La velocidad de conmutación (valorada con la trr) ayuda a clasificar los diodos

• Standard

• Fast

• Ultra Fast

• Schottky

VRRM trrIF

100 V - 600 V

100 V - 1000 V

200 V - 800 V

15 V - 150 V

> 1 s

100 ns – 500 ns

20 ns – 100 ns

< 2 ns 1 A – 150 A

1 A – 50 A

1 A – 50 A

1 A – 50 A

Las características de todos los semiconductores (por supuesto, también de los diodos) se pueden encontrar en Internet (pdf)

www.irf.com

www.onsemi.com

www.st.com

www.infineon.com

Direcciones web

DIO

DO

S D

E P

OT

EN

CIA

Pérdidas en diodos

• Son de dos tipos:

- Estáticas en conducción (en bloqueo son despreciables)

- Dinámicas

V

rd

ideal

iD

Potencia instantánea perdida en conducción:

pDcond (t) = vD (t)·iD (t) = (V + rd · iD(t)) · iD(t)

PDcond = V·IM + rd · Ief2

IM : Valor medio de iD(t)

Ief : Valor eficaz de iD(t)

Pérdidas estáticas en un diodo

iD

Forma de onda frecuente

T

0

DcondDcond dt)·t(pT

1P

Potencia media en un periodo:

trr

DIO

DO

S D

E P

OT

EN

CIA

• Las conmutaciones no son perfectas

• Hay instantes en los que conviven tensión y corriente

• La mayor parte de las pérdidas se producen en la salida de conducción

iD

t

VD

t

Pérdidas dinámicas (pérdidas de conmutación) en un diodo

0,8 V

-200 V

10 A

3 APotencia instantánea perdida en la salida de conducción:

pDsc (t) = vD (t)·iD (t) =

rrt

0

DscD dt)·t(pT

1P

Potencia media en un periodo:

DIO

DO

S D

E P

OT

EN

CIA

• Estáticas

Información de los fabricantes sobre pérdidas

(de las hojas de características (Datasheet) del diodo STTA506)

DIO

DO

S D

E P

OT

EN

CIA

• Dinámicas

Información de los fabricantes sobre pérdidas

(de las hojas de características (Datasheet) del diodo STTA506)

DIO

DO

S D

E P

OT

EN

CIA

Características Térmicas

• Las pérdidas generan calor y éste debe ser evacuado

• El silicio pierde sus propiedades semiconductoras a partir de 175-150ºC

Si

jUnión (oblea)

cEncapsulado

aAmbiente

P (W)

• Magnitudes térmicas:

- Resistencias térmicas, RTH en ºC/W

- Increm. de temperaturas, ΔT en ºC

- Potencia perdida, P en W

• Ley “de Ohm” térmica: ΔT=P·RTH RTHjc

RTHca• Magnitudes eléctricas:

- Resistencias eléctricas, R en Ω

- Difer. de tensiones, V en voltios

- Corriente, I en A

RTH RΔT VP I

Equivalente eléctrico

DIO

DO

S D

E P

OT

EN

CIA


Ambiente

Si

jUnión

cEncapsulado

aP (W)

RTHjcRTHca

RTH RΔT VP I

Equivalente eléctrico

P

RTHjc RTHca

Taj c

a

0º K

TCTJ

Por tanto: ΔT = P·ΣRTH Tj-Ta = P·(RTHjc + RTHca)

Y también: Tj-TC = P·RTHjc y Tc-Ta = P·RTHca

DIO

DO

S D

E P

OT

EN

CIA


• La resistencia térmica unión-cápsula es baja ( 0,5-5 ºC/W)

• La resistencia térmica cápsula-ambiente es alta ( 30-100 ºC/W)

• Para reducir la temperatura de la unión hay que disminuir la resistencia térmica entre la cápsula y el ambiente.

• Para ello se coloca un radiador en la cápsula.


