Universidade do Minho Escola de Engenharia Departamento de...

Universidade do Minho Escola de Engenharia

Departamento de Eletrónica Industrial

Rui Avelino Oliveira Barros

Interface entre Painéis Solares

Fotovoltaicos e uma Carga

Monofásica

Dissertação de Mestrado do

Curso de Engenharia Eletrónica

Industrial e Computadores

Novembro de 2012

Universidade do Minho Escola de Engenharia Departamento de Eletrónica Industrial

Rui Avelino Oliveira Barros

Interface entre Painéis Solares

Fotovoltaicos e uma Carga

Monofásica

Dissertação submetida à Universidade do Minho para a obtenção do grau de Mestre em Engenharia Eletrónica industrial e de Computadores Dissertação realizada sob orientação do

Professor Doutor Manuel João Sepúlveda Mesquita de Freitas

Professor do Departamento de Eletrónica

Industrial de Universidade do Minho

Novembro de 2012

iii

Agradecimentos

Agradeço ao Professor Doutor Manuel João Sepúlveda Mesquita de Freitas, pela

orientação, conselhos, apoio e disponibilidade demonstrada ao longo do

desenvolvimento deste trabalho de dissertação.

Aos meus colegas de laboratório, pela amizade, pelo apoio, pela companhia e

interesse no desenvolvimento deste trabalho de dissertação.

A todos os meus amigos, sem querer destacar alguém em especial visto todos

eles terem sido importantes, pela ajuda que apresentaram em diversos momentos do

desenvolvimento da dissertação, de uma forma explícita ou implícita, assim como pelo

apoio e incentivo prestado ao longo da execução da dissertação.

Aos técnicos do Departamento de Eletrónica pela sua disponibilidade, incentivo,

simpatia e ajuda.

Às empresas Microchip e Vishay pelo envio de amostras gratuitas, assim como

ao Laboratório de Eletrónica de Potência pela cedência do programador,

imprescindíveis para a implementação do trabalho.

À minha irmã, Susana Silva, à minha mãe Júlia Silva e ao meu pai José Silva,

assim como à minha “Avó” Maria Fernanda Freitas, por todo o apoio e paciência

demonstrada, mesmo nos momentos mais difíceis, na realização deste projeto de

dissertação, assim como agradeço tudo aquilo que me proporcionaram ao longo da

minha vida, tal como o esforço feito em determinados momentos, para que fosse

possível frequentar um curso superior. Pelo amor, pelo carinho e ajuda, um muito

sincero obrigado.

v

Resumo

A produção de energia elétrica através da queima de combustíveis fósseis,

contribui para a emissão de CO2 para a atmosfera. As atuais preocupações ambientais e

económicas levam à procura de alternativas, tais como as energias renováveis, de forma

a obter-se um mercado de energia sustentável, reduzindo a dependência energética face

ao exterior. Esta dissertação tem como objetivo a promoção das potencialidades que a

energia solar fotovoltaica possui, principalmente em Portugal pela sua elevada

exposição solar, assim como o estudo e implementação de um sistema solar fotovoltaico

para alimentar uma carga monofásica.

O sistema foi dimensionado para alimentar uma carga monofásica com 230V e

50Hz, e para tal, visto a impossibilidade de ligação dos painéis solares fotovoltaicos

diretamente à carga, foram desenvolvidos os respetivos circuitos de interface.

Desenvolveu-se então um conversor elevador de tensão DC-DC (Corrente

Contínua-Corrente Contínua) denominado Boost, que em conjunto com o seu sistema de

controlo, fosse capaz de extrair a potência máxima gerada pelo painel. Para isso, foi

implementado o algoritmo de controlo MPPT (Maximum Power Point Tracking) de

perturbação e observação. Após o conversor DC-DC, foi desenvolvido o conversor

DC-AC (Corrente Contínua – Corrente Alternada), ou seja, um inversor monofásico em

ponte completa e o seu respetivo sistema de controlo com recurso à técnica de PWM

(Pulse Width Modulation) Unipolar, para conversão da tensão contínua em tensão

alternada com 230V de valor eficaz e 50Hz de frequência. Ambos os sistemas de

controlo foram efetuados com recurso ao microcontrolador PIC18F4431 da Microship,

programado com linguagem C.

Para a realização desta dissertação, foi feito um estudo teórico para possibilitar o

dimensionamento e implementação de todos os circuitos de interface entre os painéis

solares fotovoltaicos e uma carga monofásica, apresentando-se os resultados de

simulação e experimentais feitos a esses circuitos.

Palavras-Chave: Energia Solar Fotovoltaica, Painel Solar Fotovoltaico, Conversor

DC-DC, Conversor Boost, Conversor DC-AC, Inversor Monofásico, MPPT (Maximum

Power Point Tracking), PIC18F4431.

vii

Abstract

The production of electricity through the burning of fossil fuels contributes to

the emission of CO2 into the atmosphere. The current economic and environmental

concerns lead to the search for alternatives, such as renewable energy, in order to obtain

a sustainable energy market, reducing energy dependence abroad. This dissertation aims

to promote the potential that solar photovoltaic possess, especially in Portugal for its

high sun exposure, as well as the study and implementation of a solar photovoltaic to

provide energy to a single-phase load.

The system was designed to provide energy to a single-phase load with 230V

and 50Hz, and for that, as it is impossible connecting photovoltaic solar panels directly

to the load, were developed the respective interface circuits. Then, it was developed a

DC-DC (Direct Current – Direct Current) voltage converter, called Boost, which

together with his own system control, was able to extract the maximum power

generated by the panel. For this, was implemented the MPPT (Maximum Power Point

Tracking) control algorithm perturbation & observation. After the DC-DC converter,

was developed the DC-AC (Direct Currente – Alternating Current) converter, i.e. a

single-phase full-bridge inverter and its respective control system using the PWM

technique (Pulse Width Modulation) with Unipolar Voltage Switching to convert the

continuous current into alternating current with 230V and 50Hz. Both control systems

were performed using the Microchip PIC18F4431 microcontroller, programmed with C

language.

For the realization of this dissertation, a theoretical study was done to enable the

design and implementation of all the interface circuits between the photovoltaic solar

panels and grid, presenting simulation and experimental results of these circuits.

Keywords: Solar Photovoltaic Energy, Solar Photovoltaic Panel, DC-DC Converter,

Boost Converter, DC-AC Converter, Single-Phase Inverter, MPPT (Maximum Power

Point Tracking), PIC18F4431.

ix

Índice

Agradecimentos ............................................................................................................. iii

Resumo ............................................................................................................................. v

Abstract ......................................................................................................................... vii

Índice de Figuras ............................................................................................................xi

Lista de Símbolos e Siglas .......................................................................................... xvii

Capítulo 1 Introdução ........................................................................................... 1

1.1 Identificação do Problema ............................................................................................. 1

1.2 Motivação do Trabalho .................................................................................................. 6

1.3 Objetivos do Trabalho ................................................................................................... 7

1.4 Estrutura da Dissertação ................................................................................................ 7

Capítulo 2 Sistema Solar Fotovoltaico ................................................................ 9

2.1 Tecnologia Solar Fotovoltaica ....................................................................................... 9

2.1.1 O Sol ...................................................................................................................... 9

2.1.2 Efeito Fotovoltaico e Células Solares Fotovoltaicas ........................................... 11

2.1.3 Painéis Solares Fotovoltaicos .............................................................................. 21

2.1.4 Tipos e Aplicações de Sistemas Solares Fotovoltaicos ....................................... 24

2.1.5 Vantagens e Desvantagens dos Sistemas Solares Fotovoltaicos ......................... 28

2.2 Interface entre o Painel Solar Fotovoltaico e uma Carga Monofásica ......................... 29

2.2.1 Conversor de Tensão DC/DC .............................................................................. 30

2.2.2 Maximum Power Point Tracking (MPPT) .......................................................... 43

2.2.3 Inversor................................................................................................................ 50

2.2.4 Topologias de ligação entre painéis solares fotovoltaicos e a rede elétrica ........ 57

2.3 Conclusões ................................................................................................................... 59

Capítulo 3 Dimensionamento e Simulações Computacionais ......................... 61

3.1 Painel Solar Fotovoltaico ............................................................................................. 61

3.2 Conversor Boost ........................................................................................................... 63

3.3 Maximum Power Point Tracking (MPPT) ................................................................... 68

3.4 Inversor Monofásico em Ponte Completa.................................................................... 71

3.5 Conclusões ................................................................................................................... 77

Capítulo 4 Implementação e Resultados ........................................................... 79

x

4.1 Sistema de Controlo ..................................................................................................... 80

4.1.1 Microcontrolador ................................................................................................. 81

4.1.2 Acopladores Óticos ............................................................................................. 83

4.1.3 Unidade de Medida ............................................................................................. 86

4.2 Conversor Boost ........................................................................................................... 89

4.3 Inversor Monofásico em Ponte Completa.................................................................... 97

4.4 Controlo do Conversor Boost com MPPT ................................................................. 104

4.5 Controlo do Inversor .................................................................................................. 105

Capítulo 5 Conclusões e Sugestões de Trabalho Futuro ............................... 109

5.1 Conclusões ................................................................................................................. 109

5.2 Propostas de Trabalho Futuro .................................................................................... 112

xi

Índice de Figuras

Figura 1.1 – Taxa da dependência energética de Portugal [4] ...................................................... 3

Figura 1.2 – Mapa da radiação solar na Europa [6] ...................................................................... 4

Figura 1.3 – (a) Mapa do número médio anual de horas de exposição solar em Portugal (b)

Mapa da energia solar incidente por metro quadrado em Portugal [7] ......................................... 5

Figura 1.4 – Potência de energia solar fotovoltaica instalada em Portugal entre 2000 e 2010 [8] 5

Figura 2.1 – Interações da energia solar com a atmosfera e superfície terrestre ......................... 10

Figura 2.2 - Ligações dos átomos de silício com os átomos de boro e fósforo [15] ................... 12

Figura 2.3 – Camadas interiores de uma célula solar fotovoltaica [11] ...................................... 12

Figura 2.4 – Corte transversal de uma célula solar fotovoltaica [12] .......................................... 13

Figura 2.5 – Tipo de células solares fotovoltaicas (a) Célula de silício monocristalino [13] (b)

Célula de silício policristalino [13] (c) Célula de silício amorfo[17] .......................................... 15

Figura 2.6 – Produção de células solares por tecnologia em 2010 [18] ...................................... 15

Figura 2.7 – Circuito elétrico equivalente completo de uma célula solar fotovoltaica ............... 16

Figura 2.8 – Circuito elétrico equivalente simplificado de uma célula solar fotovoltaica .......... 17

Figura 2.9 – Curvas características da célula solar fotovoltaica [11] .......................................... 18

Figura 2.10 Efeito da temperatura nas curvas características da célula solar fotovoltaica (a)

Curvas I-V em função da temperatura (b) Curvas P-V em função da temperatura..................... 20

Figura 2.11 Efeito da radiação solar nas curvas características da célula solar fotovoltaica (a)

Curvas I-V em função da radiação solar (b) Curvas P-V em função da radiação solar .............. 20

Figura 2.12 – Constituição de um painel solar fotovoltaico [21] ................................................ 22

Figura 2.13 – Curvas características de um painel solar fotovoltaico ......................................... 24

Figura 2.14 – Diagrama de sistemas solares fotovoltaicos isolados ........................................... 26

Figura 2.15 – Diagrama de sistemas solares fotovoltaicos ligados à rede elétrica ...................... 27

Figura 2.16 – Diagrama de sistemas solares fotovoltaicos híbridos ........................................... 27

Figura 2.17 – Conversor DC-DC (a) Conversor Boost (b) Conversor Buck (c) Conversor

Buck/Boost (d) Conversor Full-Bridge [22] ................................................................................ 31

Figura 2.18 – Conversor Boost .................................................................................................... 31

xii

Figura 2.19 – Formas de onda da tensão e corrente na bobina do conversor Boost no modo de

condução contínua (a) Circuito equivalente do conversor Boost no estado (b) ) Circuito

equivalente do conversor Boost no estado [22] ................................................................. 34

Figura 2.20 – Formas de onda da tensão e corrente na bobina do conversor Boost no limite da

condução contínua [22] ............................................................................................................... 34

Figura 2.21 – Formas de onda de e com constante [22] ........................................ 35

Figura 2.22 - Forma de onda da tensão e corrente na bobina no modo de condução descontínuo

[22] .............................................................................................................................................. 37

Figura 2.23 – Curva característica do conversor Boost com constante [22] ......................... 39

Figura 2.24 – Efeito dos elementos parasitas na conversão de tensão no conversor Boost [22] . 39

Figura 2.25 – Ripple na tensão de saída do conversor Boost [22] ............................................... 40

Figura 2.26 – Modulação por largura de impulso (a) Diagrama de blocos do controlo PWM (b)

Comparação dos sinais com [22] ....................................................................... 41

Figura 2.27 – Circuito elétrico do conversor Boost com controlo por PWM [22] ...................... 42

Figura 2.28 – Curva característica I-V de um painel solar fotovoltaico ..................................... 43

Figura 2.29 – Diagrama de blocos de um sistema MPPT ........................................................... 44

Figura 2.30 – Curva I-V do painel solar fotovoltaico [26] .......................................................... 45

Tabela 2.2.1– Comportamento da potência em função da perturbação [24] ............................... 46

Figura 2.31 – Fluxograma do método da Perturbação & Observação ........................................ 47

Figura 2.32 – Curva P-V do painel solar fotovoltaico [26] ......................................................... 48

Figura 2.33 – Fluxograma do método da condução incremental [25] ......................................... 50

Figura 2.34 – (a) Inversor monofásico em meia ponte (b) Inversor monofásico em meia ponte

com T+ em condução (c) Inversor monofásico em meia ponte com T- em condução[27] ......... 52

Figura 2.35 – (a) Inversor monofásico em ponte completa (b) Inversor monofásico em ponte

completa com e em condução (c) Inversor monofásico em ponte completa com

e em condução[27] .................................................................................................. 53

Figura 2.36 – Modulação por largura de impulso [22] ................................................................ 54

Figura 2.37 – Modulação PWM com tensão de comutação bipolar [22] .................................... 55

Figura 2.38 – Modulação PWM com tensão de comutação unipolar [22] .................................. 57

Figura 2.39 – Topologias de ligação entre painéis solares fotovoltaicos e a rede elétrica (a)

Inversor Central (b) Inversor String (c) Inversor Multi-String (d) Painel AC ............................ 59

xiii

Figura 3.1 – Modelo físico de um painel solar fotovoltaico disponibilizado pelo software de

simulação PSIM .......................................................................................................................... 62

Figura 3.2 – Parâmetros e curvas características do painel solar fotovoltaico MSX-60 da Solarex

..................................................................................................................................................... 62

Figura 3.3 - Parâmetros e curvas características do conjunto de 18 painéis solares fotovoltaicos

MSX-60 da Solarex conectados em série .................................................................................... 63

Figura 3.4 – Conversor Boost implementado no PSIM ............................................................... 65

Figura 3.5 – Tensão de entrada ( ) e tensão de saída ( ) do conversor Boost.............. 66

Figura 3.6 – Ripple na tensão de saída ( ) do conversor Boost .......................................... 66

Figura 3.7 – Corrente na saída ( ) do conversor Boost ......................................................... 66

Figura 3.8 – Corrente na bobina .................................................................................................. 67

Figura 3.9 – (a) Tensão drain-source ( ) no MOSFET (b) Corrente de drain ( ) do

MOSFET ..................................................................................................................................... 67

Figura 3.10 – (a) Comparação entre a onda triangular ( ) e a tensão de controlo ( )

(b) Sinal PWM gerado pela comparação da onda triangular ( ) e da tensão de controlo

( ) ................................................................................................................................. 68

Figura 3.11 - Conversor Boost implementado no PSIM com MPPT .......................................... 69

Figura 3.12 – Valor da radiação solar incidente no conjunto de 18 painéis solares fotovoltaicos

..................................................................................................................................................... 70

Figura 3.13 – Formas de onda da máxima potência gerada pelos painéis ( ), da potência

de entrada ( ) do conversor Boost e da potência de saída ( ) do conversor Boost ........ 70

Figura 3.14 – Tensão de controlo gerada pelo MPPT ................................................................. 70

Figura 3.15 – Inversor Monofásico em Ponte Completa implementado no PSIM ..................... 71

Figura 3.16 – Controlo do Inversor por PWM Unipolar ............................................................. 72

Figura 3.17 – Sinais de controlo dos MOSFETS do inversor ..................................................... 73

Figura 3.18 – Formas de onda da tensão ( ) e da corrente ( ) na saída do inversor sem

filtro LC ....................................................................................................................................... 74

Figura 3.19 – Zoom da forma de onda da tensão ( ) na saída do inversor sem filtro LC .. 74

Figura 3.20 – Formas de onda da tensão ( ) e da corrente ( ) na saída do inversor

com filtro LC ............................................................................................................................... 75

Figura 3.21 – Tensão drain-source ( ) dos MOSFETS do inversor ...................................... 76

xiv

Figura 3.22 – Corrente de drain ( ) nos MOSFETS do inversor.............................................. 76

Figura 4.1 – Bancada de trabalho ................................................................................................ 79

Figura 4.2 – Diagrama de blocos de todo o sistema implementado ............................................ 80

Figura 4.3 – Conjunto do retificador e VARIAC (para simular o painel solar fotovoltaico) ...... 80

Figura 4.4 – Microcontrolador PIC 18F4431 da Microship ........................................................ 81

Figura 4.5 – Diagrama de pinos do microcontrolador PIC 18F4431 [30] ................................... 82

Figura 4.6 – Programador MPLAB ICD 2 .................................................................................. 82

Figura 4.7 – Esquema elétrico do microcontrolador PIC 18F4431 ............................................. 83

Figura 4.8 – Esquema elétrico interno do Acoplador Ótico VO3120 da Vishay[31] .................. 84

Figura 4.9 – Esquema elétrico do circuito do Acoplador Ótico VO3120 da Vishay[31] ............ 84

Figura 4.10 – (a) Sinal PWM para controlo do MOSFET do conversor Boost na entrada do

Acoplador Ótico (b) Sinal PWM para controlo do MOSFET do conversor Boost na saída do

Acoplador Ótico .......................................................................................................................... 85

Figura 4.11 – (a) Sinais de PWM complementares para controlo dos MOSFETS num dos braços

do inversor na entrada do Acoplador Ótico (b) Sinais de PWM complementares para controlo

dos MOSFETS num dos braços do inversor na saída do Acoplador Ótico ................................. 85

Figura 4.12 – Placa com o sistema de controlo implementado ................................................... 86

Figura 4.13 – Transdutor de tensão de efeito de hall LV 25-P da LEM [32] .............................. 87

Figura 4.14 – Esquema elétrico do transdutor de tensão [32] ..................................................... 87

Figura 4.15 – Transdutor de corrente de efeito de hall LA 55-P da LEM[33] ............................ 88

Figura 4.16 – Esquema elétrico do transdutor de corrente [33] .................................................. 89

Figura 4.17 – Esquema da associação de condensadores do conversor Boost ............................ 90

Figura 4.18 – Esquema da associação de bobinas do conversor Boost ....................................... 91

Figura 4.19 – Circuito Turn-Off Snubber .................................................................................... 92

Figura 4.20 – Esquema elétrico do conversor Boost implementado ........................................... 93

Figura 4.21 – Circuito do conversor Boost implementado .......................................................... 94

Figura 4.22 – Formas de onda da tensão de entrada e da tensão de saída do conversor Boost ... 95

Figura 4.23 – Forma de onda da corrente na bobina do conversor Boost ................................... 96

Figura 4.24 – Forma de onda da tensão drain-source no MOSFET do conversor Boost com

circuito snubber ........................................................................................................................... 96

xv

Figura 4.25 – Esquema elétrico do inversor monofásico em ponte completa implementado sem

filtro LC ....................................................................................................................................... 98

Figura 4.26 – Circuito do inversor monofásico em ponte completa implementado.................... 99

Figura 4.27 – Forma de onda de dois semi-ciclos positivos da tensão na saída do inversor sem

filtro LC ..................................................................................................................................... 100

Figura 4.28 - Esquema elétrico do inversor monofásico em ponte completa implementado com

filtro LC ..................................................................................................................................... 101

Figura 4.29 – Associação de condensadores e bobina usados no filtro LC .............................. 101

Figura 4.30 – Forma de onda dos semi-ciclos positivos da tensão na saída do inversor com filtro

LC .............................................................................................................................................. 102

Figura 4.31 – Forma de onda da corrente na saída do inversor com filtro LC .......................... 103

Figura 4.32 – Forma de onda da tensão na saída do inversor com filtro LC ............................. 103

Figura 4.33 – Curva da corrente vs tensão do painel solar fotovoltaico (curva de cor preta) e da

fonte DC com a resistência em série (curva de cor vermelha) .................................................. 104

Figura 4.34 – Modo Continuous Up/Down Count[].................................................................. 106

Figura 4.35 – Sinais PWM complementares gerados pelo microcontrolador ........................... 107

