Relatorio SELE
-
Upload
carlos-silva -
Category
Documents
-
view
227 -
download
1
description
Transcript of Relatorio SELE
Faculdade de Engenharia da Universidade do Porto
Rectificador monofásico com corrente de entrada sinusoidal e ponte de díodos
André Filipe Ferreira Matos Carlos André Soares Costa e Silva
Filipe Miguel Costa Pereira Vítor Filipe Oliveira Sobrado
Relatório do Trabalho Prático realizado no âmbito da Unidade Curricular Sistemas de Electrónica do
Mestrado Integrado em Engenharia Electrotécnica e de Computadores
2010-12-31
2
Resumo
O trabalho proposto tem como finalidade analisar quantitativa e
qualitativamente o rectificador monofásico com corrente de entrada sinusoidal e
ponte de díodos. Este encontra-se distribuído em dois estágios, um de rectificação e
um outro de conversão, baseado no conversor boost CC-CC controlado em corrente.
O rectificador funcionará em modo de condução contínua, MCC, e fazendo uso de
modulação PWM. O controlo será realizado por corrente média, constituído por uma
malha interna de controlo da corrente, denominada controlo por pre-alimentação da
perturbação, e uma malha realimentada externamente de modo a controlar a tensão
de saída. Uma vez apresentada a base teórica desta técnica, será estudada outras
alternativas de controle da tensão de saída do retificador boost a comparar com a
estratégia apresentada.
3
Índice
1 Introdução ............................................................................................................... 4
2 Enunciado e Objectivos ......................................................................................... 5
3 Rectificador Boost .................................................................................................. 6
4 Dimensionamento dos semiconductores ............................................................. 7
5 Dimensionamento da Bobina e Condensador ..................................................... 9
6 Controlo ................................................................................................................. 11
6.1 Introdução ........................................................................................................ 11
6.2 Vantagens e Desvantagens ............................................................................. 12
6.3 Modelação Malha Aberta .................................................................................. 13
6.4 Modelação Malha Fechada .............................................................................. 16
7 Simulações, Espectro e THD ............................................................................... 17
7.1 Nominal ............................................................................................................ 17
7.2 Vazio ................................................................................................................ 22
8 Variação da Carga ................................................................................................ 23
9 Conclusões gerais ................................................................................................ 25
10 Anexos ................................................................................................................. 26
11 Bibliografia .......................................................................................................... 30
4
1 Introdução
Este documento contém um conjunto de notas sobre a elaboração do
Relatório do trabalhos prático da Unidade Curricular Sistemas de Electrónica do
Mestrado Integrado em Engenharia Electrotécnica e de Computadores da FEUP.
Normas internacionais como a IEC 61000 foram estabelecidas para
regulamentar o conteúdo harmônico da corrente em equipamentos de alta potência.
Actualmente estas normas são mais rígidas em relação à distorção harmônica na
corrente, daí surgir a necessidade de fontes de alimentação ideais que apresentem
correntes de entrada com o mesmo formato da tensão de entrada, de modo a
conseguir um alto factor de potência e reduzida taxa de distorção harmônica da
corrente. Existem basicamente três formas de se obter um alto fator de potência. A
primeira é mediante o uso de filtros passivos, os quais são robustos mas volumosos.
A segunda é mediante o uso de filtros activos, os quais são complexos e de elevado
custo. Finalmente, como terceira alternativa, pode-se optar pela utilização de
rectificadores com alto factor de potência. Os rectificadores com alto factor de
potência na sua maioria são compostos pelo rectificador a diodos em cascata com
um conversor CC-CC, sendo por meio do controle deste último que se consegue a
correção do fator de potência, isto é, uma corrente de entrada no retificador com o
mesmo formato da tensão de alimentação, os denominados conversores PFC,
Power Factor Correction.