Cápsula TO 3 TO 5 TO 66 TO 220 TOP 3

RTHca [ºC/W] 30 105 45 60 40

DIO

DO

S D

E P

OT

EN

CIA


j c

P

RTHjc

RTHcaTa

a

0º K

TCTJ

Por tanto: Tj-Ta = P·[RTHjc + (RTHcaRTHrad)/(RTHca+RTHrad)]

Y también: Tj-TC = P·RTHjc y Tc-Ta = P·(RTHcaRTHrad)/(RTHca+RTHrad)]

Ambiente

Si

jUnión

cEncapsulado

aP (W)

RTHjc RTHca

RTHrad

RTHrad

Dispositivos semiconductores de potencia. Interruptores.

El transistor MOSFET de potencia.

17 El transistor de efecto de campo de potencia.

17.1 Estructura de un MOSFET de potencia.

17.2 Características estáticas.

17.3 Características dinámicas.

17.3.1 Conmutación con carga resistiva.

17.3.2 Conmutación con carga inductiva.

17.4 Cálculo de pérdidas.

17.5 Circuitos de gobierno de puerta.

17.5.1 Circuitos sin aislamiento.

17.5.2 Circuitos con aislamiento.

17.5.3 Circuito de bomba de carga (bootstrap).

17.6 Encapsulado y datos de catálogo de fabricantes.

17.1 Estructura de un MOSFET de potencia.

• Un MOSFET de potencia se compone de muchas células de enriquecimiento conectadas en paralelo.

• La conducción se hace con portadores mayoritarios.

D D

S SG G

Canal N Canal P

n-

pn n

pn n

n

PuertaSurtidor

Drenador

Óxido

• Uso como interruptores controlados por tensión.

• Impedancia de entrada elevada: Capacidad.

• Los MOSFET de canal p tienen propiedades inferiores.

D

S

G

ID

VDS

VGS


• Cuando VGS es menor que el valor umbral, VGS,TH, el MOSFET está abierto (en corte). Un valor típico de VGS,TH es 3V. • VGS suele tener un límite de ±20V.

• Cuando VGS es mayor de 7V el dispositivo está cerrado. Suele proporcionarse entre 12 y 15 V para minimizar la caída de tensión VDS.

• Cuando conduce se comporta, estáticamente, como una resistencia: RON.

• En un MOSFET de potencia suele ser más limitante RON que el máximo de corriente.

• Conociendo RON las pérdidas se pueden calcular con el valor eficaz de la corriente al cuadrado.

VDS

ID VGS=15V

VGS=12V

VGS=7V

VGSVGS,TH

Corte

Cerrado

ID,MAX

VDS,MAX

Avalancha

PMAX

SOAR

D

S

G

ID

VDS

VGS

2DON IRP

Interruptor abierto: VDS>0

• Ambas uniones, pn y pn-, están inversamente polarizadas.

• La tensión drenador-surtidor cae en la unión p-n-.

• La región n- está ligeramente dopada para alcanzar el valor requerido de tensión soportada (rated voltage).

• Tensiones de ruptura grandes requieren zonas n poco dopadas de gran extensión

n-

pn n

pn n

n

VDS n-

Zona de deplexión

S

D

G


Interruptor cerrado: IDS>0

• Con suficiente VGS se forma un canal bajo la puerta que permite la conducción.

• RON es la suma de resistencias: contactos de surtidor y drenador, región n-, canal ...

• Cuando la tensión de ruptura aumenta, la región n- domina en el valor de RON .

• En una zona poco dopada no hay muchos portadores, por lo que RON se incrementa rápidamente si la tensión de ruptura se quiere hacer de varios centenares de voltios.

• Un MOSFET es el interruptor preferido para tensiones menores o iguales a 500V. Más allá es preferible, en general, un IGBT (o BJT).

• El MOSFET es capaz de conducir corrientes de pico bastante superiores a su valor medio máximo (rated current).

n-

pn

pn

n

canal

ID

VGSS

D

G


Diodo parásito de la unión pn-

• El diodo se polariza directamente cuando VDS es negativa.

• Es capaz de conducir la misma corriente que el MOSFET.

• La mayoría son diodos lentos. Esto provoca grandes picos de corriente de recuperación inversa que pueden destruir el dispositivo.