Figura 4.36 – Dead-time dos sinais PWM complementares gerados pelo microcontrolador ... 107

xvii

Lista de Símbolos e Siglas

Símbolo Descrição Unidade

A Área

C Condensador Farad (F)

D Díodo

dI Diferença entre a corrente atual e a corrente

anterior

Ampere (A)

dP Diferença entre a potência atual e potência

anterior

Watt (W)

dV Diferença entre a tensão atual e a tensão

anterior

Volt (V)

I Corrente Ampere (A)

L Bobina Henry (H)

ƞ Rendimento

P Potência Watt (W)

R Resistência Ohm (Ω)

T Temperatura Kelvin (K)

V Tensão Volt (V)

θ Temperatura Celsius (°C)

Capacidade equivalente Farad (F)

Condensador do Snubber Farad (F)

Díodo do Snubber

Radiação solar incidente

Radiação solar incidente nas condições

nominais de teste

Corrente nominal no lado do primário Ampere (A)

Valor máximo da corrente que atravessa a

carga

Ampere (A)

Corrente gerada em função da radiação solar

incidente

Ampere (A)

Corrente nominal no lado do secundário Ampere (A)

Corrente de curto-circuito Ampere (A)

Corrente gerada pelo painel solar fotovoltaico Ampere (A)

Corrente média de entrada Ampere (A)

xviii


Corrente média na bobina Ampere (A)

Corrente média na bobina no limiar entre a

condução contínua e descontínua

Ampere (A)

Valor de pico da corrente instantânea da

bobina

Ampere (A)

Corrente média na saída no limiar entre a

condução contínua e descontínua

Ampere (A)

Corrente gerada pela célula solar fotovoltaica

em função da radiação

Ampere (A)

Corrente média de saída Ampere (A)

Indutância equivalente Henry (H)

Número de células solares fotovoltaicas

ligadas em paralelo

Número de células solares fotovoltaicas

ligadas em série

Potência de saída Watt (W)

Potência no ponto de máxima potência Watt (W)

Potência de entrada Watt (W)

Potência de entrada Watt (W)

Potência máxima gerada pelo painel solar

fotovoltaico

Watt (W)

Potência de saída Watt (W)

Resistência limitadora de corrente no primário Ohm (Ω)

Resistência de medida no secundário Ohm (Ω)

Resistência do Snubber Ohm (Ω)

Resistência paralela Ohm (Ω)

Resistência série Ohm (Ω)

Semicondutores de potência

Período de comutação Segundos (s)

Tensão média de saída Volt (V)

Tensão na entrada do microcontrolador Volt (V)

Tensão no ponto de máxima potência Volt (V)

Tensão em circuito aberto Volt (V)

Tensão gerada pelo painel solar fotovoltaico Volt (V)

Tensão média de entrada Volt (V)

Tensão drain-source do MOSFET Volt (V)

xix


Valor máximo da tensão que se pretende

medir

Volt (V)

Valor máximo da tensão do painel solar

fotovoltaico em circuito aberto

Volt (V)

Tensão média de saída Volt (V)

Tensão de pico da onda dente de serra Volt (V)

Frequência de comutação Hertz (Hz)

Corrente instantânea na saída Ampere (A)

Corrente instantânea na bobina Ampere (A)

Constante de tensão

Constante de corrente

Razão da modulação em amplitude

Razão da modulação de frequência

Current Fall Time Segundos (s)

Tempo em que o semicondutor de potência

está ao corte

Segundos (s)

Tempo em que o semicondutor de potência

está em condução

Segundos (s)

Tensão instantânea da onda triangular Volt (V)

Tensão de saída gerada pelo braço A do

inversor

Volt (V)

Tensão de saída gerada pelo braço B do

inversor

Volt (V)

Tensão instantânea do sinal de controlo Volt (V)

Valor de pico do sinal de controlo Volt (V)

Tensão instantânea da onda triangular Volt (V)

Tensão de pico da onda triangular Volt (V)

Frequência de corte

xx

Sigla Descrição

AC Alternating Current – Corrente Alternada

ADC Analog-to-Digital Converter – Conversor Analógico Digital

CV Tensão Constante

DC Direct Current – Corrente Contínua

IncCond Condutância Incremental

MPP Maximum Power Point - Ponto de Máxima Potência

MPPT Maximum Power Point Tracking - Seguidor do Ponto de Máxima

Potência

P&O Perturbação e Observação

PCB Printed Circuit Board – Placa de circuito impresso

PIC Programmable Integrated Circuit

PWM Pulse Width Modulation – Modulação por largura de impulso

STC Standard Test Conditions – Condições nominais de teste

VSI Voltage Source Inverter – Inversor Fonte de Tensão

Interface entre Painéis Solares Fotovoltaicos e uma Carga Monofásica

Universidade do Minho 1

Capítulo 1

Introdução

Neste capítulo serão abordadas as formas de obtenção de energia tais como, as

fontes de energia não renováveis das quais o Mundo está dependente, e as fontes de

energia renováveis que começaram a ganhar um lugar de destaque na geração de

energia elétrica ao longo das duas últimas décadas. O grande consumo de combustíveis

fósseis tem causado impactos de ordem ambiental, social e económica levando a

comunidade mundial a tomar medidas de incentivo ao uso de fontes de energia

renovável. Motivado pela disponibilidade de radiação solar a que Portugal está sujeito,

pelo desenvolvimento tecnológico que se tem verificado nesta área, pela redução no

preço de sistemas para obtenção de energia solar fotovoltaica e pelos incentivos

financeiros por parte do governo, incentivaram a realização desta dissertação, sendo que

os objetivos e a estrutura da dissertação serão também explicitados neste capítulo.

1.1 Identificação do Problema

Desde o início da evolução da espécie humana que o homem iniciou a busca por

fontes de energia e ainda nos dias de hoje existem inúmeras pesquisas que visam o

desenvolvimento e aperfeiçoamento de técnicas para obtenção de energia, conciliando a

máxima capacidade de geração com os mínimos custos e impactos ambientais.

O consumo de energia elétrica desde que esta se tornou disponível tem vindo a

aumentar ao longo dos anos devido ao desenvolvimento do sector industrial e à maior

utilização de aparelhos eletrónicos úteis nas mais diversificadas atividades humanas. Só

em Portugal, a procura energética aumentou 61% entre 1990 e 2002 [1]. O aumento do

consumo de energia elétrica foi acompanhado pelo aumento do uso de fontes de energia

de origem fóssil como o carvão e o petróleo, utilizados também na produção de energia

elétrica, provocando enorme preocupação à comunidade mundial principalmente no que

respeita a aspetos ambientais.

O uso de combustíveis fósseis para a produção de energia elétrica causa um

impacto ambiental bastante negativo. A queima destes combustíveis resulta na emissão

de gases nocivos para a atmosfera contribuindo para o efeito estufa e para a diminuição

da camada do ozono, podendo culminar com consequências catastróficas a longo prazo.

Introdução

2 Departamento de Eletrónica Industrial

Desde que a Terra se formou que as alterações climatéricas existem, embora de forma

ligeira e perfeitamente normal, mas no último século o nível destas alterações tem

aumentado de forma surpreendente levando a temperatura do planeta a aumentar a um

ritmo incomum, ao aumento do nível do mar, a ocorrência de catástrofes naturais, à

desertificação entre outras [2]. A revolução industrial, ampliando a atividade humana,

levou ao aumento das emissões de dióxido de carbono para a atmosfera com a queima

de combustíveis fósseis a ser principal causa.

As ameaças ambientais assim como a escassez de combustíveis fósseis têm sido

um desafio que a todos diz respeito, levando a comunidade mundial a reunir forças para

a criação de medidas de forma a contrariar o aumento do uso destes combustíveis

poluentes e consequente redução na emissão de gases nocivos à atmosfera. São vários

os exemplos nacionais e internacionais na tomada de medidas, sendo um deles o

protocolo de Quioto, estabelecido em Dezembro de 1997, que criou objetivos para os

países industrializados no que concerne às suas emissões de Gases com Efeito de

Estufa, segundo o qual a União Europeia, na altura constituída por 15 países, se propôs

a reduzir as suas emissões de gases nocivos à atmosfera em 8% e outros 39 países

industrializados de todo o mundo, em 5%, em relação aos níveis de 1990, entre o ano de

2008 e o ano de 2012, através de ações básicas a acontecer em várias atividades, entre

as quais impulsionar o uso de energias renováveis [3]. No entanto, cada estado membro

da União Europeia tem metas diferentes dependentes da sua capacidade de redução das

suas emissões. Portugal tem uma meta de redução das suas emissões de gases poluentes

em 27% relativamente a 1990, estando esse objetivo longe de ser alcançado [3].

Sendo Portugal um país com poucos recursos energéticos próprios, mais

concretamente no que respeita a fontes de energia de origem fóssil, as chamadas fontes

de energia não renováveis, a sua dependência energética, relativamente a combustíveis

fósseis, do exterior é bastante elevada. Em 2010, Portugal apenas produziu cerca de

23,3% da energia total que consumiu importando os restantes 76,7%, como mostra a

Figura 1.1, o que tem vindo a sofrer uma redução, mas que ainda assim se reflete numa

enorme ameaça do ponto de vista económico do país [4].



Figura 1.1 – Taxa da dependência energética de Portugal [4]

De forma a evitar esta conjuntura, a solução passa pelas fontes de energia

renováveis disponíveis em todo o mundo com Portugal a assumir um local de destaque

pois oferece uma rede hidrográfica considerável, uma extensa frente marítima sujeita

aos ventos atlânticos e à força das ondas assim como uma elevada exposição solar

média anual, colocando em evidência a potencialidade de aproveitamento das energias

renováveis, ajudando não só a reduzir a dependência energética externa mas também a

reduzir as emissões de gases poluentes para atmosfera.

Motivado por este facto, o Governo estabeleceu um plano energético para o país

de forma a reduzir a dependência energética exterior apostando então nas energias

renováveis, numa maior eficiência energética e redução das emissões de dióxido de

carbono, aprovando em Março de 2010 a nova Estratégia Nacional para a Energia (ENE

2020). Com esta estratégia é esperada uma redução para 74% da dependência energética

de combustíveis fósseis externa em 2020, sendo 31% da energia elétrica produzida

proveniente de recursos renováveis. Com isto, no âmbito das energias renováveis,

Portugal tem como meta atingir no ano de 2020 uma potência instalada de 8500 MW

para a energia eólica, 8600 MW para a energia hídrica e 1500 MW para a energia solar

com atualização do programa de microgeração e a introdução de um programa de

minigeração, assim como outros projetos relevantes para geração de energia através de

Introdução


fontes como a biomassa, das ondas, geotérmica e também através dos biocombustíveis

[5].

Do conjunto das fontes de energia renovável, destaca-se a energia solar por ser

uma fonte de energia inesgotável tanto como fonte de calor como de luz, com excelente

fiabilidade e operação silenciosa quando comparada com outras formas de geração de

energia, como por exemplo a energia eólica. Dos países da Europa, Portugal surge como

um dos países com maior disponibilidade de radiação solar, como se pode observar na

Figura 1.2:

Figura 1.2 – Mapa da radiação solar na Europa [6]

Com uma localização geográfica privilegiada, Portugal dispõe de um elevado

número médio anual de horas de exposição solar na ordem das 2200 a 3000 horas -

Figura 1.3(a), assim como grandes valores de energia solar incidente por metro

quadrado - Figura 1.3(b), mostrando o forte potencial que esta fonte de energia

apresenta neste país.

De forma a aproveitar a maior exposição solar em terreno nacional, as maiores

centrais fotovoltaicas do país encontram-se na zona sul de Portugal, mais concretamente

no Alentejo, contribuindo com a maior parte da produção de energia elétrica a partir da

energia solar fotovoltaica.



Figura 1.3 – (a) Mapa do número médio anual de horas de exposição solar em Portugal (b) Mapa da energia

solar incidente por metro quadrado em Portugal [7]

Em 2010, o mercado fotovoltaico Português cresceu 22% atingindo um total de

potência de energia solar fotovoltaica instalada de 130,85 MW [8], como se pode

observar na Figura 1.4.

Figura 1.4 – Potência de energia solar fotovoltaica instalada em Portugal entre 2000 e 2010 [8]

Perante a estratégia definida até 2020, os sistemas solares fotovoltaicos

providenciarão uma ajuda preciosa para alcançar os objetivos. Apesar das vantagens que

estes sistemas apresentam, eles têm também desvantagens, tais como o custo de

produção de energia elétrica, pois ainda é elevado quando comparado com outros

métodos de geração. A importância no desenvolvimento de novos painéis com maior

Introdução


eficiência e menor custo, apostando também na sua versatilidade, levando à sua maior

utilização e consequente aumento de produção, são fatores decisivos para a diminuição

dos custos de geração de energia através destes sistemas considerando ainda os

incentivos governamentais.

Com esta perspetiva em mente, esta dissertação concentrou-se na elaboração do

interface entre painéis solares fotovoltaicos e uma carga monofásica (230V, 50Hz).

1.2 Motivação do Trabalho

Num mundo dominado pelas fontes de energia de origem fóssil, a busca de

energia através de fontes de energia limpa e renovável é cada vez maior, verificando-se

um grande crescimento no uso destas fontes nos últimos anos.

A energia solar fotovoltaica apresenta grandes vantagens a nível social,

ambiental e económico, podendo Portugal aproveitar estas vantagens pois tem grande

potencial de aproveitamento desta fonte de energia renovável dado o seu elevado

número médio anual de horas de sol a que está exposto assim como os grandes valores

de radiação solar a que está sujeito. De forma a incentivar o aproveitamento desta fonte

de energia renovável, o Governo apostou na construção de duas grandes centrais

fotovoltaicas familiarizando a população com a tecnologia e impulsionando o seu uso.

As políticas governamentais de apoio à micro e minigeração são também um estímulo,

fomentando o interesse na execução desta dissertação, permitindo a aplicação desta

tecnologia principalmente na indústria e em habitações, minimizando a dependência da

energia da rede elétrica. Além disso, sendo a energia produzida nas horas de maior

consumo por parte da indústria, ou seja, durante o dia, e a ligação do sistema à rede

elétrica nacional permitindo a venda do excedente de energia produzida mediante uma

compensação financeira, evita o uso de acumuladores atenuando o investimento inicial

para a instalação destes sistemas.

Desta forma, a presente dissertação apresenta a elaboração de um sistema solar

fotovoltaico com ligação a uma carga monofásica, com desenvolvimento dos seus

circuitos de interface.



1.3 Objetivos do Trabalho

O objetivo principal desta dissertação é a ligação entre painéis solares

fotovoltaicos e uma carga monofásica, de forma a promover esta tecnologia. Este

sistema é composto por dois conversores, um elevador de tensão DC/DC para ajustar o

nível de tensão dos painéis para uma tensão de barramento, permitindo ao inversor, o

segundo conversor, modular uma tensão alternada com as características da rede elétrica

nacional. A conclusão deste projeto levou a elaboração de várias etapas, como:

Uma pesquisa sobre topologias de ligação entre painéis solares e a rede elétrica;

Desenvolvimento de um conversor de tensão DC/DC;

Desenvolvimento de um algoritmo MPPT (Maximum Power Point Tracking) que

altera o ponto de funcionamento eletrónico dos painéis para que estes funcionem

sempre no ponto de potência máxima;

Desenvolvimento de um inversor monofásico;

Testes experimentais ao sistema desenvolvido e registo dos resultados obtidos.

Esta dissertação tem como intento a utilidade a oferecer a todos os que queiram

iniciar a sua atividade nesta área ajudando no desenvolvimento de um sistema solar

fotovoltaico e no dimensionamento dos circuitos de interface que constituem o sistema.

1.4 Estrutura da Dissertação

A presente dissertação encontra-se dividida em cinco capítulos, com os quais se

pretende demonstrar cada etapa efetuada para a realização deste trabalho,

organizando-se da seguinte forma:

No primeiro capítulo faz-se uma pequena introdução ao trabalho, identificando o

problema que este trabalho visa resolver, assim como são apresentadas as motivações e

os objetivos para a realização do mesmo.

No segundo capítulo, dividido em dois subcapítulos, onde no primeiro

subcapítulo faz-se uma abordagem à tecnologia solar fotovoltaica, num contexto mais

próximo da Física, com análise ao efeito fotovoltaico e às células solares, mas também

se faz estudo teórico sobre tipos e aplicações de sistemas solares fotovoltaicos assim

como as vantagens e desvantagens destes sistemas. No segundo subcapítulo, é

Introdução


contextualizado na vertente eletrónica, com a análise teórica aos circuitos de interface

entre o painel solar fotovoltaico e uma carga monofásica.

No capítulo três, faz-se o dimensionamento dos circuitos elétricos e a sua devida

simulação em ambiente computacional, apresentando-se todos os cálculos efetuados e

resultados das simulações computacionais.

Seguidamente no capítulo quatro é feita a descrição sobre a implementação dos

circuitos eletrónicos, assim como dos componentes usados em cada circuito, mas

também sobre todo o material eletrónico usado para a realização desta dissertação,

apresentam-se de seguida todos os resultados práticos obtidos para os circuitos

implementados.

Por fim, no quinto capítulo são feitas as conclusões finais a todo o trabalho,

apresentado sugestões de trabalho futuro para aperfeiçoamento do sistema

implementado.



Capítulo 2

Sistema Solar Fotovoltaico

Este capítulo divide-se em dois subcapítulos descrevendo-se no primeiro a

tecnologia solar fotovoltaica e explicando-se o funcionamento das células solares

fotovoltaicas e o efeito fotovoltaico, topologias de sistemas solares fotovoltaicos,

apresentando-se também as suas vantagens e desvantagens. No segundo subcapítulo é

feita uma descrição pormenorizada aos circuitos elétricos constituintes de um sistema

solar fotovoltaico apresentando-se os esquemas elétricos e o seu funcionamento.

2.1 Tecnologia Solar Fotovoltaica

O sol fornece energia sob a forma de radiação sendo esta indispensável à vida na

Terra. A captação de energia luminosa proveniente do sol e a sua transformação num

tipo de energia permitindo ao Homem usá-la, tem por nome energia solar, sendo esta a

fonte de energia mais abundante no planeta. Quando a energia solar é convertida

diretamente para energia elétrica através do efeito fotovoltaico, designa-se por energia

solar fotovoltaica.

2.1.1 O Sol

O sol é a principal fonte de energia para a Terra, pois é um recurso praticamente

inesgotável e constante quando comparado com a escala de existência humana, sendo

responsável pelas mais variadas formas de vida no nosso planeta. É também o

responsável, direta ou indiretamente, pela origem de outras fontes de energia conhecidas

atualmente. O início do ciclo da água, a evaporação, é a partir da energia do sol, assim

como a sua radiação induz a circulação de massas de ar na atmosfera em larga escala

provocando os ventos ou aquecimento das águas do mar provocando correntes

marítimas. Os combustíveis de origem fóssil, como petróleo, carvão e gás natural, são

gerados a partir de resíduos de plantas e animais, os quais se desenvolveram através da

energia solar irradiada para a Terra. Com tudo isto, o sol é hoje encarado, tanto como



fonte de calor como de luz, uma alternativa energética promissora para enfrentar os

desafios energéticos futuros [9].

No centro do sol, uma região com o nome de fotosfera solar, a energia resultante

das reações de fusão dos núcleos dos átomos de hidrogénio, originando núcleos de

hélio, é radiada para o espaço sob a forma de energia eletromagnética. Esta energia ao

chegar à atmosfera e superfície terrestre pode ter diferentes interações - absorção,

reflexão e difusão - determinadas por três fatores como a geometria da Terra e os seus

movimentos de rotação, a sua superfície terrestre considerando a elevação, inclinação e

orientação e por fim a atenuação atmosférica pelos gases, partículas sólidas e liquidas e

também pelas nuvens. A radiação solar incidente numa superfície perpendicular ao eixo

Terra-Sol, situada no topo da atmosfera, é em média de e a radiação solar

que atinge a superfície terrestre, considerando os fatores acima referidos, é a radiação

direta e difusa como está representado na Figura 2.1, e tem um valor aproximado

num dia de céu relativamente limpo. [9]

Figura 2.1 – Interações da energia solar com a atmosfera e superfície terrestre

Ao nível do solo, o recurso energético solar apresenta ainda grande variabilidade

devido à alternância de dias e noites, das estações do ano e dos períodos de passagem de

nuvens com ou sem ocorrência de chuvas.

Então, a energia solar direta que consegue atingir a superfície terrestre pode

então ser captada sob três diferentes formas [10]:

- A captação por organismos biológicos tais como as plantas na realização da

fotossíntese;

- A captação térmica recebendo a energia radiante para aproveitamento sob a

forma de calor;

- A captação solar térmica e solar fotovoltaica para a geração de energia elétrica.



Quando a energia solar é convertida diretamente para energia elétrica através do

efeito fotovoltaico, designa-se por energia solar fotovoltaica, sendo a forma de captação

relevante na realização desta dissertação.