5
2 Enunciado e Objectivos Dados de entrada/saída: Vin = 230 Vrms, 50 Hz; Vout = 350 V, 1 A
Objectivos: 1. Dimensionar e projectar o sistema de conversão CA/CC (semicondutores de
potência, conversor CC/CC, filtros CA e/ou CC);
2. Projectar o sistema de controlo do conversor CC/CC, na perspectiva do controlo à
passagem por zero da tensão de entrada;
3. Simular o funcionamento do sistema com carga nominal (visualização das
correntes e das tensões nos diversos pontos do circuito);
4. Simular o funcionamento do sistema em vazio (visualização das correntes e das
tensões nos diversos pontos do circuito);
5. Verificar o espectro e determinar a taxa de distorção harmónica da intensidade de
corrente na rede (funcionamento à potência nominal e em vazio);
6. Analisar a resposta dinâmica (variando a carga) do controlador de tensão CC e
optimizar o seu dimensionamento;
7. Verificar a influência paramétrica de L e de C no funcionamento do sistema;
8. Sistematizar as características de funcionamento deste sistema de conversão.
6
3 Rectificador Boost Como se pode ver na fig.1, o rectificador boost para além da ponte
rectificadora consiste num MOSFET, um diodo, uma bobina e um condensador em
paralelo com a carga, que no caso da fig.1 se encontra representado por uma fonte
de tensão. Modulando o MOSFET por largura de impulsos (PWM), a uma
frequência de comutação constante e, a partir da bobina L, é possivel moldar a
corrente iL de modo a obter uma rectificação de onda completa, similar ao formato do
sinal de tensão na bobina.
O estágio retificador tem a função de fazer a conversão da tensão alternada
da rede em tensão contínua não controlada vg(t), dada pela Equação (1). O formato
da tensão de saída deste estágio é uma sinusoide rectificada, a qual irá alimentar o
estágio conversor.
푉푔(푡) = |푉푖(푡)| (1)
O estágio conversor CC-CC converte tensão contínua não controlada em
tensão contínua controlada. Mediante um adequado controle da comutação é
possível obter uma corrente de entrada com o mesmo formato da tensão da rede, ou
seja, o retificador boost comporta-se como uma resistência para a rede,
conseguindo-se assim um alto factor potência. A consideração de uma tensão
constante na saída permite o estudo da malha de corrente na entrada do conversor
boost. Isto consegue-se através de um filtro de saída e uma malha externa de
tensão, a qual apresentará uma dinâmica mais lenta que a malha de corrente de
modo a evitar a influência nesta última.
Fig.1 – Circuito do rectificador boost
7
4 Dimensionamento dos Semiconductores
Análise dos dados fornecidos no enunciado
Para uma tensão de saída de 350V e uma corrente de 1A , determina-se a
resistência nominal de 350Ohm.
Sabendo que na entrada a tensão será de 230V eficazes, e que 푃표 = ƞ ∗ 푃푖.
Para um rendimento de 100%, conclui-se que a potência de entrada é igual a
potência de saída, ou seja 350 W, e portanto a partir da seguinte equação (2) é
possivel determinar a corrente de entrada.
푃푖 = 푉푖푒푓 ∗ 퐼푖푒푓 350 = 230 ∗ 퐼푖푒푓 퐼푖푒푓 = 1,5퐴푒푓 ( 2 )
퐼푖푝푘 = 2,15퐴 ( 3 )
Diodo Boost
A especificação do diodo de saída, também conhecido como diodo boost é feito
em função dos itens dados a seguir:
Vr max, tensão reversa Máxima, tensão aplicada quando o diodo se encontra
a bloquear a passagem de corrente.
푉푑푚푎푥 = 2 ∗ 푉표 = 2 ∗ 350 = 700푉 ( 4 )
Id rms, corrente eficaz.
퐼푑 = 퐼푑푚푎푥√2
= 퐼 푚푎푥√2
= 2,15√2
= 1,52 A RMS ( 5 )
Id avg, corrente média, neste caso, é igual à corrente na carga em regime
permanente.
퐼푑푎푣푔 = 퐼표 = 1퐴 ( 6 )
Tendo em conta os valores dimensionados pelas equações (4), (5) e (6) e
sabendo que este diodo deverá ser capaz de comutar rapidamente e possuir uma
queda o mais próximo possivel de zero escolheu-se o diodo BY329. Trata-se de um
8
semiconductor com um Vr = 800V, If = 8 A e com especificação própria no datasheet
do Dissipador TO220.
MOSFET
Vds, tensão dreno-source
푉푑푠 = 2 ∗ 푉표 = 2 ∗ 350 = 700푉 ( 7 )
Id max, corrente máxima no dreno
퐼푑푚푎푥 = 2,15퐴 ( 8 )
Escolheu-se assim o MOSFET BUZ88A , com diodo de roda-livre
incorporado, Vds = 800 V, Id = 4,5 A , Rds = 2 Ohm, cuja potência máxima
Pd max = 83,3 W, e cujo cálculo do dissipador conduz a uma resistência
RthCA = 20 ºC/W e ao dissipador SK478.