• Se producen diodos de rápida recuperación. El dispositivo se dimensiona para soportar la corriente de pico en la conmutación.

n-

pn

pn

n

VDS

S

D

G

El diodo se puede anular o substituir por otro externo


• Los tiempos de conmutación del MOSFET se deben principalmente a sus capacidades e inductancias parásitas, así como a la resistencia interna de la fuente de puerta.

CISS: CGS + CGD Capacidad de entrada Se mide con la salida en cortocircuito.CRSS: CGD Capacidad Miller o de transferencia inversa.COSS: CDS + CGD Capacidad de salida se mide con la entrada cortocircuitadaLD: Inductancia de drenadorLS: Inductancia de fuente.

Parámetros parásitos.

Las capacidades son moduladas. Ejemplo:

DSDSDS

DSDSV

C

V

VC

VV

CVC

*

)( 000

0

0

1

(CO y V0 son constantes que dependen del dispositivo).

17.3 Características dinámicas.

Grande, constante

Pequeño, no lineal

Intermedio, no lineal

17.3.1 Conmutación con carga resistiva pura.

VDS ID

tON

IDMAXVDD

ttD(on)

tR

VGG

VGS

Efecto Miller

90%

10%

10%

VDSID

tOFF

IDMAX VDD

ttD(off)

tF

VGG

VGS

Efecto Miller

90%

10%

10%

2.- Salida de conducción.

1.- Entrada en conducción.

1.- La corriente de la bobina es conducida por el diodo y el MOSFET alternativamente.

2.- Cuando conduce, por poco que sea, la tensión de un diodo es nula.

3.- Cuando el diodo deja de conducir se produce un pico de recuperación inversa que debe asumir el MOSFET.

4.- El MOSFET tiene más pérdidas, sobretodo en la entrada a conducción.

5.- El efecto Miller tiene lugar durante t2, que es cuando se carga la capacidad CGD.

Entrada en conducción

VDS IDtON

IMAX

VDD

t

t1t2

IRR

DIODO

17.3.2 Conmutación con carga inductiva.

ID

VD

I DMAX

V DD

SOAR

IMAX

MAX

V

PMAX

La energía disipada en entrada de conducción se calcula de forma similar.

Conmutación simplificada

VDS

iDIDMAX VDD

t

tF

F

FDMAXD t

ttIti

)(

FDDDS t

tVtV )(

Durante tF:

OFFt

DSDOFF dttVtiE0

)()(

6FDDDMAX

OFF

tVIE

17.4 Pérdidas en conmutación (carga resistiva).

Ejemplo. Evalúense las pérdidas en el MOSFET de RON=0,55 para el caso de que su tensión y corriente sean las de la figura. Hágase el cálculo cuando d=0,3 y con frecuencias de:

VDSiD5A150V

t

100ns 100ns 100nsdT(1-d)Ta) f =10kHz

b) f =150kHz

WdIRP DON 8250555021 ,,

JtVI

EE CDDDMAXNOFF

5126

101001505

6

9

0 ,

fEfEfEP ONOFFONS 2PTOTPS

1,08W

38,3W

0,25W

37,5W

f

10kHz

150kHz

nsT 100

17.4 Pérdidas en conmutación (carga resistiva).

Entrada en conducción

VDS IDtON

IMAX

VDD

t

t1 t2

IRR

OFFt

DSDON dttVtiE0

)()(

32

2

1

ttVI

tVIE

ONDDRRONDDMAX

ON

Durante t1:Durante t1:

1

)(t

tIIti RRMAXD

DDDS VtV )(

Durante t2:Durante t2:

2

2

t

ttVtV DDDS

)(

2

2)(t

ttIIti RRMAXD

17.4 Pérdidas en conmutación (carga inductiva).

Salida de conducción

OFFt

DSDOFF dttVtiE0

)()(

2OFFDDMAX

OFF

tVIE

VDS iDtOFF

IMAXVDD

t

t1 t2

2

2)(t

ttIti MAXD

1t

tVtV DDDS )(

En t1:

En t2:

I

ID

VD

I DMAX

V DD SOAR

MAX

MAX

V

PMAX

Recuperación inversa

Sobretensión

17.4 Pérdidas en conmutación (carga inductiva).

17.5 Circuitos de gobierno de puerta (drivers)

IC

ID

1.- Circuito para disminuir el efecto Miller.