2.1.2 Efeito Fotovoltaico e Células Solares Fotovoltaicas

O aproveitamento da energia gerada pelo sol é cada vez mais umas das fontes

energéticas alternativas com maior potencial no futuro. A obtenção de energia através

da conversão direta da luz solar em energia elétrica é o fenómeno físico designado por

efeito fotovoltaico, descoberto pelo físico Edmond Becquerel em 1839, e que engloba

outros três fenómenos físicos interligados: a absorção de luz pelo material, a

transferência de energia dos fotões para as cargas elétricas e a geração de uma corrente

elétrica. Analisando o próprio termo – fotovoltaico – pode perceber-se que resulta da

junção da palavra “foto”, que significa luz, com a palavra “voltaico”, que representa

uma diferença de potencial entre dois pontos distintos através de uma reação química.

Isto permite ter uma noção do significado deste efeito a partir do próprio termo. O

dispositivo base para essa conversão é a célula solar fotovoltaica, o elemento mais

pequeno de um sistema solar fotovoltaico e constituída por materiais semicondutores,

ou seja, possui características intermédias entre um condutor e um isolante, aumentando

a sua condutividade quando exposta à radiação solar. Os materiais semicondutores são

caracterizados pela presença de bandas de energia, uma com excesso de eletrões –

banda de valência – e por outra banda com falta de eletrões chamada banda de

condução. O material semicondutor mais usado é o silício sendo a célula de silício

cristalino a mais comum. Apresentando-se normalmente na forma de areia sílica,

abundante no nosso planeta, o silício na sua forma pura só se obtém através de métodos

adequados. Os elementos do grupo IV da tabela periódica, como o silício,

caraterizam-se por possuírem quatro eletrões de valência que se ligam aos átomos

vizinhos através de ligações covalentes formando uma rede cristalina. No entanto, um

cristal de silício puro não contém eletrões livres tornando-o num mau condutor elétrico.

Para contrariar este facto, o silício é submetido a um processo de dopagem

adicionando-lhe outros elementos químicos, normalmente fósforo e boro. Um átomo de

fósforo possui cinco eletrões de valência e quando adicionado ao silício, estabelece

quatro ligações covalentes com o átomo de silício, ficando com um eletrão em excesso

estando livre para estabelecer uma ligação covalente, ficando a sua ligação com o átomo



de origem enfraquecida. Com isto, uma pequena quantidade de energia irá fazer com

que o eletrão livre de ligações se liberte do átomo e salte para a banda de condução,

fazendo do fósforo um dador de eletrões do tipo N, formando no silício uma camada de

silício do tipo N. De forma inversa, um átomo de boro apenas possui três eletrões de

valência e quando adicionado ao silício, existe a falta de um eletrão para estabelecer as

ligações covalentes com os átomos de silício formando uma lacuna. Então com uma

pequena quantidade de energia, um eletrão de um local vizinho irá deslocar-se pela

banda de condução e virá ocupar a lacuna existente fazendo do boro um aceitador de

eletrões do tipo P, formando no silício uma camada de silício do tipo P

[11][12][13][14]. Na Figura 2.2 pode observar-se as ligações entre os átomos de silício

com os átomos de boro e fósforo e na Figura 2.3 as camadas interiores de uma célula

solar fotovoltaica.

Figura 2.2 - Ligações dos átomos de silício com os átomos de boro e fósforo [15]

Figura 2.3 – Camadas interiores de uma célula solar fotovoltaica [11]

A camada superior é um revestimento anti-reflexo (ARC) aumentando o efeito

da luz solar, a camada do tipo N é a camada dopada com fósforo e a camada tipo P é a

dopada com boro. Separadamente, as camadas P e N são eletricamente neutras, no



entanto, ao serem ligadas, como as lacunas e os eletrões se atraem, elas criam um campo

elétrico permanente através da junção P-N, na qual se dá uma transferência de eletrões

livres do lado N para o lado P, que irão preencher as lacunas. Isto provoca a acumulação

de eletrões no lado P tornando-o negativamente carregado e reduz os eletrões no lado N

tornando-o positivamente carregado. O equilíbrio é alcançado quando o campo elétrico

é capaz de impedir a passagem de eletrões livres do lado N para o lado P [11][14].

Quando a luz solar incide sobre a junção P-N da célula solar fotovoltaica, os

fotões da luz vão chocar com os eletrões fornecendo-lhes energia para que saltem da

banda de valência para a banda de condução, ou seja, os fotões arrancam os eletrões das

suas ligações covalentes formando pares eletrões – lacunas que são acelerados pelo

efeito do campo elétrico em sentidos opostos. Este movimento das cargas dá origem a

uma diferença de potencial entre as extremidades opostas da célula - efeito fotovoltaico.

Esta diferença de potencial denomina-se por tensão de circuito aberto. Se as duas

extremidades da célula forem conectadas por um fio condutor, isto é, ligando a camada

tipo N à camada tipo P através de um condutor externo, cria-se um fluxo de eletrões –

corrente elétrica – enquanto a luz solar incidir na célula como se pode observar na

Figura 2.4 [12][14].

Figura 2.4 – Corte transversal de uma célula solar fotovoltaica [12]

A corrente elétrica produzida depende da intensidade da radiação solar incidente

e da área iluminada, designada de corrente de curto – circuito, e a tensão gerada é uma

fração de Volt, que para as células solares fotovoltaicas de silício cristalino é de

aproximadamente 0,5V [11]. De forma a se obter um maior nível de tensão, é necessária

a ligação em série de várias destas células e para se obter um maior nível de corrente é



feita a ligação em paralelo, formando ambas as diferentes ligações, um conjunto ao qual

se dá o nome de painel solar fotovoltaico [14].

Sendo esta uma tecnologia em desenvolvimento, é graças aos novos processos

de fabrico que a eficiência das células solares fotovoltaicas tem melhorado, existindo já

uma grande variedade de células, umas mais caras e de fabrico complexo e outras mais

baratas e de maior simplicidade de fabrico. Desse agregado, as células são na sua

maioria fabricadas usando o silício (Si), com as células de silício cristalino a dominar a

indústria fotovoltaica desde o início e sendo hoje uma tecnologia conhecida e fiável, é

natural serem as líderes no mercado, com as principais a serem constituídas por cristais

monocristalinos, policristalinos ou de silício amorfo.

Células de silício monocristalino (c-Si): são o tipo de células mais

usadas e comercializadas como conversoras diretas de energia solar em

energia elétrica. Das células produzidas a partir do silício, estas são as

que apresentam maior eficiência, atingindo entre 14% a 17% [16] de

eficiência numa utilização prática. A fabricação da célula de silício

começa com a extração do cristal de dióxido de silício. Este material é

desoxidado em grandes fornos, purificado e solidificado, atingindo um

grau de pureza de 98% a 99%, que do ponto de vista energético e

económico é razoavelmente eficiente. No entanto, para que o silício

monocristalino possa funcionar como células solares, necessita de outros

dispositivos semicondutores e de um grau de pureza muito próximo dos

100%. As técnicas para a produção deste tipo de células são complexas e

dispendiosas, que se refletem no preço elevado para o consumidor. A

Figura 2.5(a) mostra o aspeto físico de uma célula solar deste tipo [12].

Células de silício policristalino (p-Si): o seu processo de fabrico não é

tão complexo nem dispendioso, resultando numa pequena diminuição da

eficiência, quando comparadas com as células de silício monocristalino,

para valores entre 13% e 15% [16]. O seu rendimento é mais baixo pois o

seu processo de fabrico, apesar de idêntico ao das células de silício

monocristalino, não é tão rigoroso, apresentando o silício algumas

imperfeições. No entanto, o seu custo é um pouco mais reduzido

apresentando este tipo de células – Figura 2.5(b) - uma melhor relação

preço/rendimento [12].



Células de silício amorfo (a-Si): diferem-se por apresentar alto grau de

desordem na estrutura dos átomos. Podem ser fabricadas por deposição

de camadas muito finas de ligas de silício sobre vários tipos de materiais,

apresentando também uma absorção da radiação solar mais produtiva e

com custo de produção mais baixo quando comparado com as células de

silício mono e policristalino. A sua grande vantagem é a possibilidade de

obter células com grandes áreas, como se pode observar na Figura 2.5(c).

No entanto, este tipo de células apresentam menor eficiência, situando-se

na ordem dos 5% a 7% [16] e “as células são afetadas por um processo

de degradação logo nos primeiros meses de operação, reduzindo assim a

eficiência ao longo da vida útil” [12].

Figura 2.5 – Tipo de células solares fotovoltaicas (a) Célula de silício monocristalino [13] (b) Célula de silício

policristalino [13] (c) Célula de silício amorfo[17]

Existem ainda outros tipos de células com maior eficiência onde a sua aplicação

não se preocupa com o seu custo. No entanto, e como é visível na Figura 2.6, cerca de

83% das células produzidas em 2010 (contabilizando apenas as células produzidas por

empresas que utilizam a tecnologia padrão) foram de silício cristalino o que prova

serem as mais usadas atualmente [18].

Figura 2.6 – Produção de células solares por tecnologia em 2010 [18]



Modelo Elétrico e Matemático de uma célula solar fotovoltaica

De modo a compreender-se o funcionamento de uma célula fotovoltaica, é

comum usar-se um circuito elétrico equivalente completo, representado na Figura 2.7.

Este é o modelo mais complexo constituído por uma fonte de corrente contínua

representando a corrente gerada pela célula fotovoltaica na conversão da energia solar

em energia elétrica. A junção P-N está representada como um díodo D, pois funciona

como tal e é percorrida por uma corrente unidirecional dependente do valor da tensão

V. As duas resistências presentes no modelo representam as perdas na célula, onde

representa a resistência oferecida pelos contactos elétricos entre os terminais e o

semicondutor e representa as perdas devido a correntes parasitas que circulam na

célula, sendo o valor de normalmente elevado, costumando ignorar-se essa

resistência, facilitando a análise do funcionamento da célula solar [14][19][20]

Figura 2.7 – Circuito elétrico equivalente completo de uma célula solar fotovoltaica

Para melhor compreensão do funcionamento de uma célula, o circuito de menor

complexidade, representado na Figura 2.8, é suficiente. Este é o modelo mais simples

que se pode analisar e como numa só célula as perdas são muito pequenas, será

analisado este modelo ideal, com base em [13][14][19][20]. Este circuito é composto

por uma fonte de corrente contínua a qual representa a corrente elétrica gerada pela

célula fotovoltaica na conversão da energia solar em energia elétrica. A junção P-N, está

representada como um díodo D, pois funciona como tal e é percorrida por uma corrente

unidirecional dependente do valor da tensão V.



Figura 2.8 – Circuito elétrico equivalente simplificado de uma célula solar fotovoltaica

Aplicando as Leis de Kirchoff ao circuito, é possível estudar o comportamento

elétrico da célula, onde se obtém a seguinte relação para a soma das correntes no nó:

(2.1)

Onde é dada pela expressão:

(2.2)

Em que:

– Corrente inversa máxima de saturação do díodo;

V – Tensão aos terminais da célula;

m – Fator de idealidade do díodo (díodo ideal: m = 1; díodo real: m > 1);

– Designado por potencial térmico

;

k – Constante de Boltzmann );

T – Temperatura absoluta da célula em Kelvin;

q – Carga elétrica do eletrão ;

o Para as condições nominais de teste (STC – Standard Test

Conditions): Temperatura de 298,16 K (θ = 25 ºC) e radiação

incidente de , obtém-se ;

Substituindo na equação 2.1, obtém-se:

(2.3)



Analisando-se a equação 2.3, verifica-se que se desconhecem os parâmetros ,

e m. A determinação desses parâmetros é possível pela análise dos dados das

especificações técnicas fornecidos pelo fabricante, nomeadamente dos valores da tensão

e corrente na carga nos três principais pontos de funcionamento da célula solar

fotovoltaica. Esses três pontos: o circuito aberto, o curto-circuito e o ponto de máxima

potência, estão caracterizados nas curvas características da célula, como as que estão

representadas na Figura 2.9. A curva característica da corrente versus tensão,

representada a cor verde, pode ser definida como a representação dos valores de saída

da célula fotovoltaica em cada instante de tempo, em função do valor de tensão e das

condições de radiação solar e da temperatura. Esta curva irá permitir observar o ponto

de circuito aberto e o ponto de curto-circuito. A curva de cor vermelha, é a curva

característica da potência versus tensão, que nos indicará o valor de tensão para a qual a

potência é máxima.

Figura 2.9 – Curvas características da célula solar fotovoltaica [11]

No ponto de funcionamento em curto-circuito, obteve-se:

(2.4)

(2.5)

Ou seja, pela equação 2.1:

(2.6)



Nesta situação pode dizer-se que a tensão na carga é nula e que a corrente de

curto-circuito, , é o valor máximo da corrente que atravessa a carga, igual ao valor

máximo de corrente gerado pela célula, característica dela própria e fornecido pelo

fabricante.

Na situação de circuito aberto, obteve-se:

(2.7)

Onde pela equação 2.3:

(2.8)

(2.9)

(2.10)

(2.11)

Neste ponto de funcionamento, a tensão em circuito aberto, , corresponde ao

valor máximo de tensão aos terminais da célula quando esta está em vazio. É

característica dela própria e fornecida pelo fabricante.

O ponto de máxima potência é o ponto de funcionamento onde a célula fornece à

carga a máxima potência possível, . Neste caso, estão aplicados à carga os valores

de tensão e corrente correspondentes aos valores no ponto de máxima potência, e

, respectivamente, resultando o produto dos dois valores no valor da máxima

potência:

(W) (2.12)

O parâmetro m é calculado pela equação 2.13:

(2.13)



É importante frisar que os valores da corrente em curto-circuito, da tensão em

circuito aberto e o ponto de máxima potência variam os seus valores em função das

condições ambientais tais como a temperatura e a radiação solar.

Com a alteração da temperatura, a variação da corrente gerada pela célula não é

muito significativa, ao contrário do que acontece com o valor da tensão em circuito

aberto, que decresce com o aumento da temperatura, visível na Figura 2.10(a). A Figura

2.10(b) permite observar o deslocamento do ponto de máxima potência, MPP, em

função do aumento da temperatura, ou seja, quanto mais alta é a temperatura menor é a

potência de saída.

A variação da intensidade da radiação solar incidente provoca uma variação

proporcional na corrente gerada pela célula - Figura 2.11(a). No entanto, o valor da

tensão em circuito aberto, excetuando os casos onde a radiação incidente é muito baixa,

pouco se altera. Desta forma, com a diminuição da radiação incidente, a potência de

saída também diminui - Figura 2.11(b).

Figura 2.10 Efeito da temperatura nas curvas características da célula solar fotovoltaica (a) Curvas I-V em

função da temperatura (b) Curvas P-V em função da temperatura

Figura 2.11 Efeito da radiação solar nas curvas características da célula solar fotovoltaica (a) Curvas I-V em

função da radiação solar (b) Curvas P-V em função da radiação solar



De forma a uniformizar a informação dada pelos fabricantes, os dados

fornecidos são obtidos através das condições nominais de teste: Temperatura de 298,16

K (θ = 25 ºC) e radiação incidente – - de . Deste modo, a corrente

gerada com outros valores de radiação incidente é dada por [13]:

(2.14)

Nas células solares fotovoltaicas, a radiação incidente e a temperatura afetam o

seu rendimento. O rendimento das células, ƞ, resulta do quociente entre a máxima

potência fornecida pela célula, (W), e a multiplicação da radiação incidente, G

( ), pela área da superfície da célula, A ( ) [13][14], como indica a equação

2.15:

(2.15)

A qualidade das células pode ser dada pelo valor do fator de forma, FF, ou seja,

quanto mais elevado for esse valor, maior será a máxima potência que a célula pode

fornecer, . O fator de forma é dado pelo quociente entre o produto da corrente e

tensão no ponto de máxima potência, e respetivamente, e o produto da

tensão em circuito aberto, , pela corrente de curto-circuito, [13][14], representado

pela equação 2.16:

(2.16)

2.1.3 Painéis Solares Fotovoltaicos

Um painel solar fotovoltaico é constituído por várias células solares, pois não se

usa apenas uma célula isoladamente na produção de energia elétrica devido à sua baixa

produção, dado que dificilmente supera os 2 W. Desta forma, podem ser ligadas em

série ou em paralelo, dependendo da necessidade da aplicação em ter maiores tensões

ou correntes. A ligação das células em série permite obter maiores valores de tensão na

saída do painel, pois resulta do somatório da tensão de cada célula constituinte do

painel. Por sua vez, a ligação em paralelo, permite obter maiores valores de corrente na



saída do painel, pois é resultado do somatório da corrente gerada por cada célula que o

constitui [13].

Após serem soldadas, as células solares são encapsuladas de forma a isolá-las e a

protegê-las das condições climatéricas, assim como para dar maior rigidez ao painel.

Assim, e como mostra a Figura 2.12, o painel é geralmente constituído pelas seguintes

camadas [13]:

Vidro de alta transparência e temperado;

Ethylene-vinyl-acetate (EVA);

Células solares;

Polyvinyl fluoride film (Tedlar).

De seguida é colocado num caixilho em alumínio para fechar, proteger e

tornando-o robusto de forma a facilitar a instalação.

Figura 2.12 – Constituição de um painel solar fotovoltaico [21]

Os painéis fotovoltaicos são caraterizados eletricamente por um conjunto de

parâmetros determinados pelos fabricantes nas condições de referência (STC – Standard

Test Conditions). Esses parâmetros são:

Potência máxima ( ): valor máximo de potência que o painel pode

fornecer;

Tensão nominal ( ): valor da tensão no ponto de máxima potência;

Corrente nominal ( ): valor da intensidade da corrente no ponto de

máxima potência;

Potência máxima garantida: valor da potência máxima garantida por vinte

anos;

Corrente de curto-circuito ( ): valor máximo da intensidade de corrente

que atravessa a carga;



Tensão de circuito aberto ( ): valor máximo da tensão entre os terminais

do painel quando está em circuito aberto;

Coeficiente de temperatura da tensão em circuito aberto: variação da

tensão de circuito aberto por cada grau de variação de temperatura;

Coeficiente de temperatura da corrente em curto-circuito: percentagem

de variação da corrente de curto-circuito por cada grau de variação de

temperatura;

Temperatura normal de operação da célula (NOCT – Normal Operating

Cell Temperature): esta temperatura da célula é determinada com a

condição de de radiação solar incidente, temperatura ambiente de

20°C e com velocidade do vento de 1m/s;

Número de células ( ): número de células ligadas em série ( ) ou

ligadas em paralelo ( ) que formam o painel solar fotovoltaico.

O comportamento elétrico de um painel solar fotovoltaico é feito com suporte às

equações que modelizam uma célula solar ideal, alterando apenas o parâmetro relativo

ao número de células ligadas em série e/ou paralelo – e respetivamente. Desta

forma, a corrente de saída de um painel é dada pela equação 2.17:

(2.17)

Em contraste com outras tecnologias, os sistemas solares fotovoltaicos

raramente operam nas condições nominais de funcionamento, pois isso só ocorre nas

condições de referência STC. Assim, os painéis solares fotovoltaicos têm uma curva

característica dele, que relaciona a corrente com a tensão e uma outra curva que

relaciona a potência com a tensão, ambas para os valores à saída do painel, de forma a

possibilitar a análise do funcionamento destes. O desempenho e as curvas características

dos painéis dependem da temperatura das células assim como da radiação incidente,

com a intensidade de corrente produzida ser praticamente proporcional à variação da

radiação recebida ao longo do dia. Já a tensão no ponto de máxima potência permanece

praticamente constante com as variações da radiação incidente, para valores de

temperatura das células constantes. A Figura 2.13 permite então observar o

comportamento de um painel solar fotovoltaico.



Figura 2.13 – Curvas características de um painel solar fotovoltaico

2.1.4 Tipos e Aplicações de Sistemas Solares Fotovoltaicos

Inicialmente, o desenvolvimento deste tipo de sistemas tinha como principal

objetivo a alimentação de unidades autónomas em aplicações espaciais, tais como

satélites artificiais terrestres.

Atualmente, estes sistemas são utilizados em diversas aplicações, principalmente

em locais isolados onde a produção de energia elétrica da forma convencional ou o seu

transporte até essas zonas são dispendiosos. Os sistemas solares fotovoltaicos são

capazes de extrair e também armazenar a energia elétrica proveniente dos painéis

solares fotovoltaicos. Estes sistemas podem ter várias aplicações dentro de três grupos

distintos [15][20]:

Aplicações de alta potência: grandes centrais solares fotovoltaicas que

geram potências na ordem de algumas dezenas de MW (megawatts).

Aplicações de média potência: eletrificação rural entre unidades de kW

(quilowatts) e centenas de kW, como sistemas individuais ou em

mini-rede, sistemas de bombagem de água e irrigação, abastecimento de

cargas domésticas em locais remotos sem rede ou como complemento de

abastecimento de locais remotos com ou sem rede. São também

aplicados para produção descentralizada ligada à rede.

Aplicações de baixa potência: na ordem das décimas de watt até um

quilowatt, tais como calculadoras e relógios, sinalização rodoviária,



ferroviária e marítima, parquímetros, iluminação exterior de habitações e

jardins, vedações elétricas, telefones de emergência, sistemas de

telecomunicações, carregamento de baterias em veículos de campismo,

etc.