Ponte Rectificadora
Vr max, tensão reversa Máxima
푉푟푚푎푥 = 2 ∗ 푉푖푝푘 = 2 ∗ 325 + 0,05 ∗ 325 = 667푉 ( 9 )
Id RMS, corrente máxima instantânea
퐼푑 = 퐼푑푚푎푥√2
= 2,15√2
= 1,52퐴 ( 10 )
Segundo as caracteristicas acima referidas pelas equações (7) e (8),
escolheu-se a Ponte GBPC2506 com Vrrm = 200 a 1200V e Id = 25 a 35
A (conforme a Temperatura). Para o dissipador sabe-se que a potência dissipada
Pd = 7W, RthDA = 13,82 ºC / W e portanto o dissipador escolhido será o ATS -
50170B-C2-R0.
9
5 Dimensionamento da Bobina e do Condensador Bobina
No conversor boost quem limita a ondulação de alta freqüência da corrente é
o indutor de entrada, porém, é preciso desenvolver uma expressão que permita
determinar a indutância em função dos parâmetros de operação do circuito.
Considerando que a freqüência de comutação é maior que a freqüência da rede, e
que o conversor opera em estado quase estável, isto é, a relação entre a tensão de
entrada e a tensão de saída é determinada pelo ganho estático do conversor, logo, a
ondulação da corrente no indutor quando o interruptor está bloqueado é dada pela
seguinte expressão:
∆퐼 = ( )∗
푑(휔푡) ( 11 )
푑(휔푡) = ( ) ( 12 )
A expressaõ (12) faz referência ao ganho estático do rectificador, que varia
conforme a tensão de entrada. Ora sabendo que a tensão de entrada é uma
sinusoide do tipo 푉푖푝푘 sin(휔푡), substitui-se Vi na equação (11) e (12) pela respectiva
sinusoide e junta-se as duas equações numa só, dando origem à seguinte equação:
∆퐼 =
∗sin(휔푡) − sin(푤푡) ( 13 )
Derivando a expressão (13) e igualando a zero é possivel determinar o wt
onde existe máxima ondulação.
∆ ( ) = 0
∗∗ cos(휔푡) − 2 ∗ sin(휔푡) cos(휔푡) = 0
wt1 = 90º V wt2 = sin ( ) ( 14 )
Para obter ondulação máxima wt deverá tomar o valor de wt2 e portanto a
expressão da ondulação ficará do seguinte modo:
10
∆퐼 푚푎푥 =∗ ∗
− ∗
= ∗ ∗
( 15 )
퐿 = ∗∆ ∗
=∗ ∗ , ∗ ,
= 10푚퐻 ( 16 )
Condensador A suposição de que o conversor se encontra a alimentar uma carga com
características de fonte de tensão foi feita por motivos de simplificação. Na prática
tem-se uma carga em paralelo com um condensador de modo a manter a tensão do
barramento constante.
A metodologia para o dimensionamento do filtro de saída será baseada no
princípio de conservação da energia e no balanço de potência. Por meio de
conservação da energia sabe-se que a energia entregue pela fonte de alimentação
deve ser igual à energia consumida pela carga num determinado período. Com isto
garante-se a estabilidade do sistema e o balanço de energia. A potência instantânea
de entrada pode ser expressa pela por 푝 (푡) = 푣 (푡) ∗ 푖 (푡), onde 푣 (푡) =
푣 푝푘 sin(휔푡) e 푖 (푡) = 푖 푝푘 sin(휔푡), ou seja :
푝 (푡) = ∗ − ∗ cos(2휔푡) ( 17 )
A Equação ( 17 ) mostra que a potência instantânea de entrada está
composta por duas parcelas, uma potência constante e uma alternada. Considera-se
que o retificador boost opera em regime permanente e tensão de saída constante.