2.- Los transistores de puerta son de señal y por tanto más rápidos.

3.- La resistencia de puerta, r, es muy pequeña (<10Ω) y se coloca para proteger la puerta de posibles picos de tensión.

4.- Las capacidades se cargan linealmente, con corriente constante.

5.- La etapa de transistores actúa como un inversor con capacidad de dar cierta corriente.

6.- La potencia que maneja el circuito de gobierno es muy pequeña.

Sin aislamiento.

1.- Siempre hay un solo interruptor cerrado generándose una onda cuadrada sobre R.

2.- Cuando cierra el interruptor de abajo, en G y en S debe haber 0V.

3.- Cuando es el MOSFET quien se cierra, en su surtidor hay 500V.

4.- En ese momento, para mantener el MOSFET cerrado, en puerta debe haber 515V.

5.- En general, en equipos de potencia todas las fuentes de tensión deben estar referidas a masa, pues provienen de VG.

6.- Se necesita una tensión superior a la propia VG.

7.- En la resolución de este problema, los circuitos de bomba de carga se han impuesto a los transformadores de impulsos.

Necesidad de aislamiento. Etapa típica de fuente de alimentación


1.- Cuando se cierra el interruptor inferior el condensador se carga a 15V en un solo ciclo.

2.- Cuando en S hay 500V el diodo impide que CBOOT se descargue.

3.- El diodo debe ser capaz de bloquear toda la tensión del circuito.

4.- Con dos transistores auxiliares se aplica la tensión de CBOOT a la puerta del MOSFET de potencia.

5.- CBOOT debe tener una capacidad muy superior a la de puerta para que apenas se descargue.

BOOTSTRAP

1251

,CC

GBOOT V

QC

QG Carga de puerta.VCC 15V1,5V para los transistores auxiliares.12V mínimo en puerta.


IRF510 100V 5,6A 0,54 5nC

IRF540N 100V 27A 0,052 71nC

APT10M25BVR 100V 75A 0,025 150nC

IRF740 400V 10A 0,55 35nC

APT4012BVR 400V 37A 0,12 195nC

APT5017BVR 500V 30A 0,17 200nC

SMM70N06 60V 70A 0,018 120nC

MTW10N100E 1000V 10A 1,3 100nC

Referencia VDS,MAX ID,MAX RON

QG (típica)

Características de diferentes MOSFET de potencia.

47ns

74ns

50ns

40ns

67ns

66ns

120ns

290ns

tc (típico)

17.6. Encapsulados y datos de catálogo de fabricantes.

Semitrans 2Semitrans 1

TO247TO220 TO3

Semitop 2

IRF540

SKM180A


Dispositivos semiconductores de potencia. Interruptores

El Transistor bipolar de puerta aislada

18. El transistor bipolar de puerta aislada (IGBT)

18.1 Estructura interna y circuito equivalente

18.2 Características estáticas

18.3 Características dinámicas

18.4 Encapsuldos y datos de los fabricantes

18.1 El transistor bipolar de puerta aislada (IGBT)

n-

pn n

pn n

n+

PuertaEmisor

Colector

Óxido

p+

• Estructura de MOSFET más una capa p+ de colector.

• Los NPT-IGBT no tienen la capa n+.

PT-IGBT (Punch-Through IGBT)

IGBT de canal n

Símbolo y circuito equivalente sencillo

• En estado de conducción es cualitativamente similar a un bipolar controlado en tensión.

• Son preferibles tensiones de puerta altas.

(En el IGBT de canal p cambia el sentido de corrientes y tensiones).

IGBT de canal n

VGS1

VGS2

VGS3

VGS4

BVDSSVDS

VRM

ID

Características de salida Características de transferencia

VGS(th)

VGS

ID

•VGS4 > VGS3 > ... > VGS1

• La tensión de bloqueo inversa depende de la unión p+n+. Si la zona n+ se quita VRM aumenta.

• La característica por puerta es equivalente a la de un MOSFET.