Os sistemas solares fotovoltaicos são classificados conforme as suas exigências

funcionais e operacionais, a configuração dos seus componentes e a sua forma de

ligação a outras fontes de energia e às cargas elétricas. Estes são projetados para

fornecer corrente contínua e/ou corrente alternada, podendo em ambos os casos estar

conectados a outras fontes de energia e a sistemas de armazenamento de energia, mas

podem também estar ligados à rede elétrica no caso de fornecer corrente alternada,

permitindo utilizações nas mais diversificadas aplicações.

Um sistema solar fotovoltaico pode ser dividido em três diferentes tipologias de

ligação, tais como sistemas isolados, sistemas ligados à rede elétrica e sistemas híbridos

[12].

Sistemas Solares Fotovoltaicos Isolados

As primeiras aplicações desta tecnologia foram a partir deste tipo de sistema. É

geralmente aplicado onde o fornecimento de energia através da rede elétrica não existe

ou então por razões técnicas e/ou económicas. Este tipo de aproveitamento solar é

geralmente aplicado em sistemas de baixa/média potência como bombeamento de água,

iluminação, calculadoras e relógios, sistemas de vigilância e sinalização rodoviária e

ferroviária, sistemas de telecomunicações entre outros.

Como nem sempre a necessidade de energia é coincidente com a sua geração,

neste tipo de sistemas é de considerar um sistema de armazenamento, como por

exemplo baterias, em conjunto com um controlador de carga para monitorizar a carga e

descarga das baterias protegendo-as de descargas profundas ou sobretensões,

aumentando-lhes a sua fiabilidade e tempo de vida útil. Como os painéis solares

fotovoltaicos produzem corrente continua, no caso de existirem cargas de corrente

alternada, será também necessário um inversor DC/AC [12]. A Figura 2.14 mostra os

tipos de ligações destes sistemas.



Figura 2.14 – Diagrama de sistemas solares fotovoltaicos isolados

Nos casos dos sistemas isolados ou ligados a outras fontes de energia renovável,

estes são competitivos em locais onde as soluções convencionais são do ponto de vista

económico e ambientais, inferiores. Nos sistemas ligados a rede elétrica, a situação

toma outros contornos pois, os sistemas solares fotovoltaicos estão ainda longe de ser

competitivos quer com outras fontes de energia convencionais, quer com outras fontes

de energia renovável. O elevado investimento e a baixa utilização anual da potência

instalada são as razões que afastam esta tipologia da competitividade, o que poderá

mudar futuramente com a evolução desta tecnologia. O aumento da produção mundial

de painéis solares fotovoltaicos e com maior rendimento, a elevada concorrência na

produção, a preocupação ambiental que vigora atual e futuramente, assim como o facto

de a energia produzida por este tipo de sistema ser fornecida à rede quando esta é mais

precisa, ou seja, durante o dia, faz prever mudanças na sua competitividade e aplicação.

Sistemas Solares Fotovoltaicos Ligados à Rede

Este tipo de sistemas assemelham-se a uma pequena central de produção de

energia elétrica utilizando grande número de painéis solares fotovoltaicos, não tendo um

sistema de armazenamento, uma vez que toda a energia produzida, ou grande parte, é

injetada na rede elétrica [12], como ilustra a Figura 2.15, podendo uma pequena parte

ser consumida pelo utilizador quando necessária. Este é um sistema que tem vindo a

ganhar relevo perante a sociedade devido aos apoios financeiros do governo assim como

as tarifas de venda atrativas e rentáveis, amortizando o investimento inicial.

Inicialmente, eram colocados no topo dos telhados dos edifícios, estando atualmente em

expansão, seja por empresas do sector ou investidores privados, grandes projetos de

centrais fotovoltaicas construídas à superfície do solo. A injeção na rede elétrica da



energia produzida é feita através de inversores, convertendo a corrente contínua

produzida pelos painéis solares fotovoltaicos em corrente alternada, sendo estes muito

importantes pois devem satisfazer as exigências de qualidade e segurança para que a

rede não seja afetada.

Figura 2.15 – Diagrama de sistemas solares fotovoltaicos ligados à rede elétrica

Sistemas Solares Fotovoltaicos Híbridos

Os sistemas solares fotovoltaicos híbridos, são sistemas independentes da rede

elétrica, gerando energia através do conjunto de várias fontes de energia renovável, tais

como eólica e solar fotovoltaica, auxiliadas com fontes de energia convencionais tais

como geradores a diesel, para o caso do consumo de energia ser superior à energia

gerada pelas fontes renováveis ou para as situações em que a energia gerada pelas fontes

renováveis é insuficiente [12], como mostra a Figura 2.16.

A utilização de várias fontes de energia torna a unidade de controlo mais

complexa, pois será necessária a otimização de todas elas para que exista máxima

eficiência na entrega da energia às cargas [12].

Figura 2.16 – Diagrama de sistemas solares fotovoltaicos híbridos



A opção por qualquer um dos sistemas acima descritos, dependerá da aplicação

do sistema e da disponibilidade de recursos energéticos.

2.1.5 Vantagens e Desvantagens dos Sistemas Solares

Fotovoltaicos

Os sistemas solares fotovoltaicos apresentam um grande número de vantagens

quando comparados com outros tipos de sistemas de geração de energia, tais como:

Alta fiabilidade pois não tem peças móveis, ou seja, sendo uma estrutura

estática é muito útil para locais isolados;

Facilidade de manutenção, necessitando apenas de limpeza periódica dos

painéis solares fotovoltaicos;

Fácil portabilidade e adaptabilidade dos painéis permitindo montagens

simples e adaptáveis às várias necessidades energéticas;

Custo operacional reduzido devido à reduzida manutenção, não necessitando

de combustível, nem transporte de trabalhadores altamente qualificados;

Energia limpa e renovável, contribuindo para a redução da dependência

energética através de combustíveis fósseis, sendo o produto final não

poluente, silencioso e com impacto ambiental reduzido;

Possibilidade de armazenamento de energia gerada em baterias quando não

consumida no imediato.

No entanto, apesar de todas as suas vantagens, estes sistemas também têm

contras, sendo as suas principais desvantagens as seguintes:

É necessária tecnologia sofisticada para o fabrico das células solares

fotovoltaicas levando a um custo elevados dos painéis solares fotovoltaicos

aumentando o investimento;

Baixo rendimento dos painéis solares fotovoltaicos na conversão da energia

solar em energia elétrica, tornando estes sistemas pouco competitivos em

comparação com outros sistemas de geração de energia elétrica;

Geração de energia intermitente e sazonal, não gerando durante a noite e com

pouca geração com más condições climatéricas.



Países com altas latitudes têm reduzida exposição solar durante os meses de

inverno sofrendo bruscas quedas na geração de energia;

O alto consumo de energia na produção de células solares fotovoltaicas,

colocando em causa se existirá retorno com a energia por elas produzida;

Quando um sistema de armazenamento de energia sob a forma de baterias é

necessário, o investimento inicial aumenta, assim como a sua manutenção

devido ao baixo tempo de vida útil das baterias;

O rendimento das células solares fotovoltaicas diminui com a idade das

mesmas;

No fim do seu ciclo de vida, as células solares fotovoltaicas resultam em

materiais poluentes.

Concluindo, não existem dúvidas quanto às vantagens da tecnologia solar

fotovoltaica tendo em conta a preocupação atual com o meio ambiente do nosso planeta.

A energia gerada através desta tecnologia é “limpa”, ou seja, com reduzidos impactos

ambientais, tornando o nosso meio ambiente mais agradável e menos poluído.

Por outro lado, com o custo elevado dos painéis solares fotovoltaicos e o seu

baixo rendimento colocam esta tecnologia em desvantagem quando comparada com

outras formas de geração de energia poluentes. Através dos incentivos e campanhas de

sensibilização, a mentalidade das populações muda, levando muita gente a optar por

formas de geração de energia não poluentes, como por exemplo através da tecnologia

solar fotovoltaica, que apesar de mais cara, permite outras formas de conforto na

geração de energia elétrica como o silêncio e ausência de substancias poluidoras, que

com o crescimento na sua utilização levará a um aumento na produção de painéis

solares fotovoltaicos e consequentemente a uma redução do seu preço.

2.2 Interface entre o Painel Solar Fotovoltaico e uma Carga

Monofásica

Um sistema solar fotovoltaico é formado por um agregado de componentes que

em conjunto trabalham para atingir um objetivo único, sendo ele a conversão de energia

luminosa, geralmente o sol, em energia elétrica com as características desejadas.

Dependendo da tipologia do sistema solar fotovoltaico e da sua aplicação, o número de



componentes assim como a sua configuração pode variar, em função de ser um sistema

isolado, híbrido ou a operar em sintonia com a rede elétrica. Como a presente

dissertação se insere no contexto dos sistemas solares fotovoltaicos com ligação a uma

carga monofásica, será feita uma descrição neste subcapítulo da constituição dum

sistema dessa natureza.

2.2.1 Conversor de Tensão DC/DC

Os conversores DC-DC são circuitos eletrónicos bastante aplicados em fontes de

tensão DC, em aplicações com motores DC, em sistemas solares fotovoltaicos e

micro-eólicos, entre outras, e são utilizados para converter uma tensão contínua não

regulada numa tensão contínua regulada. Num sistema solar fotovoltaico, este conversor

tem como função adaptar o nível de tensão fornecido à carga no valor pretendido ou

extrair a máxima potência dos painéis solares fotovoltaicos, usando o controlo MPPT. A

constituição destes conversores depende da topologia pretendida, existindo várias,

diferenciando-se pela sua constituição e função. O conversor Buck (Step-Down) e o

Boost (Step-Up) são as topologias básicas, em que a sua combinação resulta na

topologia Buck-Boost (Step-Up/Down), existindo ainda a topologia Full-Bridge que

deriva do conversor Buck, sendo estes os quatro principais conversores de tensão

DC-DC representadas na Figura 2.17.

Na realização desta dissertação, foi necessário elevar a tensão fornecida pelos

painéis solares fotovoltaicos para um nível de tensão pretendido no barramento DC de

400V, de modo a possibilitar ao conversor DC/AC obter na saída uma tensão com 230V

de valor eficaz. Para isso foi usado um conversor de tensão Boost, ao qual será feita uma

análise pormenorizada com base no livro Power Electronics: Converters, Applications

and Design.



Figura 2.17 – Conversor DC-DC (a) Conversor Boost (b) Conversor Buck (c) Conversor Buck/Boost (d)

Conversor Full-Bridge [22]

Conversor Boost (Step-Up)

Sendo este um conversor elevador de tensão, implica que a tensão de saída seja

sempre maior que a tensão de entrada. Além disso, o conversor representado na Figura

2.18, é não isolado, ou seja, a tensão de saída e a tensão de entrada partilham a mesma

massa.

Figura 2.18 – Conversor Boost

Como se pode observar na Figura 2.18, este conversor é constituído por uma

bobina L, que em conjunto com o condensador C formam um filtro à saída, um

interruptor, ou seja, um semicondutor de potência, normalmente um MOSFET de canal



n, que irá ser repetidamente ligado ( ) e desligado ( ) durante o seu

funcionamento, operação que será governada pelo circuito de controlo do conversor,

que irá ser abordado posteriormente.

Quando o interruptor está ligado, a energia da fonte de entrada será aplicada

apenas à bobina L, uma vez que o díodo fica inversamente polarizado impedindo a

passagem de energia para o condensador C e para a carga R. Nesta etapa, a bobina

acumula energia, enquanto a carga R está a ser alimentanda pela energia acumulada no

condensador C. Desligando o interruptor, o díodo fica polarizado, fazendo com que a

energia acumulada na bobina L e a energia proveniente da fonte de entrada

percorram todo o circuito, fornecendo energia tanto à carga R, como ao condensador

C para que este se recarregue.

Em função da corrente que circula na bobina L, este conversor pode operar em

dois modos distintos. Quando a corrente que percorre a bobina nunca é zero, ou seja,

quando a corrente percorre a bobina continuamente, o conversor opera no modo de

condução continua, de outra forma, o conversor está a operar no modo de condução

descontínua.

Modo de condução contínua:

Operando neste modo, a corrente percorre a bobina continuamente, ,

como se pode observar na Figura 2.19, onde são apresentadas as formas de onda da

corrente e tensão na bobina. Durante um período ( ), o conversor

opera em dois estados diferentes, o estado ON em que o interruptor está ligado, , e o

estado OFF em que o interruptor está desligado, .

Estado ON: Este é o estado onde a bobina armazena a energia

proveniente da fonte de entrada onde a corrente que a percorre a

aumenta, e a carga está a ser alimentada pelo condensador - Figura

2.19(a). O valor de duty-cycle D, permite aferir o tempo em que o

interruptor está ligado durante um período, pela equação 2.18:

(2.18)



Estado OFF: Neste estado, a corrente que percorre a bobina diminui,

pois a energia armazenada na bobina e a proveniente da fonte de entrada,

alimentam a carga e recarregam o condensador - Figura 2.19(b). O tempo

em que o interruptor está desligado é dado pela equação 2.19:

(2.19)

Em regime permanente, o aumento da corrente na bobina no estado ON e a

diminuição da mesma no estado OFF, são iguais. Assim, e pela observação dos gráficos

da corrente e tensão da Figura 2.19, pode obter-se a relação entre a tensão de entrada e a

tensão de saída do conversor no modo de condução continua, dada pela equação 2.20:

(2.20)

Dividindo ambos os membros por e simplificando, obtém-se:

(2.21)

Assumindo que o circuito é ideal e não existem perdas, ,

(2.22)

Resultando numa relação entre a corrente de entrada e a corrente de saída dada

por:

(2.23)



Figura 2.19 – Formas de onda da tensão e corrente na bobina do conversor Boost no modo de condução

contínua (a) Circuito equivalente do conversor Boost no estado (b) ) Circuito equivalente do conversor

Boost no estado [22]

Limite do modo de condução contínua:

Neste modo, a corrente na bobina vai a zero no final do intervalo de tempo OFF,

ou seja, no final do intervalo de tempo em que o interruptor esteve desligado, como se

pode observar na Figura 2.20, onde estão representadas as formas de onda da tensão e

corrente na bobina neste modo.

Figura 2.20 – Formas de onda da tensão e corrente na bobina do conversor Boost no limite da condução

contínua [22]



No limite da condução continua, o valor médio da corrente na bobina é:

(2.24)

(2.25)

, usando a equação 2.21. (2.26)

Num conversor Boost, a corrente na entrada e a corrente na bobina é a mesma

( ) e usando as equações 2.23 e 2.26 pode verificar-se que a corrente média de

saída no limite da condução contínua é dada por:

(2.27)

Na maior parte dos casos em que o conversor Boost é aplicado, existe o requisito

para que a tensão de saída seja constante. Nestes casos, mantendo constante e

alterando o duty-cycle D, implica que a tensão de entrada varie.

A Figura 2.21 mostra para constante, as curvas de e em função do

duty-cycle D.

Figura 2.21 – Formas de onda de e com constante [22]



Pela análise da Figura 2.21, pode ver-se que atinge o valor máximo quando

D = 0,5:

(2.28)

Da mesma forma, podemos ver também que atinge o seu valor máximo em

:

(2.29)

(2.30)

Relativamente aos seus valores máximos, e podem ser expressos pelas

equações 2.31 e 2.32, respetivamente.

(2.31)

(2.32)

Os valores, máximo e mínimo, da corrente na bobina são calculados através das

seguintes equações [23]:

(2.33)

(2.34)

No limite entre os modos de condução continua e condução descontínua é

possível calcular o valor mínimo da indutância igualando a zero:

(2.35)

(2.36)



A Figura 2.21 mostra que para um determinado valor de duty-cycle, com a

tensão de saída constante, se a corrente na carga assumir valores inferiores a e,

consequentemente, a corrente média na bobina assumir valores abaixo de , o

conversor entra no modo de condução descontínua.

Modo de condução descontínua:

Este modo carateriza-se pela corrente na bobina ser zero durante um instante do

período de tempo . Durante este período de tempo, a corrente na bobina passa por três

fases diferentes distintas como mostra a Figura 2.22.

Inicialmente, com o semicondutor em condução durante , a corrente começa

em zero aumentando até atingir o seu valor máximo, instante a partir do qual o

semicondutor deixa de conduzir e a corrente diminui até zero, durante . Durante

, a corrente na bobina mantém-se em zero até se iniciar um novo período de tempo

e isto acontece quando a corrente na saída desce abaixo de um dado valor,

considerado o seu valor critico.

Figura 2.22 - Forma de onda da tensão e corrente na bobina no modo de condução descontínuo [22]

Igualando o integral da tensão na bobina durante um período a zero, obtém-se:

(2.37)

Resolvendo em ordem a

:

(2.38)



E desprezando as perdas, , obtém-se a relação entre a corrente de saída e

a corrente de entrada:

(2.39)

O valor médio da corrente na entrada é igual ao valor médio da corrente na

bobina:

(2.40)

Substituindo a equação 2.40 na equação 2.39:

(2.41)

Na prática, como é mantido constante e D varia em resposta à variação de ,

é mais útil obter-se o valor de D em função da corrente de carga para vários valores de

. Usando as equações 2.39, 2.41 e 2.31, obtém-se:

(2.42)

Na Figura 2.23, D é representado em função de

para vários valores de

,

de forma a manter a tensão de saída constante, quando a corrente na bobina está no

modo de condução descontínua. No modo de condução descontínua, se não for

controlado durante cada período de comutação, é transferida da entrada do conversor

para o condensador e para a carga na saída uma determinada quantidade de energia

quantificada pela seguinte equação:

(2.43)

No caso de a carga não consumir toda a energia transferida, a tensão no

condensador irá aumentar até que a potência estabilize, podendo este aumento de tensão

no condensador tomar valores demasiado altos, causando a destruição do mesmo.



Figura 2.23 – Curva característica do conversor Boost com constante [22]

Efeito de Elementos Parasitas:

Os elementos parasitas num conversor Boost estão associados às perdas na

bobina, no condensador, no semicondutor e no díodo. A Figura 2.24 mostra o efeito

desses elementos parasitas na relação entre

e o duty-cycle D. Ao contrário das

características ideais em que a relação

aumenta à medida que D se aproxima de um,

na prática, a relação

aproxima-se do duty-cycle D unitário.

Figura 2.24 – Efeito dos elementos parasitas na conversão de tensão no conversor Boost [22]



Ripple da Tensão de saída:

A ondulação de pico a pico da tensão de saída pode ser calculada

considerando as formas de onda da Figura 2.25 para operação em modo contínuo.

Considerando que toda a ondulação da corrente do díodo flui através do condensador e

o seu valor médio flui através da carga resistiva, a área sombreada na Figura 2.25

representa a carga .

Figura 2.25 – Ripple na tensão de saída do conversor Boost [22]

Assim, a ondulação de pico a pico , assumindo que a corrente de saída é

constante, é expressa por [22][23]:

(2.44)

(2.45)

O condensador pode então ser dimensionado a partir da ondulação da tensão

adotada, pela equação 2.46:

(2.46)



Controlo do conversor Boost com PWM

Os conversores DC-DC, normalmente usam um ou mais semicondutores de

potência que através das suas comutações transformam um nível de tensão contínua à

entrada, noutro nível de tensão desejado à saída. Neste tipo de conversores, com um

dado valor de tensão na entrada, é possível controlar o nível da tensão na saída

controlando a duração dos tempos de comutação ( e ) do semicondutor de

potência. Um dos métodos usados, denomina-se modulação por largura de impulso,

com a sigla PWM que resulta do inglês Pulse-Width Modulation. Este método aplica

uma frequência de comutação fixa, onde o tempo de um período é (

), que logicamente é também fixo. Neste método, o sinal PWM é gerado pela

comparação do nível de tensão de com o nível de tensão de uma forma de onda

repetitiva [22], como se pode observar na Figura 2.26.

Figura 2.26 – Modulação por largura de impulso (a) Diagrama de blocos do controlo PWM (b) Comparação

dos sinais com [22]



Pela análise da Figura 2.26, o sinal de é gerado pela amplificação do

sinal de erro que por sua vez é dado pela diferença entre o valor da tensão desejada e o

valor da tensão atual na saída do conversor. De seguida, o sinal é comparado

com um sinal de uma onda repetitiva, do tipo dente de serra (Sawtooth Wave),

resultando dessa comparação uma onda de frequência fixa, geralmente na ordem de

alguns kHz até algumas centenas de kHz, e com um período . Quando o sinal

é maior que a onda dente de serra, o sinal de PWM é alto, estando o semicondutor de

potência em condução (estado ON). Por outro lado, quando o sinal é menor que

a onda dente de serra, o sinal de PWM é baixo, estando o semicondutor de potência sem

conduzir (estado OFF). O valor do duty-cycle pode ser calculado através:

(2.47)

Variando o duty-cycle, os tempos ON e OFF serão também alterados, deixando o

semicondutor mais ou menos tempo ligado, conforme a relação

.

Na Figura 2.27 está representado um circuito típico de controlo num conversor

Boost.