Concluí-se que a parcela de potência contínua pode ser associada à carga resistiva
e a parcela de potência alternada apresenta o dobro da freqüência da rede (100Hz),
logo, pela conservação da energia esta parcela de potência pode ser associada à
corrente alternada de 100Hz que circula pelo condensador. Sabe-se que a potencia
constante é dada também pela seguinte equação:
11
푃표 = ∗ = ( 18 ) Logo a corrente no condensador é dada pela seguinte expressão:
푖 (푡) = cos(2휔푡) ( 19 )
Pela teoria dos circuitos sabe-se que: 푣 (푡) = ∫ 푖 푑푡 ( 20 )
Substituindo na equação (20) ic pela expressão deduzida em (19) chega-se à tensão no condensador
푣 (푡) = −∗ ∗
sin(2휔푡) ( 21 ) Logo a tensão de ondulação no condensador é dada por
∆푉 =
∗ ∗ 퐶 =
∗∆ ∗=
∗ ∗ ∗ ,= 0,9푚퐹 ( 22 )
6 Controlo
6.1 Introdução
Na Figura 2 é mostrada a estrutura de controle por corrente média. A
obtenção de uma corrente sinusoidal na entrada é feita por meio da imposição de
uma corrente de referência. A estrutura apresenta três malhas, uma interna e duas
externas. A malha interna ou de corrente tem a função de impor uma corrente de
referência mediante o controlo da razão cíclica (PWM - trailing-edge modulation). As
malhas externas são compostas por uma malha de realimentação (feedback) que
regula a amplitude da corrente de referência por meio de um multiplicador mantendo
a tensão de saída constante, e uma malha feedforward encarregue de gerar o
formato de referência a partir da tensão rectificada na saída da ponte rectificadora e,
além disso, compensar eventuais variações da tensão de entrada.
12
6.2 Vantagens e Desvantagens
A Figura 3 mostra a tensão e a corrente de entrada típicas do retificador boost
com controle por corrente média. Embora apresente uma pequena distorção na
passagem por zero tem-se uma corrente praticamente sinusoidal e em fase com a
tensão de entrada.
Entre as principais características do retificador boost com controle por
corrente média, pode-se citar as seguintes:
Fig.2 - Esquema de controlo do rectificador boost por controlo da corrente média
Fig.3 - Tensão e corrente de entrada do rectificador boost
13
Corrente de entrada em fase com a tensão;
A corrente no retificador boost é controlada directamente através da malha de
corrente;
O controlo do fluxo de potência é realizado por meio da amplitude da corrente
de referência;
Modulação realizada por razão cíclica, ou seja, controla-se o tempo em que o
interruptor permanece fechado;
Como desvantagens se tem as seguintes:
A qualidade da corrente de entrada depende do ajuste do compensador,
portanto, é preciso obter as funções de transferência do retificador para as
malhas de corrente e de tensão;
É necessária a utilização de um sensor de tensão na saída da ponte
retificadora vg(t) para gerar a corrente de referência;
6.3 Modelação Malha Aberta
Existem diversas formas de obter o modelo equivalente do conversor boost
controlado em corrente, no entanto em muitas delas a tensão de entrada é
considerada como uma perturbação,não dando a devida importância à presença
dela no sistema, facto que não corresponde a este caso onde será usado um
controlo por pré-alimentação da perturbação. O modelo equivalente do conversor
boost é obtido através da sua equação característica, para isso emprega-se a lei de
Kirchhoff das malhas e a definição de valor médio. A partir da figura 4 é possivel
comprovar que a tensão no interruptor é dada por (23), onde d(t) representa a taxa
com que o interruptor é “aberto”, e portanto a relação entre tensão de entrada e
saída do conversor é dada por (24).
14
< 푣 (푡) >= 푉표(1 − 푑(푡)) ( 23 )
푣 (푡) = 퐿 ( ) + 푉표(1 − 푑(푡)) ( 24 )
A partir de (24) é possivel determinar a função transferência do sistema com e
sem a influência da tensão de entrada como se pode ver em (25) e (26)
respectivamente.
퐼 (푠) = 푉 (푠) − 퐷′(푠) ( 25 )
( )
( )= − ( 26 )
O controlo escolhido apresenta uma realimentação da corrente de entrada no
conversor, que é comparada com um sinal proveniente de uma pré-alimentação da
tensão de entrada, a qual seria a perturbação no sistema. Para representar o
conversor de forma mais verdadeira, no diagrama de blocos foi considerado um
bloco Limitador (saturador), o qual limita a razão cíclica complementar entre 0 e 1.