Puerta • Con VGS < VGS(th), no hay canal y el interruptor está abierto.

• La tensión VCE cae en la unión pn-.

• La zona p está más inténsamente dopada.

• VCE,MAX es igual que la tensión de bloqueo.

NPT-IGBT (Non Punch-Through IGBT)

n-

pn n

pn n

Emisor

Colector

Óxido

p+

IGBT de canal n

•Apenas soporta tensión inversa, sólo unas decenas de voltios.

NPT-IGBT (Punch-Through IGBT)


Bloqueo

Conducción• Con VGS>VGSth se forma canal.

• VCE de saturación cae en la unión p+n-.

• La mayor parte de la corriente final va por el MOSFET.

Puerta

n-

p

Emisor

Colector

Óxido

p+

n n- -

+ + + + + + + +

MOSFET

VDS=VBE+Vdrift +Rcanal·ID

VBE= 0,7 1 V.

Vdrift menor que en el MOSFET por modulación de la conductividad.

R·ID comparable con el MOSFET.


Características dinámicas. Conmutación con carga inductiva.

VGS

10%

90%

tdon

90%

tr

90%

tdoff

10%

tf

Cola de apagado

Sobretensión

Recup. inversa

VCE

iC


dt

idLV CSTRAYCE

Energía de entrada en conducción EON:

Energía de salida de conducción EOFF:

Aparece el fenómeno de cola de apagado.La inductancia parásita provoca sobretensión.

Debe manejarse la recuperación inversa del diodo.La conmutación dura más que tOFF.

La fórmula de las pérdidas es similar a la de un transistor bipolar

Características dinámicas. Conmutación con carga inductiva.


52050

1921Eon

Eoff

Más rápidos que un bipolar.

Menos pérdidas que un MOSFET.

V > 500V

I grande

Características dinámicas.

Conmutación con carga inductiva.


Pérdidas en el diodo

refC

CrefCE

CEONON I

I

V

VEE

***

refC

CrefCE

CEOFFOFF I

I

V

VEE

***

CONDSATCECCOND tVIE *

fEEEPPPP CONDOFFONCONDOFFONTOT ***

Pérdidas totales en un IGBT


18.4 Encapsulados y datos de catálogo de fabricantes

Conclusiones

Conclusiones

1.- El transistor bipolar es un dispositivo en que la conducción se hace mediante portadores minoritarios. Esto se traduce en baja velocidad de conmutación: apenas unos pocos kHz.

2.- Al ser lento apenas se usa actualmente en aplicaciones de potencia. Para tensiones inferiores a 500 V ha sido substituido por el MOSFET y para tensiones superiores por el IGBT.

3.- El MOSFET es un dispositivo en que la conducción se hace mediante portadores mayoritarios. Macroscópicamente esto se traduce en alta velocidad de conmutación.

4.- Por tanto puede conmutar a decenas y centenares de kHz.

5.- La resistencia de conducción directa está directamente relacionada con la tensión de bloqueo.

Conclusiones

9.- El MOSFET es el interruptor que actualmente presenta mejores características para tensiones inferiores a 500V.

10.- Existen dispositivos de 1000V, pero sólo son útiles para bajas potencias o altas velocidades de conmutación.

11.- A la hora de seleccionar un MOSFET su parámetro más importante es RON.

12.- El IGBT es un interruptor con características de control parecidas al MOSFET y características de salida similares al transistor bipolar.

13.- El MOSFET es el interruptor que actualmente presenta mejores características para tensiones inferiores a 500V.

14.- Típicamente, el IGBT puede soportar miles de voltios y conducir centenares de amperios, conmutando a una frecuencia de decenas de kHz

Circuitos Integrados LinealesEl amplificador Operacional

Amplificador Operacional Amplificador de tensión Ideal

Ue(t)

ie(t)

Us(t)

Zs

ZCargaAVOue(t)+

is(t)

ZeUg(t)

Zg Amplificador Ideal:

Ze = ∞ Zs = 0

AVO = - ∞

Tema III Circuitos Integrados LinealesEl amplificador Operacional

Amplificador Diferencial

RC RC

+VCC

-VCC

Ue1 Ue2

Uc1 Uc2

Us

IO

1C2CS UUU

2b2C22C iRU 1b1C11C iRU

)ii(RiRiRU 1b2bC1b1C12b2C2S

No inversora

Inversora


Características del amplificador Operacional

Símbolo

U1

U2US

+ UCC

- UCC

Ud

UUUd

ccddS UAUAU

2

UUU 21

C

Ad

0Ac

Ac

Ad

Tensión diferencial

Tensión de salida

Tensión en modo común

Razón de rechazo en modo común

Amplificador Operacional ideal

U

U Tensión en entrada inversora

Tensión en entrada no inversora


Características del amplificador Operacional

+ UCC

UdUg

ig

Ad=120 dB

Polo

100Hz 1MHz

AV

Log f

ZS

Impedancia de entrada “M”

g

ge i

UZ

Diagrama de Bode

Impedancia de salida baja “75”


Aplicaciones del amplificadores operacionales

Aplicaciones Lineales:

Amplificador operacional realimentado negativamenteUd = U+ - U- = 0. (si no está saturado)Us = entre +Ucc y –Ucc (si no está saturado)

Aplicaciones no Lineales:

Amplificador operacional realimentado positivamente, o sin realimentar.No linealidad de los componentes utilizadosUd = U+ - U-.≠ 0Us = +Ucc o´ Us = -Ucc (Saturación positiva o negativa)


Aplicaciones del amplificadores operacionales


+ Vcc

- Vcc

R1

R2

Ue

Us

ie

is

i = 0

i = 0

2RisUs 1R

Ueie ieis UU

i = 0

i = 0

+ Vcc

+ Vcc

Alimentación Simétrica

Amplificador Inversor

Ue=F(Us)

1

2

R

RUeUs

ie

UeZe



+ Vcc

- Vcc

R1

R2

Ue

Us

ie

is

i = 0

i = 0

Amplificador no Inversor Seguidor de emisor

UU

UeRisUs 2

1R

Ueie

1

2

R

R1UeUs

Us=F(Ue) Us=F(Ue) UeUs

Ze

Ze

+ Vcc

- Vcc

Ue

Us



+ Vcc

- Vcc

R1

R3

Ue2

Us

ie1

is

i = 0

i = 0

ie2R2

Ue1

21 ieieie

2R

3R2Ue

1R

3R1UeUs

)Ue(fUS

Sumador Inversor

+ Vcc

- Vcc

R1

R2

Ue2Us

ie1

is

i = 0

i = 0

ie2

R2Ue1

R1

Amplificador diferencial

1R

2R1U2UUs

)Ue(fUs



+ Vcc

- Vcc

R1

C

Ue

Us

ie

is

i = 0

i = 0

+ Vcc

- Vcc

C

R

Ue

Us

ie

is

i = 0

i = 0

Integrador Diferenciador

)t(Uc)t(Us

t

dt)t(icC

1Uc

)t(ie)t(ic

R

)t(Ue)t(ie

t

dt)t(UeRC

1)s(U

Ris)t(Us )t(ie)t(is dt

dUcC)t(ie

)t(Ue)t(Uc dt

)t(dUeRC)t(Us

Integrador real



AV(dB)

logf

-20dB/dec

1/RC

Zona de Funcinamiento como integrador

Punto defuncionamiento

f 10f

+ Vcc

- Vcc

R1

C

Ue

Us

ie

is

i = 0

i = 0

R

RC se diseña de forma que funcione 10f siendo f la frecuencia de corte o polo 1/RC

+ Vcc

- Vcc Us

R

ie

Ue

+ Vcc

- Vcc

C

R

ie

Us

ie

is

i = 0

i = 0



Conversor corriente – tensiónInversor

Conversor corriente – tensiónNo inversor

R)t(is)t(Us

R)t(ie)t(Us

)t(ie)t(is )t(Ue)t(Us R)t(ie)t(Us



R1

R1

R2

R2

+VCC

-VCC

RL

IL

V1

V2

Conversor tensión - corriente

La corriente de salida no depende de RL

1

21L R

VVI

R1 y R2 se eligen de forma que el amplificadoroperacional no se sature en las condiciones más desfavorables de funcionamiento. (máx. corriente de salida)