Figura 2.27 – Circuito elétrico do conversor Boost com controlo por PWM [22]



2.2.2 Maximum Power Point Tracking (MPPT)

Os sistemas solares fotovoltaicos são usados para fornecer energia a diversas

aplicações elétricas. No entanto, o custo da energia gerada é ainda um obstáculo para

uma maior aposta neste tipo de sistema de geração de energia, dado o baixo rendimento

das células solares e o elevado investimento inicial. Desta forma, é necessário um

método para extrair a máxima potência gerada pelo painel, aumentando a eficiência do

sistema que levará a uma queda no custo da energia gerada.

Na Figura 2.28 está representada a curva I-V de um painel solar fotovoltaico,

onde se pode observar que só existe um valor de tensão ( ) e um valor de corrente

( ) no qual o painel fornece a máxima potência. Esse é o ponto de máxima potência

(MPP – Maximum Power Point) de um painel solar fotovoltaico.

Figura 2.28 – Curva característica I-V de um painel solar fotovoltaico

No entanto, o ponto de máxima potência varia a sua posição, pois a curva I-V

também se altera em função das condições atmosféricas como a radiação solar e a

temperatura das células solares. Devido a essa variação, existe então a necessidade de

um sistema que detete e acompanhe o deslocamento desse ponto, extraindo sempre a

máxima potência a cada instante.

O seguidor do ponto de máxima potência, designado por MPPT (Maximum

Power Point Trancking), é um algoritmo de controlo que permite, neste caso, ao

conversor DC/DC colocar os painéis a operarem no ponto de máxima potência em cada

instante, através da variação do valor do duty-cycle do conversor, valor esse calculado

pelo algoritmo. A Figura 2.29 mostra o diagrama de blocos de um sistema MPPT.



Figura 2.29 – Diagrama de blocos de um sistema MPPT

Métodos de busca do ponto de máxima potência

Atualmente, devido ao grande crescimento do número aplicações desta

tecnologia, existem inúmeros artigos técnicos sobre métodos de busca do MPP. Esses

métodos variam principalmente na complexidade de implementação, velocidade de

convergência, custos, sensores necessários, eficiência, implementação de hardware,

entre outros aspetos. Contudo, apesar de todos os métodos existentes, há aqueles que

são mais usados em detrimento de outros, pelo seu conhecimento mais aprofundado,

onde se destacam os algoritmos de Tensão Constante (CV), Corrente Constante,

Perturbação e Observação (P&O) e Condutância Incremental (IncCond), os quais serão

analisados seguidamente.

Método da Tensão Constante (CV)

Este é um dos métodos mais simples para a busca do MPP. Este método

baseia-se no facto de existir uma relação entre a tensão de máxima potência ( ) e a

tensão de circuito aberto ( ), assumindo que as variações da radiação solar assim

como a temperatura da célula são insignificantes na tensão de máxima potência [24],

como se pode observar na Figura 2.30, onde está representada a curva característica da

corrente pela tensão do painel.



Figura 2.30 – Curva I-V do painel solar fotovoltaico [26]

Essa relação é dada pela seguinte equação:

(2.48)

Onde é a constante de proporcionalidade e depende dos parâmetros dos

painéis solares, o qual não é fácil de determinar e é geralmente calculado por meios

empíricos. Este fator assume normalmente valores entre o 0,71 e o 0,78 [24], sendo 0,76

o valor mais usado [25]. Depois de determinado o valor do fator de tensão ( ) e de

medido o valor da tensão de circuito aberto ( ), pode calcular-se o valor da tensão de

máxima potência ( ) através da equação 2.48.

Uma das desvantagens deste método é que os painéis estão constantemente a ser

desligados do conversor por um curto período de tempo para se medir o valor da tensão

de circuito aberto, levando a uma redução da eficiência do sistema, sendo que este valor

é afetado pela temperatura das células solares podendo induzir um erro na relação

.

Contudo, o facto de o ponto de máxima potência ser encontrado rapidamente, é uma

vantagem deste método [26].

Método da Corrente Constante

Este método baseia-se no facto de que a corrente no ponto de máxima potência

tem uma relação aproximadamente linear com a corrente de curto-circuito ( ), mesmo

sob diferentes condições atmosféricas [24]. A relação é dada pela seguinte equação:

(2.49)



Onde é a constante de proporcionalidade e da mesma forma que no método

da tensão constante, deve ser calculado de acordo com o painel solar fotovoltaico usado,

mas normalmente assume valores entre 0,78 e 0,92 [24]. Uma vez calculado e de

medido o valor de , o valor da corrente no ponto de máxima potência pode ser

calculado pela equação 2.49.

A medição da corrente de curto-circuito é um problema deste método,

solucionado por um interruptor no conversor de potência para possibilitar a criação

periódica de um curto-circuito ao painel solar fotovoltaico, para que através de um

sensor de corrente se possa medir a corrente de curto-circuito. Isto leva ao aumento do

número de componentes e consequente aumento de custos [24].

Método da Perturbação & Observação (P&O)

Este é talvez o método mais usado [24] como seguidor do ponto de máxima

potência pela sua facilidade de implementação. Durante a operação deste método, é

introduzida uma perturbação na tensão do painel e de seguida é feita a mediação da

potência. Se com essa perturbação a potência aumenta, então significa que o ponto de

operação do painel está a mover-se na direção do MPP, devendo a perturbação na

tensão no ciclo seguinte ser no mesmo sentido da perturbação anterior. No caso de a

potência diminuir, significa que o ponto de operação do painel se está a afastar do MPP,

devendo a perturbação no ciclo seguinte ser no sentido oposto ao do ciclo anterior. O

comportamento da potência em função da perturbação é mostrado na Tabela 2.2.1.

Tabela 2.2.1– Comportamento da potência em função da perturbação [24]

Perturbação Alteração na Potência Perturbação Seguinte

Positiva Positiva Positiva

Positiva Negativa Negativa

Negativa Positiva Negativa

Negativa Negativa Positiva

Uma desvantagem deste método é que nunca se irá atingir realmente o MPP,

visto que a perturbação é contínua. O ponto de operação do painel irá oscilar em torno

do MPP mas sem nunca o atingir. Uma perturbação pequena aproxima o ponto de

operação do painel do MPP, mas torna o sistema muito lento, demorando muito tempo



para encontrar o MPP. Uma outra desvantagem é o facto de este método poder perder a

localização do MPP sob rápidas mudanças das condições climatéricas. No caso de um

decréscimo na irradiação, que se reflete na curva P-V do painel como mostra a Figura

2.32, e o ponto de operação do painel que se situava no ponto A, irá passar para o ponto

B. Apesar de uma diminuição da potência, esta não foi causada por uma perturbação na

tensão do painel, que no entanto irá induzir o algoritmo em erro, não tendo uma

interpretação correta do sucedido, que por consequência irá introduzir uma perturbação

no sentido errado no ciclo seguinte, levando a mais perdas [26].

O fluxograma deste método está representado na Figura 2.31. Inicialmente, são

lidos os valores da corrente e da tensão do painel solar de forma a ser calculada a

potência. De seguida calcula-se a diferença entre a potência atual e a potência da

medição anterior, e calcula-se também a diferença entre a tensão atual e a tensão da

medição anterior. Se dP>0, significa que a potência aumentou, verificando de seguida se

dV>0, introduzindo uma alteração (ΔV) na tensão de referência em função do resultado

de dV. Da mesma forma, se a potência diminuir, verifica-se a evolução da tensão do

painel, e introduz-se uma alteração na tensão de referência em função dessa evolução.

Figura 2.31 – Fluxograma do método da Perturbação & Observação



Método da Condutância Incremental (IncCond)

A vantagem deste método sobre o método da Perturbação e Observação é que

este método calcula a direção da variação sem ter que fazer uma variação constante da

tensão [26]. O princípio de operação deste método é baseado na inclinação da curva

característica da potência pela tensão (P-V) do painel solar fotovoltaico, como a da

Figura 2.32.

Figura 2.32 – Curva P-V do painel solar fotovoltaico [26]

Este método é capaz de detetar se o MPP é atingido ou não, pela relação

. O

MPP é atingido quando a relação é igual a zero, está a operar do lado esquerdo do MPP

quando a relação é positiva e do lado direito quando a relação é negativa:

⇒ está a operar do lado esquerdo do MPP (2.50)

⇒ está a operar do lado direito do MPP (2.51)

⇒ está a operar no MPP (2.52)

Como:

(2.53)



Então as equações 2.50, 2.51 e 2.52 podem ser reescritas, respetivamente, por:

⇒ está a operar do lado esquerdo do MPP (2.54)

⇒ está a operar do lado direito do MPP (2.55)

⇒ está a operar no MPP (2.56)

Na Figura 2.33, podemos observar o fluxograma deste método. Inicialmente são

lidos os valores atuais da tensão ( ) e corrente ( ) do painel solar fotovoltaico e

posteriormente são calculadas as diferenças entre os valores atuais e os valores da

medição anterior . De seguida é verificado se a diferença entre a tensão atual e a tensão

da medição anterior é nula. No caso de não ser, o algoritmo vai fazer a comparação da

relação

com

. No caso de as relações serem iguais, pela equação 2.56, significa

que o painel está a operar no MPP e por isso não é realizada nenhuma operação. No

caso de

e

.terem valores diferentes, o algoritmo ajusta a tensão de forma a

modificar a tensão de operação do painel até à tensão de máxima potência. Quando o

sistema já opera no MPP, ΔV=0, o algoritmo verifica se a diferença entre a corrente

atual e a corrente da medição anterior é zero. Caso isso se verifique, não é realizada

nenhuma operação, voltando o algoritmo ao início, mas caso isso não se verifique,

será ajustada conforme essa diferença seja positiva ou negativa.

Este é um método que consegue acompanhar o MPP com grande velocidade e

precisão em vez de oscilar em torno deste, mesmo sob rápidas mudanças das condições

climatéricas, quando comparado com o método de P&O. No entanto, requer mais

processos de cálculo diminuindo a velocidade de amostragem, tornado este método

mais complexo, sendo esta a sua principal desvantagem [24].



Figura 2.33 – Fluxograma do método da condução incremental [25]

2.2.3 Inversor

O inversor é um circuito eletrónico que tem como objetivo produzir uma tensão

sinusoidal à sua saída de magnitude e frequência variáveis, a partir de uma fonte de

tensão DC na sua entrada, sendo circuitos bastante usados em aplicações industriais

como por exemplo motores de corrente alternada e fontes de tensão reguladas.

Num sistema solar fotovoltaico a tensão produzida pelos painéis solares

fotovoltaicos é contínua, enquanto a tensão da rede assim como a tensão consumida pela

generalidade das cargas é alternada, havendo então a necessidade de conversão. Nestes

sistemas, o inversor é o ultimo circuito eletrónico de interface entre o painel e a carga

ou rede elétrica, permitindo obter uma tensão alternada com as características desejadas.

Nesta dissertação, o objetivo é alimentar uma carga monofásica com 230V e 50Hz,



características da rede elétrica nacional. A seguinte análise ao inversor será feita com

base em [22].

Apenas será feita uma análise aos inversores do tipo VSI (Voltage Source

Inverter) monofásicos, com o objetivo de produzir uma tensão alternada de magnitude e

frequência controladas para alimentar uma carga monofásica. Os inversores VSI podem

ser divididos dentro de três categorias diferentes, tais como:

Inversor PWM: A tensão na sua entrada é contínua e de magnitude

constante, controlando este inversor a magnitude e frequência da tensão

na sua saída através da modulação por largura de impulso, discutida mais

à frente, de forma a obter uma onda o mais próxima possível de uma

onda sinusoidal.

Inversor de onda quadrada: Neste inversor, a tensão contínua na sua

entrada é controlada de forma a controlar a magnitude da tensão

alternada na sua saída. Este inversor apenas responsável por controlar a

frequência da tensão de saída, que tem uma forma de onda similar a uma

onda quadrada.

Inversor monofásico com anulação de tensão: Este tipo de inversor

apenas permite topologias monofásicas e combina as características dos

dois inversores referidos anteriormente, ou seja, este inversor permite

controlar a magnitude e frequência da tensão na sua saída, apesar de a

tensão na sua entrada ser de magnitude constante mas os interruptores do

inversor não serem comandados por modulação de largura de impulso. A

forma da onda na saída deste inversor assemelha-se a uma onda

quadrada.

Inversor Monofásico em Meia Ponte

O inversor monofásico em meia ponte, representado na Figura 2.34(a), tem dois

condensadores de igual capacidade conectados em série paralelamente à entrada,

dividindo a tensão de entrada em duas partes iguais (

). Quando o semicondutor de

potência T+ é ligado, T+ e D+ entram em condução, dependendo do sentido da corrente

de saída ( ) e esta divide-se igualmente pelos dois condensadores, como mostra a

Figura 2.34(b). Da mesma forma, quando T- é ligado, T- e D- entram em condução,

dependendo do sentido da corrente de saída ( ), dividindo-se esta de forma equitativa

pelos dois condensadores, como ilustrado na Figura 2.34(c).



Figura 2.34 – (a) Inversor monofásico em meia ponte (b) Inversor monofásico em meia ponte com T+ em

condução (c) Inversor monofásico em meia ponte com T- em condução[27]

Inversor Monofásico em Ponte Completa

O inversor monofásico em ponte completa, representado na Figura 2.35(a), é

formado por dois inversores monofásicos em meia ponte, sendo este inversor mais

indicado para aplicações de grande potência, ao contrário do inversor monofásico em

meia ponte, que é mais indicado para aplicações de baixa potência. A tensão de saída

num inversor em ponte completa é duas vezes maior que a tensão de saída de um

inversor em meia ponte, para a mesma tensão no barramento DC. Isto implica que para

a mesma potência, a corrente na saída e nos semicondutores de potência tenha metade

do valor comparativamente ao inversor em meia ponte. Esta é uma grande vantagem

para potências elevadas, pois requer menos dipositivos em paralelo.

O seu funcionamento é dividido em três fases. A primeira fase, representada na

Figura 2.35(b), acontece quando os semicondutores de potência e estão a

conduzir em simultâneo e a tensão na carga é . Na segunda fase, são os

semicondutores de potência e em condução simultânea, sendo a tensão na



carga o inverso da tensão de entrada , como mostra a Figura 2.35(c). A terceira

fase acontece quando todos os semicondutores de potência , , e não

estão em condução e a tensão na carga é zero.

Figura 2.35 – (a) Inversor monofásico em ponte completa (b) Inversor monofásico em ponte completa com

e em condução (c) Inversor monofásico em ponte completa com e em condução[27]

Controlo por Modulação de Largura de Impulsos (PWM)

Como dito anteriormente, o objetivo de um inversor é converter uma tensão

contínua de magnitude constante na entrada numa tensão sinusoidal com valores de

magnitude e frequência de 230V e 50Hz, respetivamente. Para isso, o controlo dos

semicondutores de potência do inversor monofásico será por modulação de largura de

impulsos. Assim, os sinais de controlo dos semicondutores de potência são gerados

através da comparação de um sinal de controlo sinusoidal ( ) com uma forma de

onda triangular ( ) como mostra a Figura 2.36. A onda triangular, também apelidada

de onda portadora, apresenta uma frequência que define a frequência com que os

semicondutores de potência do inversor são comutados. Quanto ao sinal de controlo,

este é usado para modular a frequência de comutação e tem uma frequência , também



designada por frequência de onda moduladora, que é a frequência fundamental

pretendida para a tensão na saída do inversor. Obtendo-se então uma onda sinusoidal na

saída do inversor, esta não será perfeita pois contém componentes harmónicas da

frequência . A relação de modulação em amplitude ( ) é dada por:

(2.57)

Onde é o valor de pico do sinal de controlo e a amplitude de do

sinal triangular é geralmente mantida constante.

Figura 2.36 – Modulação por largura de impulso [22]

A modulação de frequência é dada por:

(2.58)



Controlo por PWM Bipolar

No controlo do inversor monofásico em ponte completa com PWM bipolar, os

semicondutores de potência funcionam aos pares ( ) e ( ), ligando e

desligando alternadamente. Com este tipo de controlo, a forma de onda da tensão na

saída no braço A do inversor é semelhante à forma de onda na saída do inversor em

meia ponte, a qual é determinada pelo mesmo método de comparação entre e

como mostra a Figura 2.37. A saída no braço B do inversor é o inverso da saída no

braço A. Assim, quando estão em condução e

e

respetivamente:

(2.59)

E:

(2.60)

Figura 2.37 – Modulação PWM com tensão de comutação bipolar [22]



Controlo por PWM Unipolar

Neste tipo de controlo por PWM com uma tensão unipolar de comutação, os

semicondutores de potência nos dois braços do inversor em ponte completa não

comutam em simultâneo, contrariamente ao que se sucede no controlo por PWM

bipolar. O controlo dos braços A e B do inversor em ponte completa é feito

separadamente pela comparação de com e – , respetivamente. A

Figura 2.38(a) mostra a comparação de com , resultando nos seguintes

sinais lógicos de controlo do braço A, também representados na Figura 2.38(b):

(2.61)

No controlo dos semicondutores de potência do braço B, é comparado

com a mesma onda , que resulta nos seguintes sinais lógicos de controlo, também

representados na Figura 2.38(c):

(2.62)

Na Figura 2.38(d), pode-se observar que a tensão na saída do inversor situa-se

entre 0 e ou entre 0 e – .

As formas de onda da Figura 2.38, mostram que existem quatro combinações

para a comutação dos semicondutores de potência com os seguintes níveis de tensão

correspondentes:

1.

2.

3. (2.63)

4.

Pela análise das equações 2.63, pode-se concluir que quando os dois

semicondutores de potência da parte superior ou inferior do inversor são ligados em

simultâneo, a tensão na saída do inversor é zero.



Figura 2.38 – Modulação PWM com tensão de comutação unipolar [22]

2.2.4 Topologias de ligação entre painéis solares fotovoltaicos

e a rede elétrica

A energia solar fotovoltaica pode ter um grande aumento no seu aproveitamento

quando o custo da energia gerada for mais reduzido, melhorando a eficiência e

fiabilidade destes sistemas de geração de energia. Sendo o inversor um elemento do

sistema com um custo na ordem dos 15 a 25% do custo total [28], as topologias de



ligação com a rede e o seu controlo, parecem ser um assunto pertinente para

melhoramento da eficiência do sistema solar fotovoltaico e consequente redução no

custo da energia gerada. Existem atualmente quatro topologias diferentes, cada uma

com as suas características oferecendo soluções para as diferentes condições locais e

finalidade do sistema [28][29]. As quatro topologias são:

Inversor Central: Inicialmente esta era a topologia usada. Os painéis

podem ser associados em série formando cadeias chamadas strings, que

são depois conectadas em paralelo ao inversor, como mostra a Figura

2.39(a). Esta topologia tem a desvantagem de usar apenas um inversor,

que em caso de falha, afeta todo o sistema. Além disso, pode não ser

muito eficiente pois pode acontecer que os painéis de cada string tenham

orientação e sombreamento diferentes, reduzindo o aproveitamento

ótimo de cada painel. O cabo DC de alta tensão para ligação das várias

strings ao inversor, assim como as perdas nos díodos de cada string irão

também diminuir a eficiência energética. No entanto acaba por ser uma

topologia com baixo custo e ainda assim ter uma boa eficiência [28][29].

Inversor String: Esta topologia, ilustrada na Figura 2.39(b), é muito

idêntica à topologia anterior, com a diferença de cada string ter um

inversor associado, sem díodo e portanto sem as perdas resultantes nele,

ou seja, todas as strings são independentes, aproveitando cada uma o

máximo da energia dos painéis independentemente das outras, reduzindo

os efeitos das diferentes orientações e diferentes sombreamentos sofridos

pelos painéis em cada string. Esta tem sido a topologia tem a

desvantagem em relação ao inversor central de ter um custo um pouco

mais elevado, mas em compensação tem uma maior eficiência [28][29].

Inversor Multi-String: Basicamente esta é uma topologia inversor string

mas com um inversor com duas ou três entradas. A desvantagem é que

necessita de dois estágios conversores. Cada string usa um conversor

DC-DC com um controlo com MPPT e um conversor DC-AC, como

mostra a Figura 2.39(c), permitindo diferentes potências em cada string,

e possibilitando uma vasta gama de tensões na entrada, obtendo-se uma

alta eficiência energética [28][29].

Painel AC: Cada inversor está integrado apenas com um único painel,

como mostra a Figura 2.39(d), podendo ser de tamanho muito reduzido



devido a baixa potência gerada por cada painel, sendo útil quando a

questão em relação ao espaço é importante tendo também como

vantagem que nesta configuração não existe uma rede de cabos DC.

Contudo apresenta várias desvantagens, como os baixos níveis de

potência gerada por cada unidade levando a uma baixa eficiência e a

elevados custos [28][29].

Figura 2.39 – Topologias de ligação entre painéis solares fotovoltaicos e a rede elétrica (a) Inversor Central (b)

Inversor String (c) Inversor Multi-String (d) Painel AC

A presente dissertação baseou-se na topologia Multi-String, com dois estágios

conversores. Um conversor DC-DC com um controlo com MPPT e um conversor

AC-DC.