Neste tipo de controlo o sistema não apresenta uma corrente de referência
externa para a realimentação, sendo de certa forma a referência o sinal proveniente
da pré-alimentação da perturbação (Fig. 6). Com este tipo de controle procura-se ter
uma corrente de entrada com o mesmo formato da tensão de entrada, isto é, a
perturbação é considerada como o sinal de entrada e não como uma perturbação
propriamente dita.
Fig.4 - Conversor Boost e diagrama de blocos equivalente
Fig.5 - Diagramas de blocos do sistema de controlo em malha aberta
15
A função de transferência da corrente de entrada em relação à tensão de
entrada (perturbação) para este tipo de sistema será dada pela equação (27).
푰품(풔)
푽품(풔)= 푮ퟐ
ퟏ 푲풎푪풗푪푮ퟏퟏ 푲풎푪푮ퟏ푮ퟐ푯풊
( 27 )
A constante Km representa a função transferência do modulador por largura
de impulsos assim como os blocos Cv e Hi normalmente são simples
ganhos,emborana prática se use por vezes filtros PB paraeliminar sinais de
frequências não desejadas como a ondulação da corrente na frequência de
comutação. Contudo neste caso em particular foram considerados simples ganhos
Kg e Ki respectivamente.
No caso do controlador C(s), dimensionou-se um controlador do tipo PI
(equação (28)), por prestar uma boa resposta ao degrau de perturbação 퐼 (푡 → ∞) =
푉 , que depende apenas da tensão de entrada.
퐶(푠) = 퐾 ( 28 )
Fig.6 - Conversor boost com controlo de pre-alimentação por perturbação
16
6.4 Modelação Malha Fechada
A malha exterior de realimentação é necessária para regular o valor de pico
da corrente que circula na bobina. Nesta malha, a largura de banda é bastante
limitada, pois a tensão de saída nos terminais do condensador contém uma
componente alternada, como visto no capítulo 5, com o dobro da frequência da rede
(100Hz para uma frequência na rede de 50Hz). Esta tensão de ondulação não deve
ser corrigida pela malha externa de tensão, pois levará a distorções de 3ºHarmónico
na corrente de entrada. Esta malha consiste na criação de uma corrente de
referência a partir do sinal de entrada da rede, rectificado, com um sinal de erro,
dado pela subtracção da tensão de saída com uma tensão de referência, como se
pode ver no diagrama de blocos na fig.7.
Para atingir um erro em regime permanente igual a zero, Gv(s) deve ter um
polo na origem, contudo como o rectificador PFC é por vezes considerado uma
espécie de pré-regulador então este conceito é banalizado. Assim a seguinte função
representa a função transferência do PI dimensionado.
퐺 (푠) = ( 29 )
Fig.7 - Diagrama de blocos da malha externa de realimentação
17
7 Simulações, Espectro e THD Ao longo das simulações efectuadas foram usados valores para os
componentes de acordo com o material existente no laboratório. As simulações
foram realizadas com recurso ao software PSIM. O esquema PSIM do rectificador e
respectivo controlo pode ser visto na seguinte figura.
Em anexo é possivel observar o circuito detalhado de cada bloco, uma vez
que se decidiu efectuar o controlo via analógica. Facto que condicionou bastante o
resultado prático final pois a abordagem digital permitiria um resultado mais viável e
flexivel .
Fig.8 - Esquema PSIM do projecto abordado
18
7.1 Nominal
Como se pode ver na figura 8 a tensão da rede contém uma certa ondulação,
isto é não contem 230V eficazes. Relativamente à corrente sinusoidal na entrada,
esta possui um pouco de distorção na passagem por zero, devido à presença da
bobina que limita a taxa de variação da corrente (derivada da corrente), este efeito é
também chamado de efeito Cusp.
Tal como referido no dimensionamento do condensador estipulou-se uma
variação da tensão de saída na ordem dos 1%, isto é, 3.25V. Assim como se pode
ver na figura 9, a variação da tensão de saída coincide de facto com o estipulado.
Embora a forma de onda dos sinais presentes na figura 9 parecem alternados, é
importante referir que a nivel macroscópio o sinal se torna continua e portanto
estamos em condições de afirmar que o rectificador está a operar de acordo com o
pretendido.