+ Vcc

- Vcc

R1

RL

Ue

iL

i = 0

i = 0

Conversor tensión – corrientecarga flotante

La corriente de salida no depende de RL

1RUe

IL

+ Vcc

- Vcc

R1

RL

Ue

ie

iL

i = 0

i = 0


Aplicaciones No Lineales:

UsUe

+ UCC

- UCC

Comparador

UU

UU

Us = Usat+

Us = Usat-

Vsat+

Us, Ue

t

Vsat-

Us

Ue

Usat+

Usat-



Comparador

Vsat+

Us, Ue

t

Vsat-

Vref

UsUe

+ UCC

- UCC

Us

Ue

Usat+

Usat-

Vref

UZ

Us, Ue

tUd

Vref



Comparador

UsUe- UCC

R

UZ



Comparador problemas de ruido

Vsat+

Us, Ue

Vsat-

Ruido

tUsUe

+ UCC

- UCC



Comparador con histéresis

UUUe satS UU

2R1R

1RUU sat

UUUe

2R1R

1RUU sat

satS UU

Us

Ue

+ UCC

- UCCR1

R2

Tensión de comparación

Tensión de comparación

Vsat+

Us, Ue

Vsat-

Ruido

t

2R1R

1RUU sat

2R1R

1RUU sat







Vsat+

Us

Vsat-

Ruido

t

Ue

t

US

Ue

Vsat-

Vsat+

Formas de onda Función de Transferencia

2R1R

1RUU sat

2R1R

1RUU sat

2R1R

1RUU sat

2R1R

1RUU sat



Rectificadores de Precisión

UsUe- UCC

+ UCC

D

UsUe- UCC

+ UCC

D

+-

t

Us

UsUe- UCC

+ UCC

D

Ue

+-

Ue

t

Us

Ue - UCC

+ UCC

Us

R2

R1




Ue - UCC

+ UCC

Us

R2

R1

Rectificadores de Precisión media onda negativo

Rectificadores de Precisión media onda positivo




Ue - UCC

+ UCC

Us

R2

R1

+-

Ue

t

Us

Ue - UCC

+ UCC

Us

R2

R1

+-

Ue

t

Us

1

2eS R

RUU

0Ue

0Ue

0US




t

Us

Ue - UCC

+ UCC

Us

R1

R2

Ue - UCC

+ UCC

Us

R1

R2

+-

Ue

+-

Ue

t

Us

0Ue

0Ue

1

2eS R

RUU

0US



Rectificadores de PrecisiónRectificadores de Precisión de doble onda

Ue - UCC

+ UCC

Us1

R

R

R

R/2

R

+ UCC

- UCCUs

t

Us1

+-

Ue Us

t

0Ue

ee1S UR

RUU

e1SeS U2R

RU

R

RUU

0Ue

0U 1S

eS UU



Multivibrador Astable

C

R

R1

R2US

+UCC

-UCC

UC

U+

US , UC

Usat+

Usat-

t

UC

1

2

RR2

1RCLn2

1f



Multivibrador Monoestable

Tm(tiempo de

monoestabilización)

Ue

Uc

US

2R

1R1RCLnTm

t

t

t

C

R

R1

R2US

+UCC

-UCC

D

D1

R3

C1

Ue

Uc

Tema III Circuitos Integrados LinealesEl circuito integrado 555

QS

RQ

Etapade

Salida

1

2

5

6

7

8

4

3

555

Masa

Disparo

Control

Umbral

Descarga

Alimentación

Reset

Salida

+Vcc

+UREF

Tema III Circuitos Integrados LinealesEl circuito integrado 555

OPTOELECTRONICA

LEDSLEDS DE ILUMINACIONLEDS DE ANALITICALEDS DE INYECCION O LASER

OPTOACOPLADORESANALOGOS Y DE ALTA VELOCIDADDISPOSITIVOS OPTICOS DE SUICHEO

LOCOMOCION DE ULTIMA GENERACION

MOTOR HUB

Transístor bipolar

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Transcript of Transístor bipolar