2.3 Conclusões

Pode-se então concluir que a análise do circuito elétrico completo de uma célula

solar fotovoltaica não se justifica, pois a sua complexidade de análise não traz melhorias

significativas no rendimento da célula, sendo suficiente a análise ao circuito elétrico

simplificado de forma a compreender o funcionamento da célula. Foram ainda feitas as

deduções matemáticas e analisadas as curvas I-V e P-V tantos dos painéis como das



células, de forma a compreender o seu funcionamento, podendo-se concluir que as suas

características de funcionamento são influenciadas por fatores climatéricos. Então como

analisado, a potência gerada pelo painel solar fotovoltaico é proporcional à radiação

solar incidente. Quando surgem influências na radiação solar, como nuvens, sombras ou

até mesmo a sujidade dos painéis, o rendimento do painel é influenciado. A temperatura

das células do painel afeta também o rendimento do painel, não com o mesmo grau de

influência da radiação incidente, mas ainda assim o rendimento será maior para baixas

temperaturas.

Foram analisados os métodos de busca do ponto de máxima potência mais

usados, como o da Perturbação & Observação, Tensão Constante, Corrente Constante e

Condutância Incremental com o intuito de se analisar as suas vantagens e desvantagem

para uma escolha sustentada de forma a aplicar no trabalho desta dissertação.

Concluiu-se que os métodos da Tensão Constante e Corrente Constante são os métodos

mais simples no que respeita a implementação, no entanto não são os métodos mais

eficientes e necessitam de mais componentes, aumentado os custos. Já o método da

Perturbação & Observação é relativamente de fácil implementação e apresenta uma boa

eficiência. A sua maior desvantagem será o facto de nunca operar no MPP, mas sim em

torno dele, aliando também o facto de este método apresentar alguns problemas perante

mudanças repentinas das condições climatéricas. O método da Condutância Incremental

é o que apresenta maior complexidade de implementação, mas que oferece maior

eficiência e precisão, operando no MPP mesmo sob mudanças repentinas das condições

climatéricas, quando comparado com o método da Perturbação & Observação.

As análises aos circuitos conversores DC-DC e DC-AC foram feitas de forma a

selecionar a topologia que mais se adequava as necessidades do projeto. Foi feita uma

análise pormenorizada ao funcionamento do conversor Boost, assim como à sua técnica

de controlo por PWM, por se tratar de um conversor elevador de tensão, satisfazendo as

necessidades do projeto. Da mesma forma foi feita também uma análise ao

funcionamento dos conversores DC-AC, com o inversor monofásico em ponte completa

a ser preferido em detrimento do inversor monofásico em meia ponte, devido à

capacidade de obter na saída o dobro da tensão, em comparação com o inversor em

meia ponte, para a mesma tensão DC, assim como se analisaram as técnicas de controlo

por PWM Unipolar e Bipolar.



Capítulo 3

Dimensionamento e Simulações Computacionais

Neste capítulo será apresentado o painel solar fotovoltaico escolhido e será feito

o dimensionamento do conversor Boost e do Inversor monofásico em ponte completa

através da análise feita no capítulo anterior para ambos os circuitos. Após o

dimensionamento, serão feitas simulações computacionais a ambos os circuitos antes da

implementação prática, de forma a ser conhecido previamente o seu comportamento.

Assim, com recurso a um método de simulação computacional adequado é possível

prever os resultados, ajudando também a analisar o comportamento dos circuitos nos

seus limites de operação, reduzindo os custos, os riscos e o tempo de elaboração do

projeto, permitindo ainda melhorar e aperfeiçoar os circuitos simulados.

Cada vez mais, existem no mercado vários softwares de simulação. Para a

elaboração das simulações computacionais nesta dissertação, o software escolhido foi o

PSIM por ser um software projetado para eletrónica de potência e para simulação de um

sistema dinâmico, oferecendo também simulações rápidas e com interface amigável

para o utilizador. Apesar destas vantagens, o facto de ser este o software escolhido

também se deve à experiencia adquirida na elaboração de trabalhos anteriores, que

facilitou a sua utilização.

3.1 Painel Solar Fotovoltaico

Apesar da indisponibilidade de ser usado um painel solar fotovoltaico na

implementação prática do projeto desta dissertação, foi usado o modelo físico de um

painel solar fotovoltaico nas simulações computacionais, disponibilizado pelo software

de simulação PSIM, para melhor compreensão do funcionamento dos painéis. O modelo

disponibilizado tem os parâmetros definidos correspondentes a um painel solar da

marca Solarex, modelo MSX-60, representado na Figura 3.1, e as suas curvas

características I-V e P-V podem ser observadas na Figura 3.2. Este modelo simula o real

comportamento do painel solar tendo em consideração a radiação solar incidente assim

como a temperatura ambiente. As curvas I-V e P-V da Figura 3.2, resultam da

simulação do painel solar fotovoltaico nas condições padrão STC, ou seja, 1000

de radiação solar incidente e 25°C de temperatura ambiente.



Figura 3.1 – Modelo físico de um painel solar fotovoltaico disponibilizado pelo software de simulação PSIM

Figura 3.2 – Parâmetros e curvas características do painel solar fotovoltaico MSX-60 da Solarex



No entanto, um painel solar apenas, gera pouca potência, cerca de 60W,

surgindo então a necessidade de agrupar vários painéis solares de forma a se obter uma

potência maior. Optou-se então pelo uso de 18 painéis solares, conectados em série,

para que a diferença de potencial entre os terminais do conjunto de painéis seja maior.

Com isto, a potência máxima gerada pelos 18 painéis solares é de 1080W, obtendo-se

uma diferença de potencial entre os terminais do conjunto de painéis de 307,8V para a

potência máxima. Foram então ajustados os parâmetros do modelo físico do painel solar

disponibilizado pelo software de simulação, obtendo-se as seguintes curvas I-V e P-V

representadas na Figura 3.3, correspondentes ao conjunto de 18 painéis solares, nas

condições padrão STC.

Figura 3.3 - Parâmetros e curvas características do conjunto de 18 painéis solares fotovoltaicos MSX-60 da

Solarex conectados em série

3.2 Conversor Boost

O dimensionamento de todos os componentes constituintes deste conversor foi

feito com base na análise teórica feita na secção 2.2.1, e de acordo com as



características e configuração do conjunto de 18 painéis solares fotovoltaicos

parametrizados no subcapítulo 3.1.

Pretende-se dimensionar um conversor Boost com as seguintes características:

Assumindo-se um circuito ideal e portanto sem perdas, :

o

O cálculo do valor de duty-cycle é feito através da relação entre a tensão de saída

e a tensão de entrada expressa pela equação 3.1:

(3.1)

A bobina deve ser dimensionada de forma a garantir que o conversor Boost

funcione no modo de condução contínua. Para isso, o cálculo do valor da indutância

mínima da bobina na qual o conversor funciona no modo de condução contínua é feito

através da igualdade da corrente mínima na bobina a zero. A bobina terá então que ter

um valor de indutância maior ou igual ao valor dado pela equação 3.2:

(3.2)

Assumindo que o valor máximo do ripple na tensão de saída seja de 1%

(

), o valor da capacidade mínima do condensador é calculada pela equação

3.3:



(3.3)

Seguidamente será feita a simulação computacional ao conversor Boost

dimensionado para análise do seu comportamento, estando o modelo e o seu sistema de

controlo em malha aberta, simulado no PSIM, representado na Figura 3.4.

Figura 3.4 – Conversor Boost implementado no PSIM

O modelo simulado é alimentado pelo conjunto de 18 painéis solares

fotovoltaicos ligado em série, com 307,8V, sendo esta tensão elevada para 400V à saída

do conversor Boost. O valor da bobina usado nas simulações foi de 500µH e o

condensador com valor igual a 10µF, sendo que estes valores são superiores aos valores

mínimos calculados para que o conversor Boost funcione no modo de condução

contínua. O valor da carga resistiva é de 150Ω. Foi usado um MOSFET como

semicondutor de potência que comuta com uma frequência de 25kHz e um duty-cycle

de 23%. Da simulação, resultaram as formas de onda apresentadas em seguida, que

permitem avaliar o comportamento do conversor.

Na Figura 3.5, estão representadas as formas de onda da tensão de entrada ( )

e da tensão de saída ( ) do conversor Boost. Tal como esperado, o conversor eleva a

tensão de entrada no valor de 307,8V para os 400V na saída.



Figura 3.5 – Tensão de entrada ( ) e tensão de saída ( ) do conversor Boost

A Figura 3.6, representa o ripple na tensão de saída do conversor Boost, o qual

se verifica que está abaixo de 1% tal como estava previsto. Já na Figura 3.7, está

representada a forma de onda da corrente na saída do conversor.

Figura 3.6 – Ripple na tensão de saída ( ) do conversor Boost

Figura 3.7 – Corrente na saída ( ) do conversor Boost



Na Figura 3.8, está representa a forma de onda da corrente na bobina. Pela

observação desta, é possível verificar que o conversor Boost funciona realmente no

modo de condução contínua pois a corrente na bobina é sempre superior a zero.

Figura 3.8 – Corrente na bobina

De forma a poder ser escolhido um MOSFET que melhor se adeque às

necessidades do projeto, a observação das ondas da tensão drain-source ( ),

representada na Figura 3.9(a) e da corrente de drain ( ), representada na Figura 3.9(b),

torna-se fundamental.

Figura 3.9 – (a) Tensão drain-source ( ) no MOSFET (b) Corrente de drain ( ) do MOSFET



Assim, pela análise de ambas as formas de onda da Figura 3.9, verifica-se que o

MOSFET deve suportar uma tensão superior a 400V e uma corrente de drain

superior a 6A.

O sinal de controlo do MOSFET (PWM), representado na Figura 3.10(b), resulta

da comparação dos sinais e representados na Figura 3.10(a). Sempre que

, na saída do comparador irá sair um sinal que irá ativar a gate do

MOSFET, entrando este em condução. Quando , na saída do comparador

não sairá nenhum sinal, desativando a gate do MOSFET, deixando este de conduzir.

Figura 3.10 – (a) Comparação entre a onda triangular ( ) e a tensão de controlo ( ) (b) Sinal PWM

gerado pela comparação da onda triangular ( ) e da tensão de controlo ( )

3.3 Maximum Power Point Tracking (MPPT)

O MPPT é um método de controlo para que o conversor Boost seja capaz de

otimizar a extração de energia produzida pelos 18 painéis, colocando-os a operar no

ponto de máxima potência. A Figura 3.11, mostra o conversor Boost implementado no

PSIM, com o seu respetivo controlo. O MPPT usa o algoritmo da Perturbação &

Observação (P&O), que vai gerar um sinal de controlo ( para posteriormente

ser comparado com uma onda triangular ( ) gerando assim o sinal de PWM

correspondente.



Figura 3.11 - Conversor Boost implementado no PSIM com MPPT

O bloco MPPT tem como entradas o valor da corrente gerada pelo conjunto de

18 painéis solares ( ), assim como o valor da tensão aos terminais desse conjunto

( ). Através dos cálculos efetuados pelo algoritmo P&O é então gerada uma tensão

de controlo ( que ao ser comparada com uma onda triangular, gera um sinal de

PWM que comuta o semicondutor de potência de forma a permitir ao conversor Boost

otimizar a extração de energia produzida pelo conjunto de painéis. O modelo do painel

solar usado nas simulações no PSIM, indica qual a máxima potência gerada pelo

conjunto de painéis através de . Desta forma, para confirmar se o MPPT

acompanha o ponto de máxima potência, fez-se variar a radiação incidente entre

e tal como representado na Figura 3.12, e verificar se as

potências de entrada ( ) e de saída ( ) do conversor Boost acompanham a máxima

potência gerada pelo conjunto de painéis ( ). Tal como mostra a Figura 3.13,

pode-se concluir então que o sistema de controlo está a rastrear o ponto de máxima

potência do conjunto de painéis solares, pois a potência de entrada assim como a

potência de saída do conversor acompanham a máxima potência gerada.



Figura 3.12 – Valor da radiação solar incidente no conjunto de 18 painéis solares fotovoltaicos

Figura 3.13 – Formas de onda da máxima potência gerada pelos painéis ( ), da potência de entrada ( )

do conversor Boost e da potência de saída ( ) do conversor Boost

Na Figura 3.14, está representada a tensão de controlo ( ) gerada pelo

algoritmo da P&O do MPPT, que é depois comparada com uma onda triangular com

amplitude igual a 492V, para gerar o sinal de PWM.

Figura 3.14 – Tensão de controlo gerada pelo MPPT



3.4 Inversor Monofásico em Ponte Completa

Foram simulados dois modelos do inversor monofásico em ponte completa, um

com filtro LC passa-baixo na saída, representado na Figura 3.15, e outro sem filtro LC

passa-baixo na saída. Ambos os modelos são formados pelo circuito inversor, assim

como o seu sistema de controlo por PWM unipolar.

Figura 3.15 – Inversor Monofásico em Ponte Completa implementado no PSIM

Nesta dissertação é o conversor Boost que alimenta o inversor, portanto

considera-se que a potência fornecida pelo conversor Boost é aplicada aos terminais do

inversor. Desta forma, para o cálculo da carga resistiva do inversor em função da

potência na saída, deve ter-se em consideração o facto de o valor eficaz da tensão na

saída do inversor depender do índice de modulação ( ), calculado pela equação 2.57,

que divide o valor de pico da onda de controlo ( ) pelo valor de pico da onda

portadora ( ), representadas na Figura 3.16, resultando num índice de modulação

com amplitude dada pela seguinte equação:

(3.4)

Com a inclusão de um filtro LC passa-baixo na saída do inversor, considera-se

que o filtro elimina todos os harmónicos, com exceção da componente fundamental.

Desta forma, pela equação 3.5, o valor de pico da tensão na saída do inversor toma o

valor da tensão do barramento DC ( ).



(3.5)

Com isto, considerando o inversor um circuito ideal e consequentemente sem

perdas, a potência de entrada é igual à potência de saída. Neste caso, a potência de

entrada, que é fornecida pelo conversor Boost tem o valor de 1080W. Assim, a

resistência de carga foi dimensionada, considerando-se o valor eficaz da tensão na saída

do inversor, pela equação 3.6:

(3.6)

Contudo, sem o filtro LC passa-baixo na saída do inversor, os harmónicos não

são eliminados, o que para a mesma resistência de carga, no valor de 75Ω, a potência na

saída será maior.

No controlo do inversor, optou-se pela técnica de controlo PWM Unipolar em

detrimento da técnica PWM Bipolar, pela vantagem de se obter menor conteúdo

harmónico na tensão na saída do inversor. A técnica de controlo por PWM unipolar

consiste na comparação de uma onda triangular ( ) com duas outras ondas

sinusoidais. O controlo do braço A e do braço B do inversor em ponte completa é feito

separadamente pela comparação de com e , respetivamente,

como mostra a Figura 3.16.

Figura 3.16 – Controlo do Inversor por PWM Unipolar



Pela observação da figura, pode-se constatar que e tem um

período de 20ms, correspondente a uma frequência de 50Hz, característica pretendida

para a tensão na saída do inversor.

A comutação dos semicondutores de potência do inversor é feita a uma

frequência de 10kHz, que é a frequência correspondente à onda triangular, resultando da

comparação desta com e os respetivos sinais de controlo,

representados na Figura 3.17.

Figura 3.17 – Sinais de controlo dos MOSFETS do inversor

Primeiro foi simulado o inversor monofásico em ponte completa sem filtro LC

passa-baixo na saída, com uma tensão contínua de 400V na entrada. A corrente e a

tensão na carga estão representadas na Figura 3.18, com a Figura 3.19 a ser um zoom da

tensão de saída para mostrar com maior detalhe a sequência de impulsos da forma de

onda.



Figura 3.18 – Formas de onda da tensão ( ) e da corrente ( ) na saída do inversor sem filtro LC

Figura 3.19 – Zoom da forma de onda da tensão ( ) na saída do inversor sem filtro LC

De forma a se obter uma forma de onda sinusoidal na saída do inversor, foi

dimensionado um filtro LC passa-baixo. O filtro LC deve ser capaz de filtrar os

componentes harmónicos a partir de sensivelmente uma década abaixo da frequência de

comutação. O filtro LC passa-baixo é um filtro de segunda ordem e permite atenuar os

componentes harmónicos a uma cadência de 40 dB/década. Dado que a frequência de

comutação do inversor foi de 10kHz, a frequência de corte do filtro é:

(3.7)



Considerando-se o uso de uma bobina existente com uma indutância no valor de

1mH, calculou-se o valor da capacidade do condensador do filtro LC pela equação 3.8:

(3.8)

Introduzindo o filtro LC passa-baixo na saída do inversor monofásico em ponte

completa, as formas de onda da tensão e corrente na saída ficam sinusoidais, como se

pode observar na Figura 3.20.

Figura 3.20 – Formas de onda da tensão ( ) e da corrente ( ) na saída do inversor com filtro LC

Para se selecionar os semicondutores de potência que melhor satisfazem as

necessidades do projeto, torna-se indispensável a observação das ondas da tensão

drain-source ( ) e da corrente de drain ( ) nos MOSFETS, representadas na Figura

3.21 e na Figura 3.22, respetivamente.



Figura 3.21 – Tensão drain-source ( ) dos MOSFETS do inversor

Figura 3.22 – Corrente de drain ( ) nos MOSFETS do inversor



Então, pela observação das ondas da tensão drain-souce e da corrente de drain

dos MOSFETS do inversor, verifica-se que os MOSFETS devem ser selecionados para

suportarem uma tensão drain-source superior a 400V e uma corrente de drain de pelo

menos 9A.

3.5 Conclusões

Neste capítulo foram dimensionados todos os componentes relativos aos

diferentes circuitos de interface entre os painéis solares fotovoltaicos e uma carga

monofásica. Seguidamente foram feitas as simulações computacionais em PSIM a todos

os circuitos constituintes do projeto, tais como o conjunto de 18 painéis solares

fotovoltaicos, o conversor Boost, ao método de controlo MPPT e ao inversor

monofásico em ponte completa.

A simulação do conversor Boost foi bastante útil do ponto de vista de validação

de todos os componentes dimensionados, assim como possibilitou um estudo mais

aprofundado ao funcionamento do mesmo, em função da variação dos valores dos

componentes dimensionados. Após a verificação dos resultados da simulação, foi

possível confirmar a função do conversor na sua tarefa de elevar a tensão de entrada

para os valores pretendidos na saída, assim como foi possível confirmar a operação do

conversor no modo de condução contínua.

Relativamente ao método de controlo com o seguidor do ponto de máxima

potência, as simulações comprovaram o sucesso da sua implementação, revelando que o

método permite ao conversor Boost otimizar a extração de energia produzida pelo

conjunto de painéis, colocando os painéis a operar no ponto de máxima potência,

validando o algoritmo da P&O implementado.

Quanto ao inversor monofásico em ponte completa, foram simulados dois

circuitos, um com filtro LC passa-baixo na saída, e outro sem esse filtro. Pela análise

dos resultados pode-se concluir que ambas as configurações têm bons resultados,

apresentado a configuração com filtro LC na saída, uma onda sinusoidal com 400V de

pico e 50Hz de frequência tal como desejado.



Capítulo 4

Implementação e Resultados

Neste capítulo será feita uma descrição da implementação dos circuitos de

potência que fazem a interface entre painéis solares fotovoltaicos e uma carga

monofásica assim como serão apresentados os seus respetivos resultados,

descrevendo-se igualmente a implementação do sistema de controlo e da unidade de

medida, finalizando com uma análise a todos os resultados obtidos.

Na Figura 4.1, é possível observar a bancada de trabalho e o material usado para

a implementação e obtenção de resultados do projeto desta dissertação.

Figura 4.1 – Bancada de trabalho

O diagrama de blocos da Figura 4.2, representa todo o sistema implementado,

constituído pelos circuitos de potência, pelo sistema de controlo e pela unidade de

medida.

Devido à indisponibilidade de se obter painéis solares fotovoltaicos para a

realização da dissertação, recorreu-se a um retificador, de forma a retificar a tensão da

rede elétrica, que em conjunto com um VARIAC permitiu emular o painel solar. É a

este conjunto, retificador mais VARIAC representado na Figura 4.3, a que se refere ao

longo da dissertação quando mencionamos o uso do painel solar fotovoltaico.



Figura 4.2 – Diagrama de blocos de todo o sistema implementado

Figura 4.3 – Conjunto do retificador e VARIAC (para simular o painel solar fotovoltaico)

4.1 Sistema de Controlo

O sistema de controlo é uma parte fundamental de todo o projeto pois é

responsável por processar todos os dados de acordo com os objetivos pretendidos, de

forma a gerar corretamente todos os sinais de controlo a aplicar nos semicondutores de

potência dos circuitos de potência implementados e assim obter o bom funcionamento e



os resultados pretendidos para estes. O sistema de controlo é constituído pelo

microcontrolador, pelos acopladores óticos e pela unidade de medida.

4.1.1 Microcontrolador

Para a implementação do sistema de controlo, foi selecionado o

microcontrolador PIC 18F4431da Figura 4.4, da Microchip.