Fig.9 - Sinal da tensão(em baixo) e corrente(em cima) na entrada do circuito Rectificador
19
Como visto no capitulo 6 , o controlo por corrente média impõe uma corrente
na entrada do circuito por comparação de uma corrente referência com uma amostra
do circuito. Ora a corrente referência como visto anteriormente é o produto de dois
sinais, um sinal com o formato pretendido para a corrente de referência e outro cuja
função é regular a amplitude do sinal e que resulta da comparação da tensão de
saída com uma referência de sinal pretendido na saída do rectificador. Os sinais
responsaveis pela criação da corrente de referência podem ser vistos na figura 11.
Fig.10 - Tensão(em baixo) e corrente(em cima) de saída do rectificador boost
Fig.11 - Sinais responsáveis pela criação da corrente de referência
20
De seguida pode-se ver na figura 12, o sinal de referência da corrente criado
pelos sinais da figura 11, em comparação com o sinal da corrente extraído do
circuito. A partir do esquema PSIM, figura 8 , é possivel verificar que os sinais
apresentados na figura 12, são subtraídos, dando origem a um sinal de erro, figura
13, que será comparado com um sinal dente-de-serra,figura 14, via PWM, dando
origem ao sinal de comando do MOSFET, figura 15.
Fig.12 - Sinal de referência da corrente e sinal extraído do circuito rectificador via sensor de corrente
Fig.13 - Sinal de erro de corrente, resultado da subtracção dos sinais da figura 12
21
Fig.14 - Sinal dente-de-serra, com amplitude 1 e frequência 20KHz, comparado via PWM com o sinal da figura 13
Fig.15 - Sinal de comando do mosfet, resultado da comparação via PWM, do sinal da figura 13 com o dente-de-serra da figura 14
22
A partir da figura 16 é possivel observar o espectro Harmónico da corrente de
entrada, no qual se pode ver que a partir do 3ºHarmónico a amplitude da corrente
diminui bastante contribuindo para uma taxa total de distorção (THD) de
aproximadamente 1%(para uma amostra de 6 harmónicos)
7.2 Vazio
O ensaio em vazio ocorreu de maneira semelhante, contudo como a
corrente na saída era bastante próxima de zero, o sinal de referência da malha
fechada é bastante próximo da referência de tensão , 3.5 , e portanto a tensão
desejada foi atingida da mesma forma. Porém como não existe carga, a tensão
existente no condensador não é descarregada com a mesma taxa, tal pode ser
verificado na figura 17.
Fig.16 - Espectro Harmónico de Corrente de Entrada
23
Relativamente aos restantes sinais no sistema, esses comportam-se de modo
idêntico ao regime nominal uma vez que a tensão de entrada não sofre alterações.
8 Variação da Carga
De modo a optimizar o controlador de tensão do barramento DC,
procedeu-se à variação da carga, isto é, aplicou-se um degrau ao fim de um
determinado tempo e observou-se o tempo que o sistema demorou a estabilizar
(figura 18 e 19).
Fig.17 - Corrente de entrada (cima) e tensão de saída (baixo) em vazio
Fig.18 - Sinal de saída da corrente(cima) e tensão(baixo) quando sofre um degrau unitário em 0.3segundos
24
Observando as figuras 18 e 19 é possivel concluir que após sofrer
perturbação, o sistema demora aproximadamente 0.1 segundos a estabilizar,
conforme esteja mais ou menos próximo da carga nominal. Com a figura 20,
aplicação de um impulso de largura 0.2 segundos, podemos concluir tal facto, uma
vez que o sistema responde mais rapidamente quando tende para a sua posição
origem do que quando é destabilizado.
Fig.19 - Corrente e tensão de saída quando é aplicado ao sistema um degrau de amplitude superior ao anterior
Fig.20 - Reacção do sistema, tensão e corrente de saída, quando lhe é aplicado um impulso de largura 0.2 segundos
25
9 Conclusões gerais
Neste trabalho foi visto que o rectificador boost pode ser dividido em dois
estágios, estágio retificador e o estágio conversor boost. Demonstrou-se que o
grande responsável pela obtenção de uma corrente sinusoidal na entrada, é o
conversor boost controlado em corrente média. Pode-se também verificar que a
regulação da tensão de saída pode ser feita por uma malha fechada externa,
utilizando uma técnica de controlo por pré-alimentação da perturbação.