Figura 4.4 – Microcontrolador PIC 18F4431 da Microship

A seleção deste microcontrolador deve-se ao facto deste englobar todos os

requisitos necessários para a elaboração do projeto, mas também por ser disponibilizado

de forma gratuita pelo seu fabricante. A baixa complexidade do circuito base para o seu

funcionamento, a simplicidade de programação assim como a disponibilidade de forma

gratuita do software de programação, foram também aspetos a ter em consideração.

Este é um microcontrolador com boas características para o controlo de sistemas

de eletrónica de potência, dotado de um módulo PWM dedicado à eletrónica, gerando

múltiplas saídas de PWM sincronizadas. Este módulo suporta oito canais que podem

funcionar de forma independente ou de forma complementar, isto é, para cada uma das

quatro saídas de PWM, existem outras quatro invertidas, bastante uteis para o controlo

dos semicondutores de potência do inversor, permitindo ainda programar o dead-time

de forma a impedir curto-circuitos durante as comutações dos semicondutores de

potência de cada braço do inversor. Este microcontrolador possui também um conversor

analógico-digital, tornando-o bastante útil na implementação deste projeto. Na Figura

4.5, é possível observar o diagrama de pinos do microcontrolador, sendo possível

identificar facilmente os pinos dos módulos PWM e do conversor ADC

(Analog-to-Digital Converter) [30].



Figura 4.5 – Diagrama de pinos do microcontrolador PIC 18F4431 [30]

Os microcontroladores da família PIC permitem ser programados pela

linguagem Assembly ou pela linguagem C, optando-se pela linguagem C no

desenvolvimento deste projeto por se tratar de uma linguagem de alto nível, sendo o

código mais percetível e de fácil implementação. O ambiente de programação usado foi

o MPLAB IDE v8.84 em conjunto com o compilador CCS C Compiler, sendo depois

necessária a utilização de um programador que faça a ligação entre o computador e o

microcontrolador. Neste projeto foi usado o programador MPLAB ICD 2 representado

na Figura 4.6, disponibilizado pelo Laboratório de Eletrónica de Potência. A ligação

entre o programador e o microcontrolador é feita através dos pinos identificados como

PGC, PGD e MCLR. Na Figura 4.7, está representado o esquema elétrico do

microcontrolador com descrição dos pinos usados.

Figura 4.6 – Programador MPLAB ICD 2



Figura 4.7 – Esquema elétrico do microcontrolador PIC 18F4431

4.1.2 Acopladores Óticos

Um acoplador ótico é um circuito de drive cuja função consiste em isolar

eletricamente o circuito de controlo do circuito de potência. Por outro lado, os sinais

gerados pelo microcontrolador têm um nível de tensão (5V) insuficiente para comutar

os MOSFETS, impossibilitando a ligação direta entre o microcontrolador e os

semicondutores de potência, sendo necessária a implementação de um circuito de

interface.

O acoplador ótico possibilita a transferência de um sinal de um circuito para o

outro, neste caso do microcontrolador para o conversor Boost e para o inversor, sem

existir acoplamento elétrico. Com a ausência de contacto elétrico, o sinal é transferido

por meio de um feixe de luz gerado por um fotodíodo que é recebido por um

fototransístor. Estes circuitos de drive têm como vantagens o facto de terem uma

velocidade de comutação elevada, baixo consumo e garantirem isolamento elétrico.

O acoplador ótico selecionado foi o VO 3120, fabricado pela Vishay, com o

esquema elétrico interno visível na Figura 4.8. Além de garantir o isolamento elétrico,

permite ainda uma alargada gama de tensões para alimentação do estágio de saída,

proporcionando as tensões de comando requeridas para a comutação dos MOSFETS,



tornando-o um circuito de drive bastante adequado para comando de MOSFETS.

Contudo, é necessário garantir que os sinais de comando tenham diferentes referências

de tensão entre si, possibilitando o correto funcionamento do conversor Boost e do

inversor. Assim, os acopladores óticos que geram o sinal de comando para os

MOSFETS e , devem ser alimentados por fontes de alimentação independentes,

ao contrário dos MOSFETS e que podem partilhar a mesma fonte de

alimentação, podendo também partilhar essa fonte com o acoplador ótico do conversor

Boost, sendo necessários apenas três fontes de alimentação independentes para

alimentação dos cinco acopladores óticos.

Figura 4.8 – Esquema elétrico interno do Acoplador Ótico VO3120 da Vishay[31]

Na Figura 4.9, encontra-se o esquema elétrico do circuito de acoplamento ótico

implementado, com a onda do PWM gerada pelo microcontrolador com 25kHz para o

controlo do conversor Boost ou com 10kHz para o controlo do inversor a ser aplicada

na entrada do acoplador ótico, gerando na saída ( ) o sinal de controlo para os

MOSFETS do conversor Boost ou do inversor, correspondentes.

Figura 4.9 – Esquema elétrico do circuito do Acoplador Ótico VO3120 da Vishay[31]



Na Figura 4.10, pode observar-se o ajuste que o acoplador ótico faz ao sinal de

PWM gerado pelo microcontrolador para o controlo do semicondutor de potência do

conversor Boost, representado na Figura 4.10(a), no valor de 5V de amplitude e

frequência de 25kHz, para os 17V de amplitude à saída do acoplador ótico, com 25kHz

na Figura 4.10(b).

Figura 4.10 – (a) Sinal PWM para controlo do MOSFET do conversor Boost na entrada do Acoplador Ótico

(b) Sinal PWM para controlo do MOSFET do conversor Boost na saída do Acoplador Ótico

Na Figura 4.11, pode observar-se o ajustamento que o acoplador ótico faz aos

sinais de PWM complementares, gerados pelo microcontrolador para o controlo dos

semicondutores de potência de um dos braços do inversor, representado na Figura

4.11(a), no valor de 5V de amplitude e frequência de 10kHz, para os 17V de amplitude

à saída com 10kHz na Figura 4.11(b).

Figura 4.11 – (a) Sinais de PWM complementares para controlo dos MOSFETS num dos braços do inversor

na entrada do Acoplador Ótico (b) Sinais de PWM complementares para controlo dos MOSFETS num dos

braços do inversor na saída do Acoplador Ótico



Na Figura 4.12 é possível observar-se a placa (breadboard) com o sistema de

controlo implementado, com os acopladores óticos que geram os sinais de controlo para

os MOSFETS do inversor, rodeados pelo retângulo vermelho e o acoplador ótico que

gera o sinal de controlo do MOSFET do conversor Boost rodeado por um retângulo

verde.

Figura 4.12 – Placa com o sistema de controlo implementado

4.1.3 Unidade de Medida

A unidade de medida realiza as medições da tensão e corrente geradas pelo

painel solar fotovoltaico para que o algoritmo do MPPT atualize o valor do duty-cycle

do conversor Boost, baseado nas medições efetuadas, com o objetivo de extrair a

máxima potência do painel solar fotovoltaico.

Sensor de Tensão de Efeito Hall

O sensor de tensão utilizado para medição da tensão do painel solar fotovoltaico

foi o transdutor de tensão LV 25-P da LEM representado na Figura 4.13, que permite

medir tensões AC e DC. A relação de transformação deste sensor é de 2500:1000,



apresentando como principais características no lado primário uma tensão e corrente

nominal de 500V e 10mA, respetivamente. Do lado secundário, a corrente nominal tem

o valor de 25mA. A alimentação do sensor é feita através de +15V, GND e -15V ou

+12V, GND e -12V [32]. Na Figura 4.14, está representado o esquema elétrico de

ligação do sensor.

Figura 4.13 – Transdutor de tensão de efeito de hall LV 25-P da LEM [32]

Figura 4.14 – Esquema elétrico do transdutor de tensão [32]

No lado primário deve inserir-se uma resistência ( ) em série com o circuito

limitando o valor da corrente no sensor de forma a que esta não ultrapasse o valor

nominal de 10mA. Assim, é dimensionada, tendo por base o valor máximo da tensão

que se pretende medir ( ) [32], através da equação 4.1:

(4.1)

Ao ser aplicada uma tensão positiva ( ) entre os terminais HT+ e HT-, irá

induzir-se uma corrente no secundário ( ) positiva. Desta forma, a resistência de

medida ( ) deve ser dimensionada tendo em conta a corrente nominal no secundário

( ) e a gama de tensões que se pretende obter na saída do secundário do circuito. Uma



vez que o microcontrolador usado só admite tensões na sua entrada entre os 0 e os 5V, e

tendo em conta a corrente nominal no secundário, é calculada pela equação 4.2:

(4.2)

Admitiu-se na realização deste projeto que a tensão máxima produzida pelo

conjunto dos 18 painéis solares fotovoltaicos seria de 307,8V. No entanto, de forma a

dar uma margem de leitura ao sinal, dimensionou-se de forma a que a tensão máxima

fosse de 320V. Assim, pela equação 4.1 e 4.2, é possível calcular e ,

respetivamente.

(4.3)

(4.4)

Sensor de Corrente de Efeito Hall

O sensor de corrente utilizado para medição da corrente gerada pelo painel solar

fotovoltaico foi o transdutor de corrente LA 55-P da LEM representado na Figura 4.15.

A relação de transformação é de 1:1000 e permite efetuar medições de corrente até um

valor máximo de 50A, valor correspondente à corrente nominal do primário ( ). A

corrente nominal no secundário ( ) tem o valor de 50mA. A alimentação do sensor

pode ser feita da mesma forma que para o sensor de tensão, ou seja, através de +15V,

GND e -15V ou +12V, GND e -12V [33]. Na Figura 4.16, está representado o esquema

elétrico de ligação do sensor.

Figura 4.15 – Transdutor de corrente de efeito de hall LA 55-P da LEM[33]



Figura 4.16 – Esquema elétrico do transdutor de corrente [33]

Da mesma forma que no sensor de tensão, a resistência deve ser

dimensionada para que a tensão na entrada do microcontrolador não ultrapasse os 5V e

não exceda a corrente no secundário do sensor no valor de 50mA. pode então

dimensionar-se pela equação 4.5:

(4.5)

(4.6)

4.2 Conversor Boost

O conversor Boost foi implementado com base na análise feita na secção 2.2.1 e

no dimensionamento e simulações efetuadas no subcapítulo 3.2.

No entanto, devido à inexistência de alguns componentes tais como o

condensador e a bobina com as características desejadas, levaram à necessidade de

serem encontradas soluções alternativas. Conforme o dimensionamento feito, era

necessário um condensador com capacidade superior a 6,15µF, de polipropileno que

suportasse uma tensão de 400V no mínimo (tensão na saída do conversor). De forma a

contornar este problema, foi necessário fazer-se uma associação de condensadores. Dois

condensadores em série com 4,7µF de capacidade e uma tensão de 250V cada um, em

paralelo com um condensador eletrolítico com capacidade de 6,8µF e uma tensão de

450V. Para se garantir que a queda de tensão nos dois condensadores de polipropileno

em série era igual, foi colocada uma resistência em paralelo com cada um dos

condensadores, como se pode observar na Figura 4.17.



Figura 4.17 – Esquema da associação de condensadores do conversor Boost

A capacidade equivalente é dada por:

(4.7)

(4.8)

Então, pela equação 4.7:

(4.9)

As resistências foram dimensionadas para que a corrente que as percorre fosse

na ordem dos 50mA. Calculou-se então a carga (q) dos dois condensadores em série:

(4.10)

Como os condensadores e têm a mesma capacidade, :

(4.11)

Assim, impondo uma corrente de 50mA a percorrer cada resistência, e como o

valor da tensão aos seus terminais vai ser igual, :

(4.12)



As resistências em paralelo com os condensadores de polipropileno usadas,

tinham o valor de 4,7kΩ que era o valor mais próximo disponível.

Em relação à bobina, não existiam disponíveis bobinas com a indutância

pretendida, ou seja, com valor igual ou superior a 410µH, que permitisse ser percorrida

por uma corrente de 6A de pico. Com isto, optou-se pela associação em paralelo de dois

conjuntos de duas bobinas em série, tal como está representado na Figura 4.18.

O objetivo de fazer-se um paralelo de bobinas, deve-se ao facto de dividir a

corrente, evitando que toda a corrente percorre-se uma só bobina, que no caso de ser

durante um período de tempo elevado, poderia levar ao sobreaquecimento da própria,

podendo destrui-la e causar curto-circuitos.

Figura 4.18 – Esquema da associação de bobinas do conversor Boost

Tendo a bobina e os valores de 570µH e 579µH respetivamente, a

indutância equivalente das duas bobinas ligadas em série é:

(4.13)

E tendo a bobina e os valores de 573,94µH e 576,8µH respetivamente, a

indutância equivalente das duas bobinas ligadas em série é:

(4.14)

O valor da indutância total do conjunto das quatro bobinas é dado por:

(4.15)



De forma a proteger o semicondutor de potência dos picos de tensão resultantes

das comutações, evitando o mau funcionamento do conversor Boost e a destruição do

próprio semicondutor, e ainda reduzir as perdas por dissipação de energia também no

semicondutor, foi dimensionado e implementado um circuito snubber.

O circuito do snubber implementado foi o Turn-Off Snubber para garantir que

durante o desligar do semicondutor de potência, a corrente no semicondutor diminua a

uma constante

[22]. Este circuito é composto por um condensador ( ), uma

resistência ( ) e um díodo ( ), ligados ao semicondutor de potência de acordo com a

Figura 4.19.

Figura 4.19 – Circuito Turn-Off Snubber

Tendo por base [22], dimensionou-se então os componentes do circuito snubber

através das equações 4.16 e 4.17:

(4.16)

(4.17)

Onde é a corrente que percorre o semicondutor, é a tensão aplicada aos

terminais do mesmo e é o tempo que o semicondutor de potência demora a extinguir

a corrente que o percorre, sendo uma característica do componente que consta no

datasheet do fabricante.

Então, sendo o MOSFET do conversor Boost percorrido no máximo por uma

corrente de 7A, com uma tensão máxima drain-source de 400V e segundo o datasheet

tem um , os componentes dimensionados tem os seguintes valores:



A energia armazenada no condensador, que é dissipada na resistência do

snubber, é determinada pela equação 4.18:

(4.18)

O dimensionamento da potência da resistência do snubber é feito pela equação

4.19:

(4.19)

Devido à indisponibilidade de condensadores de polipropileno com a capacidade

desejada e capaz de suportar 400V aos seus terminais, foram utilizados os

condensadores disponíveis, com uma capacidade de 100nF e 1000V, e a resistência do

snubber, devido a inexistência de resistências com um valor aproximado ao calculado,

foi feita uma associação de resistências, obtendo uma resistência equivalente de 220Ω.

Na Figura 4.20 encontra-se o esquema elétrico do conversor Boost

implementado, com os valores e referências de todos os componentes usados.

Figura 4.20 – Esquema elétrico do conversor Boost implementado

O circuito do conversor Boost foi implementado numa placa veroboard, como

pode observar-se na Figura 4.21. O retângulo vermelho representa o conjunto das quatro



bobinas usadas e o retângulo amarelo representa a associação dos condensadores

implementados no conversor Boost. O retângulo laranja identifica o díodo do conversor

e o cor-de-rosa identifica o MOSFET. Os retângulos pretos identificam os componentes

do circuito snubber, nomeadamente a resistência ( ), o díodo ( ) e o condensador

( ). Tanto o MOSFET como os díodos, estão devidamente isolados dos dissipadores,

evitando-se assim sofrer um choque elétrico no caso de contacto com o dissipador.

Figura 4.21 – Circuito do conversor Boost implementado

Depois do conversor Boost estar implementado, procedeu-se aos respetivos

testes e recolha de resultados.

Tal como analisado na secção 2.2.1, o conversor Boost é um conversor elevador

de tensão, e portanto, tal como indica o nome, deve ser capaz de elevar a tensão de

entrada para um nível superior na saída. Segundo foi dimensionado, o conversor deveria

ser capaz de elevar a tensão de entrada no valor de 307,8V para 400V na sua saída.

No entanto, o conjunto retificador mais VARIAC, que emulam o painel solar

fotovoltaico, só era capaz de fornecer no máximo 290V aproximadamente. Com esta

tensão na entrada, o conversor terá de a elevar na saída para o valor dado pela equação

4.18:

(4.18)



Este é o valor que deveria ter na saída do conversor Boost, caso fosse um

circuito ideal e sem perdas.

Num dos ensaios feitos, colocou-se uma tensão no valor de 288V, e obteve-se à

saída do conversor uma tensão no valor de 368V, como se pode observar na Figura

4.22, um valor muito próximo do esperado, mostrando o bom funcionamento do

conversor, tal como era esperado.

Figura 4.22 – Formas de onda da tensão de entrada e da tensão de saída do conversor Boost

De seguida, procedeu-se à medição da corrente que percorre a bobina, efetuada

com recurso a uma resistência com 1Ω, colocada em série com a bobina. Mediu-se a

tensão aos terminais dessa resistência, obtendo-se assim uma tensão, que pela lei de

Ohm, é proporcional ao valor da corrente.

A Figura 4.23, mostra a forma de onda que representa a corrente na bobina. Pela

observação desta, é possível verificar-se e afirmar-se que o conversor Boost opera

efetivamente no modo de condução contínua, pois a corrente na bobina, nunca chega a

zero, mantendo-se sempre positiva.



Figura 4.23 – Forma de onda da corrente na bobina do conversor Boost

O circuito de snubber foi implementado com o objetivo de proteger o

semicondutor de potência dos picos de tensão. Como o osciloscópio digital não permite

observar ondas com mais de 400V de pico-a-pico, devido à sua escala, a tensão

drain-souce do MOSFET que está representada na Figura 4.24, tem um valor

aproximado de 325V, de forma a ser possível observar a atenuação feita pelo circuito de

snubber aos picos de tensão no turn-off do MOSFET. Apesar de ainda se verificarem

alguns picos, verifica-se que estes foram atenuados para valores inferiores à tensão

drain-source máxima suportada pelo MOSFET.

Figura 4.24 – Forma de onda da tensão drain-source no MOSFET do conversor Boost com circuito snubber



4.3 Inversor Monofásico em Ponte Completa

Na implementação prática do inversor monofásico, optou-se pelo uso da

topologia em ponte completa por permitir obter na saída uma tensão com o dobro do

valor obtido pela topologia em meia ponte.

A implementação deste conversor DC-AC foi baseada na análise feita na secção

2.2.3 e nas simulações efetuadas no subcapítulo 3.4. O objetivo inicial era desenvolver

um conversor capaz de converter a energia gerada pelo painel solar fotovoltaico num

sistema alternado com uma tensão de valor eficaz igual a 230V e uma frequência de

50Hz.

Os semicondutores de potência utilizados foram os MOSFETS FCP11N60,

fabricados pela FAIRCHILD SEMICONDUCTOR, que admitem uma corrente máxima

na drain de 11A e uma tensão máxima drain-source de 600V. A comutação destes

MOSFETS é feita através dos sinais de controlo gerados pelo método de PWM

unipolar, explicado na secção 2.2.3.

Da mesma forma que se fez para o semicondutor de potência do conversor

Boost, dimensionou-se um circuito de snubber para aplicar a cada um dos quatro

semicondutores de potência do inversor de forma a protegê-los dos picos de tensão nas

suas comutações, evitando o mau funcionamento do inversor assim como a destruição

dos próprios semicondutores, reduzindo ainda as perdas por dissipação de energia nos

semicondutores.

Foi então dimensionado e implementado o circuito para o Turn-Off Snubber para

garantir que durante o desligar do MOSFET a corrente no semicondutor diminua a uma

constante

[22]. Novamente tendo por base [22], dimensionaram-se então os

componentes do circuito snubber através das equações 4.16 e 4.17, apresentadas no

subcapítulo 4.3. Sendo os MOSFETS do inversor percorridos no máximo por uma

corrente de 9A, com uma tensão máxima drain-source de 400V e segundo o datasheet

tem um , os componentes dimensionados tem os seguintes valores:

A energia armazenada no condensador, que é dissipada na resistência do

snubber, é determinada pela equação 4.18, apresentada no subcapítulo 4.2:



O dimensionamento da potência da resistência do snubber é feito pela equação

4.19, apresentada no subcapítulo 4.2:

Como não havia disponíveis condensadores de polipropileno com a capacidade

desejada que suportassem 400V aos seus terminais, foram usados os condensadores

disponíveis mais aproximados do desejado, no valor de 100nF e 1000V, e uma

resistência de 220Ω.

Na Figura 4.25, encontra-se o esquema elétrico do inversor monofásico em

ponte completa com todas as referências e valores dos componentes usados.