Da secção 5 pode-se concluir que a indutância será crítica para o rectificador
boost pois operando com tensão , potência e frequência de comutação alta faz com
que a indutância necessária seja elevada, deixando o inductor volumoso e com alto
custo. O mesmo sucede com o condensador, a equação 22, secção 5, mostra que
quanto maior for a resistência de carga menor será a capacitância. Além disso,
considerando uma capacitância fixa, concluí-se que a ondulação diminuirá com o
aumento da resistência de carga. É importante mencionar que a influência da tensão
de barramento de saída é oposta para o caso do filtro inductivo, onde quanto maior
for a tensão do barramento de saída, maior será a indutância necessária. Assim, a
escolha da tensão de saída é muito importante, já que uma boa escolha pode levar à
redução do volume dos elementos passivos do rectificador boost.
Embora não tenhamos conseguido colocar o sistema a funcionar a nível
prático, na nossa opinião não ficamos muito além de o conseguir uma vez que a
parte de controlo estava perfeitamente apta. Testes foram realizados com sinais de
calibre menor na parte do controlo de modo a não usar potências altas, o que
poderia danificar os circuitos de controlo. Como referido na secção 7, optamos por
implementar um circuito de controlo via analógica, o que nos trouxe vários
obstáculos como o ruído ,as calibrações constantes, e as remodulações de circuito.
Em suma, foram adquiridos bastantes conhecimentos a nivel de electrónica
de Potência , de técnicas de controlo, topologias de conversão e análise de
conversores CC-CC, CA-CC. Na nossa opinião, este foi um tema interessante,
contudo ficou em falta um pouco de maturidade nesta área que só no final viemos a
adquirir e também uma gestão mais eficaz do tempo, uma vez que foi gasto bastante
tempo na escolha da topologia a abordar e respectivas simulações.
26
10 Anexos
Rectificador de Precisão A montagem do rectificador em onda completa é composta por dois sub-circuitos: a
rectificação em meia onda e o amplificador somador. Ambos os circuitos devem ser de precisão.
O sinal de saída é obtido do seguinte modo: é realizada a rectificação em meia onda do sinal de
entrada, que depois é duplicado em amplitude, concluindo com a soma desse sinal e do sinal
original de entrada no amplificador somador.
Multiplicador
Como se recorreu ao AD633, este
possui um factor multiplicativo de 0.1,
logo colocou-se um amplificador não
inversor de ganho 10 de modo a
contrabalançar o erro.
Fig.21 - Rectificador de precisão
Fig.22 - Multiplicador
27
Controlador PI
Inicialmente,quer no controlador de tensão, quer no controlador de corrente
optou-se por usar o mesmo tipo de PI, com a mesma função transferência, de forma
a simplificar as simulações. Mais tarde verificou-se que não houve necessidade de
alterar o seu dimensionamento, uma vez que o controlo estava a funcionar
devidamente.
= 푘 = .
Limitador
Fig.23 - Controlador PI
Fig.24 - Limitador entre 0 e 1
28
Comparador PWM
Drive MOSFET
Fig.25 - Comparador PWM, dimensionamento baseado no datasheet do integrado
Fig.26 - Drive do MOSFET, dimensionamento baseado no datasheet do integrado
Circuito de Protecção de corrente
O presente circuito tem como objéctivo proteger o circuito contra picos de corrente elevados, o que pode danificar certos
componentes, que não aguentando determinados valores em situação de sobrecarga acabam por aquecer em demasia e posterior
deteoração. O método utilizado consiste em comparar a corrente da bobina com uma tensão referência , 4, definido pelo Schmit
trigger mostrado na figura 21. Após tal verificação o sinal resultante passa por um transistor de modo a variar entre 15V e 0V e
sucessivo FlipFlop. De seguida o sinal armazenado é multiplicado pelo sinal PWM e invertido. Assim, assegura-se que quando a
corrente excede 4 A, o sinal de comando não é dado ao drive e portanto mantém-se nessa condição até a corrente baixar. Assim
que esta baixe o sinal de comando é dado ao drive e o mosfet pode comutar.
29
Fig.27 - Esquema de montagem do circuito de protecção sobrecorrente
11 Bibliografia
Borges, B. V. (2003). Apontamentos Electrónica de Potência, IST.
Chu, G. (2007). Circuit Theory and Applications.
Martins, A. P. (n.d.). Apontamentos SELE.
Mohan, N. (2005). Power Electronics. MNPERE.
30