Figura 4.25 – Esquema elétrico do inversor monofásico em ponte completa implementado sem filtro LC

Na Figura 4.26, está o circuito do inversor implementado, numa placa

veroboard, sendo possível observar-se os dois braços do inversor monofásico, assim

como o circuito de snubber para cada MOSFET do inversor. Todos os MOSFETS,

assim como os díodos dos circuitos de snubber estão devidamente isolados dos

dissipadores, evitando-se sofrer um choque elétrico no caso de contacto com os



dissipadores. Os retângulos vermelhos representam os MOSFETS do braço A, com o

retângulo do lado esquerdo a indicar o MOSFET e o retângulo do lado direito a

indicar o MOSFET . Os retângulos amarelos representam os MOSFETS do braço B,

que da mesma forma que o braço A, o retângulo do lado esquerdo a indicar o MOSFET

e o retângulo do lado direito a indicar o MOSFET . Os retângulos pretos

representam os componentes do circuito de snubber no MOSFET , como legendado

na figura, sendo possível perceber-se a disposição dos componentes dos outros circuitos

de snubber para os restantes MOSFETS.

Figura 4.26 – Circuito do inversor monofásico em ponte completa implementado

A Figura 4.27, mostra dois semi-ciclos positivos da forma de onda de saída do

inversor, pois a escala do osciloscópio digital não permite a visualização da onda

completa. Devido a isso, optou-se por mostrar apenas a parte positiva da onda de saída

do inversor, quando tinha na sua entrada 290V (tensão máxima fornecida pelo conjunto

do retificador mais o VARIAC). Esta forma de onda da tensão na saída do inversor

monofásico é uma onda modulada por uma sequência de impulsos de amplitude igual à



tensão de entrada. A forma de onda obtida tem uma frequência de 50Hz e um período

de 20ms, tal como desejado. No entanto, pela observação da figura, pode observar-se a

ausência de impulsos na parte intermédia de cada semi-ciclo, que indica a existência do

fenómeno de sobre modulação no controlo do inversor, ou seja, o índice de modulação é

maior que um ( ), isto é, o pico da tensão de controlo é maior que o pico da

tensão da onda triangular, não comutando os semicondutores de potência nesse

intervalo de tempo.

Figura 4.27 – Forma de onda de dois semi-ciclos positivos da tensão na saída do inversor sem filtro LC

Como o objetivo era ter-se uma onda sinusoidal com as características da rede

elétrica na saída do inversor, dimensionou-se um filtro LC passa-baixo, no subcapítulo

3.4, de forma a se obter a onda sinusoidal na saída do inversor e minimizar os efeitos

dos componentes harmónicos provenientes das comutações dos semicondutores de

potência do inversor.

Na Figura 4.28 é possível observar-se o esquema elétrico do inversor

monofásico em ponte completa com o filtro LC passa-baixo, de forma a obter-se na

saída do inversor uma onda sinusoidal. Na Figura 4.29, encontra-se a bobina e a

associação de condensadores usados na implementação do filtro LC. Como não

existiam condensadores de polipropileno com a capacidade desejada, optou-se por

associar alguns condensadores em paralelo de forma a obter-se uma capacidade próxima

da calculada. A capacidade obtida pela associação em paralelo dos cinco condensadores

como mostra a Figura 4.29, foi de 17,6µF. No entanto, os condensadores usados apenas

suportam 250V aos seus terminais, daí que nos testes efetuados para obtenção de



resultados do circuito inversor monofásico em ponte completa com filtro LC, não se

elevasse a tensão de entrada do inversor acima dos 250V, de forma a que a tensão na

saída do inversor não ultrapassasse também os 250V de pico, para não danificar os

condensadores do filtro LC. A bobina usada no filtro LC tinha um valor de indutância

de 1mH.

Figura 4.28 - Esquema elétrico do inversor monofásico em ponte completa implementado com filtro LC

Figura 4.29 – Associação de condensadores e bobina usados no filtro LC



Assim, com uma tensão de entrada no inversor no valor de 232,7V, um valor um

pouco abaixo dos 250V pelos motivos explicados em cima devido à tensão máxima

admissível aos terminais dos condensadores do filtro LC, obteve-se a forma de onda da

tensão na saída do inversor representada na Figura 4.30, mostrando-se apenas alguns

semi-ciclos positivos da onda, pois a escala máxima do osciloscópio digital não permitia

a visualização da onda completa.

Figura 4.30 – Forma de onda dos semi-ciclos positivos da tensão na saída do inversor com filtro LC

Para medir-se a corrente de saída, colocou-se em série com a carga uma

resistência no valor de 1Ω. De seguida, mediu-se a tensão aos terminais dessa

resistência, obtendo-se assim uma tensão, que pela lei de Ohm, é proporcional ao valor

da corrente. A forma de onda da corrente pode observar-se na Figura 4.31, tendo como

valor máximo sensivelmente 3,5A, considerando-se que não existem os picos de

corrente, resultantes das comutações dos MOSFETS. O facto de serem observados

bastantes picos na forma de onda da corrente e não serem observados praticamente

nenhuns picos na forma de onda da tensão, deve-se à diferente escala usada na

visualização das diferentes formas de onda, que no caso da forma de onda da corrente,

sendo a escala usada mais reduzida, são mais percetíveis os picos do que na forma de

onda da tensão, onde a escala é dez vezes maior, tornando os picos menos percetíveis.



Figura 4.31 – Forma de onda da corrente na saída do inversor com filtro LC

Como o osciloscópio digital não permite visualizar a forma de onda completa da

tensão na saída do inversor, optou-se por visualizar no osciloscópio analógico. Da

mesma forma, com 232,7V na entrada do inversor, visível no multímetro, obteve-se na

saída a forma de onda representada na Figura 4.32. A ponta de prova estava com uma

atenuação de 10 vezes, e o osciloscópio tinha uma escala de 20Volts/divisão e

10ms/divisão. O valor de pico da tensão da onda da Figura 4.32, é de aproximadamente

de 230V, e a forma de onda tem uma frequência de 50Hz.

Figura 4.32 – Forma de onda da tensão na saída do inversor com filtro LC



4.4 Controlo do Conversor Boost com MPPT

Esta dissertação tinha como objetivo ser desenvolvido um algoritmo de controlo

que permitisse o conversor Boost extrair a máxima potência gerada pelo painel solar

fotovoltaico. Foi então implementado o algoritmo da Perturbação & Observação (P&O)

de forma a fazer-se o seguimento do ponto de máxima potência do painel. O algoritmo

da P&O foi escolhido depois de uma ponderação sobre as vantagens e desvantagens

entre os vários algoritmos estudados. O algoritmo da P&O, apresenta como vantagem

principal o facto de ser um dos métodos de mais fácil implementação, contudo, este é

um algoritmo que perante variações rápidas das condições atmosféricas, pode assumir

um comportamento incorreto ou arbitrário. Ainda assim, a pior desvantagem deste

algoritmo prende-se com o facto de o ponto de máxima potência nunca ser realmente

atingido, ficando o sistema a oscilar em torno dele, não sendo o método mais eficiente.

Como não existiu a possibilidade de se trabalhar com um painel solar

fotovoltaico para a realização dos testes experimentais, como já tinha sido mencionado,

para validar o algoritmo seguidor do ponto de máxima potência, colocou-se em série

com a fonte de tensão DC (conjunto do retificador mais o VARIAC) uma resistência, de

forma a limitar-se a potência fornecida pela fonte, para se obter com a maior

proximidade possível o comportamento de um painel solar fotovoltaico. Desta forma, a

curva I-V resultante dessa configuração, representada a cor vermelha na Figura 4.33, é

uma curva relativamente semelhante em comparação com a curva I-V de um painel

solar representada a cor preta. A resistência colocada em série com a fonte de tensão,

era da mesma ordem de grandeza do valor da resistência de carga do conversor Boost,

limitando assim a tensão e corrente fornecidas pela fonte, não estando os valores

fornecidos pela fonte dependentes apenas da carga.

Figura 4.33 – Curva da corrente vs tensão do painel solar fotovoltaico (curva de cor preta) e da fonte DC com

a resistência em série (curva de cor vermelha)



De forma a validar-se o algoritmo implementado, seria necessário a realização

de três testes distintos. Inicialmente seria feito um teste em malha fechada, ou seja, o

conversor Boost seria controlado pelo algoritmo da P&O e de seguida, seriam efetuados

dois testes em malha aberta com o sistema de controlo a gerar um sinal de PWM com

duty-cycle fixo, mas com diferentes valores de duty-cycle para os dois testes em malha

aberta. Após o primeiro teste, em malha fechada, o sistema deveria estabilizar em torno

do ponto de máxima potência, registando-se o valor da potência gerada pela fonte e o

duty-cycle para o qual o sistema estabilizou em torno do MPP. Posteriormente seriam

realizados os dois ensaios em malha aberta, um com um valor de duty-cycle fixo de

valor inferior ao registado no teste em malha fechada, e outro teste em malha aberta

com um valor de duty-cycle fixo com valor superior ao registado no teste em malha

fechada, registando-se para ambos os casos o valor da potência gerada pela fonte. Seria

de esperar que o algoritmo da P&O implementado tivesse sucesso na sua função,

registando um valor de potência superior aos valores de potência registados nos testes

em malha aberta, validando assim a sua implementação.

Contudo, não foi possível validar com sucesso a implementação do método de

controlo com MPPT, usando o algoritmo da P&O. Nos testes ao conversor Boost em

malha fechada, ou seja, controlado pelo algoritmo P&O, o algoritmo não conseguiu

encontrar o ponto de máxima potência, alterando o valor do duty-cycle continuamente,

mas sem estabilizar. A leitura da corrente do painel por parte do sensor de corrente,

estava constantemente a variar, levando a crer que esse seria o problema para que o

algoritmo da P&O não conseguisse encontrar o MPP. Dessa forma, o algoritmo fazia

com que o seguimento do MPP fosse baseado em cálculos errados, nunca atingindo a

proximidade do MPP. Devido à proximidade do prazo de entrega deste projeto de

dissertação, não houve tempo disponível para tentar resolver o problema, não sendo

possível validar o algoritmo implementado.

4.5 Controlo do Inversor

Para o controlo do inversor, implementou-se a técnica de controlo unipolar,

descrita na secção 2.2.3. Como já foi referido, dada a simplicidade para o

microcontrolador gerar sinais PWM sincronizados, foram utilizados os canais PWM0 e

PWM2 no modo complementar, permitindo gerar outros dois sinais de PWM nos canais

PWM1 e PWM3, simétricos aos sinais dos canais PWM0 e PWM2, respetivamente. Isto



é, quando o sinal PWM0 está no nível alto, o seu sinal complementar, PWM1, está no

nível baixo e vice-versa. Da mesma forma, quando o sinal de PWM2 está no nível alto,

o seu sinal complementar, PWM3, está no nível baixo e vice-versa. Desta forma, o sinal

de PWM do canal PWM0 e o seu sinal PWM complementar (PWM1) controlam os

semicondutores de potência do braço A, e o sinal de PWM do canal PWM2 e o seu sinal

PWM complementar (PWM3) controlam os semicondutores de potência do braço B,

evitando assim desta forma que os dois semicondutores do mesmo braço se encontrem

em condução simultânea.

Este módulo de geração de sinais PWM permitem também a programação de um

dead-time, isto é, programar um curto período de tempo que mantém o sinal de PWM e

o seu sinal PWM complementar inativos, garantindo a inexistência de condução em

simultâneo dos semicondutores de potência do mesmo braço, que levaria a um

curto-circuito.

De seguida foi criada uma tabela com cem posições, inserindo cem valores para

sintetizar um seno. O seno é depois comparado com uma onda triangular para gerar o

sinal de PWM, onde o valor máximo admitido no duty-cycle é o valor mais elevado da

tabela.

A geração da onda triangular pelo microcontrolador é feita pela programação da

base de tempo do PWM no modo Continuous Up/Down Count, como se pode observar

na Figura 4.34.

Figura 4.34 – Modo Continuous Up/Down Count[]

Visto isto, o PWM foi configurado com uma frequência de comutação de 10kHz

e um dead-time de 8µs. Posteriormente configurou-se o timer1 e ativou-se a interrupção

por overflow deste timer. A configuração feita para o timer1 foi de forma a que os

valores de duty-cycle fossem atualizados cem vezes por cada período de 20ms pela

geração de uma interrupção por overflow do timer1. A rotina de serviço à interrupção é

chamada a cada interrupção, atualizando os valores de duty-cycle.



Na Figura 4.35, podem observar-se dois sinais PWM complementares gerados

pelo microcontrolador que controlam os MOSFETS de um dos braços do inversor. O

controlo dos MOSFETS do outro braço é feito por aplicação de outros dois sinais iguais

ao par da Figura 4.35, gerados por outros dois canais do microcontrolador.

Figura 4.35 – Sinais PWM complementares gerados pelo microcontrolador

Na Figura 4.36, é possível observar-se o dead-time entre o sinal de PWM e o seu

sinal complementar. Através da medição do tempo entre os cursores (tempo

compreendido pelo retângulo cinzento nas formas de onda), função disponível no

osciloscópio digital, foi medido o dead-time entre os sinais de PWM, sendo visível o

valor no retângulo cinzento na secção “CURSORES” da Figura 4.36, com a duração de

8µs, tal como configurado.

Figura 4.36 – Dead-time dos sinais PWM complementares gerados pelo microcontrolador



Capítulo 5

Conclusões e Sugestões de Trabalho Futuro

Neste capítulo será feito um resumo ao trabalho desenvolvido nesta dissertação,

apresentando-se a conclusões retiradas do desenvolvimento deste projeto e serão feitas

sugestões sobre o trabalho a desenvolver futuramente.

5.1 Conclusões

O trabalho desenvolvido no âmbito desta dissertação consistiu no

dimensionamento e implementação dos circuitos de interface entre painéis solares

fotovoltaicos e uma carga monofásica. O circuito de interface a implementar, é

composto por um conversor de tensão DC-DC Boost, usando o método de controlo

MPPT com recurso ao algoritmo de P&O, permitindo extrair a máxima potência gerada

pelos painéis solares fotovoltaicos, e por um inversor de tensão DC-AC monofásico em

ponte completa de forma a gerar as formas de onda da tensão e corrente com as

características da rede elétrica.

Numa fase inicial, averiguaram-se as formas de ligação entre painéis solares

fotovoltaicos e a rede elétrica, realizando-se um estudo teórico sobre os circuitos e

componentes constituintes deste tipo de sistemas. Foi analisado o comportamento dos

painéis solares fotovoltaicos sob diferentes condições climatéricas, assim como o de

alguns conversores de tensão DC-DC e de alguns conversores de tensão DC-AC, de

forma a perceber-se quais os conversores de tensão mais indicados para aplicação neste

projeto. Foram também analisados os métodos de controlo para ambos os conversores,

com especial incidência no desenvolvimento do método de controlo MPPT.

Aproveitando o facto do software de simulação computacional disponibilizar o

modelo de um painel solar fotovoltaico, fez-se um estudo ao comportamento e

características desse painel. Como a potência fornecida por ele era muito baixa para

alimentar o sistema pretendido, efetuou-se a associação de dezoito painéis solares

fotovoltaicos em série, de forma a ser fornecida uma potência de 1080W ao sistema. O

conjunto desses painéis foi então parametrizado e foram traçadas as curvas I-V e P-V,

de forma a estudar-se o seu comportamento sob as diferentes condições climatéricas.

Depois de uma análise aos conversores de tensão DC-DC, concluiu-se que o

mais indicado para este projeto seria o conversor elevador de tensão Boost, permitindo



elevar a tensão na sua entrada para um nível superior na sua saída. Foi feito o seu

dimensionamento conforme os pressupostos de forma a operar no modo de condução

contínua. No controlo do conversor Boost, depois de uma análise teórica aos vários

algoritmos de controlo MPPT, optou-se pela técnica de P&O por ser uma das técnicas

mais usadas e de fácil implementação. Este algoritmo tem como princípio de

funcionamento a introdução de uma perturbação no duty-cycle do conversor Boost

variando a potência à sua saída, de forma a ir ao encontro ao ponto de máxima potência.

Para o conversor DC-AC, optou-se por implementar um inversor monofásico em

ponte completa pelo facto de, comparativamente à configuração em meia ponte, se

conseguir obter na saída o dobro da tensão, para a mesma tensão no barramento DC. No

controlo do inversor, optou-se pela técnica de controlo PWM Unipolar em detrimento

da técnica PWM Bipolar, pela vantagem de para o mesmo índice de modulação, com a

técnica PWM Unipolar, os harmónicos de tensão centrados em volta do índice de

modulação de frequência ( ) e em volta dos múltiplos do índice de modulação de

frequência, desaparecerem, resultando num menor conteúdo harmónico.

Depois de concluídos os dimensionamentos dos circuitos selecionados, foram

então efetuadas as devidas simulações computacionais, de forma a validarem o

dimensionamento feito. Além de validarem o dimensionamento feito, foram também

úteis para aperfeiçoar o funcionamento dos circuitos, fazendo-se testes aos limites de

operação de ambos, permitindo ter-se uma melhor perceção do seu comportamento sem

ser necessária a implementação prática, possibilitando ainda testar algumas alterações

nos valores dos componentes de forma a obterem-se melhores resultados. Os resultados

obtidos pelas simulações computacionais foram bons, pois estavam dentro do esperado.

O conversor Boost eleva a tensão na sua entrada para os níveis pretendidos na sua saída.

O seu controlo MPPT com recurso à técnica de P&O revelou-se funcional, fazendo o

seguimento do ponto de máxima potência dos painéis, extraindo sempre a máxima

potência.

O inversor de tensão, foi simulado inicialmente sem o filtro LC passa-baixo na

sua saída, obtendo-se uma onda modulada por uma sequência de impulsos com

amplitude igual à tensão do barramento DC, e de seguida, já com o filtro LC

passa-baixo a filtrar os impulsos, origina na saída a onda da tensão com forma

sinusoidal, com valor de pico igual ao valor da tensão do barramento DC e uma

frequência de 50Hz. Os resultados das simulações ajudaram também na seleção dos

componentes, pois a possibilidade de visualização das formas de onda da corrente e



tensão em qualquer ponto dos circuitos, permitiu selecionar os componentes com as

características elétricas necessárias para a implementação prática.

Na implementação prática, foram implementados os circuitos de potência de

forma independente, nomeadamente o conversor Boost e o inversor monofásico em

ponte completa. Pela análise ao funcionamento do conversor Boost, conclui-se que teve

um correto funcionamento em malha aberta, ou seja, com duty-cycle fixo, elevando a

tensão de entrada para os níveis de tensão desejados na saída. Em malha fechada, o

controlo MPPT não funcionou corretamente. O método implementado introduzia de

forma contínua uma perturbação no duty-cycle, pois nunca conseguiu encontrar o ponto

de máxima potência, e portanto o duty-cycle não estabilizava, ficando a variar em busca

do ponto de máxima potência dos painéis.

O inversor implementado, sem filtro LC, gerou na saída uma tensão com uma

forma de onda semelhante a uma onda retângular, formada por uma sequência de

impulsos, com amplitude de valor igual à tensão do barramento DC. Com o filtro LC na

saída do inversor, foi gerada uma tensão alternada, apresentado uma forma de onda

muito semelhante a uma sinusoide, com uma frequência de 50Hz e valor de pico igual

ao valor da tensão do barramento DC, revelando para ambos os casos, um correto

funcionamento. Na implementação sem o filtro LC na saída do inversor, a tensão no

barramento DC foi elevada até 290V (tensão máxima fornecida pela fonte DC). Com o

filtro LC na saída do inversor, apenas se elevou a tensão do barramento DC até os

232,7V, de forma a não ultrapassar os 250V de pico, tensão máxima admissível pelos

condensadores do filtro LC.

Apesar de não ter sido feita a interligação de todo o sistema, foram

implementados e testados todos os circuitos de interface necessários para ligação de

painéis solares fotovoltaicos a uma carga monofásica. Foram obtidos os resultados

esperados para todos os circuitos implementados, assim como os respetivos sistemas de

controlo, excetuando o controlo MPPT, que não apresentou os resultados esperados.

Para finalizar, fazendo-se uma apreciação global ao trabalho efetuado, conclui-se

que os objetivos propostos foram, na sua maioria, alcançados com sucesso, tanto ao

nível do dimensionamento, como da simulação computacional e da implementação

prática, possibilitando verificar-se o correto funcionamento dos dois circuitos de

potência, o conversor Boost e o inversor monofásico em ponte completa, assim como o

controlo do inversor. Inalcançado esteve o objetivo de se implementar o controlo

MPPT, revelando-se falível na implementação prática.



5.2 Propostas de Trabalho Futuro

Apesar de as ideias fundamentais desta dissertação estarem aqui demonstradas,

este é, ainda assim, um projeto com capacidade de evolução.

A utilização de um painel solar fotovoltaico para alimentação do sistema, em

substituição do conjunto do retificador mais o VARIAC, usado na alimentação do

sistema nos testes realizados nesta dissertação, é uma proposta para trabalho futuro.

Propõe-se que os circuitos sejam montados em placas de circuito impresso

(PCB) com a finalidade de mitigar os ruídos eletromagnéticos existentes, melhorando o

funcionamento de todos os circuitos.

Uma vez que o controlo MPPT não funcionou corretamente, propõe-se a

resolução do problema do método usado, por se considerar um aspeto importante deste

projeto, a extração da máxima potência dos painéis solares fotovoltaicos.

Por último, propõe-se também a implementação de outros algoritmos, de forma a

poderem ser comparadas as vantagens e desvantagens de cada algoritmo.



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